DE60027644T2

DE60027644T2 - Messung der dielektrizitätskonstante eines prozessproduktes mittels eines schwachstrom-radar-füllstandsmessumformers

Info

Publication number: DE60027644T2
Application number: DE60027644T
Authority: DE
Inventors: C. Kurt Apple Valley DIEDE
Original assignee: Rosemount Inc
Current assignee: Rosemount Inc
Priority date: 1999-01-21
Filing date: 2000-01-18
Publication date: 2007-04-12
Anticipated expiration: 2020-01-19
Also published as: CN1293761A; DE60027644D1; JP4282240B2; US20020143500A1; AU3471300A; WO2000043806A1; JP2002535660A; EP1066538A1; US6477474B2; EP1066538B1; CN1227540C; RU2000126484A; BR0004310A; CA2323556A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Prozesssteuerungsindustrie setzt Prozessvariablen-Sender zur ferngesteuerten Überwachung von Prozessvariablen ein, die mit Substanzen wie beispielsweie Festkörpern, Schlämmen, Flüssigkeiten, Dämpfen sowie Gasen in der Chemie-, Zellstoff-, Erdöl-, Pharmazeutik-, Nahrungsmittelindustrie und anderen nahrungsmittelverarbeitenden Anlagen verbunden sind. Prozessvariablen schließen Druck, Temperatur, Strömung, Pegelstand, Trübung, Dichte, Konzentration, chemische Zusammensetzung und andere Eigenschaften ein. Ein Prozessvariablen-Sender kann ein Ausgangssignal, das mit der gemessenen Prozessvariablen in Zusammenhang steht, über eine Prozessregelschleife an eine Steuerwarte liefern, so dass der Prozess überwacht und gesteuert werden kann.
Bei der Prozessregelschleife kann es sich um eine Zweidraht-Prozessregelschleife von 4–20 mA handeln. Bei einer derartigen Prozessregelschleife sind die Erregungspegel niedrig genug, dass die Schleife im Allgemeinen sogar unter Fehlerbedingungen nicht ausreichend elektrische Energie enthält, um einen Funken zu erzeugen. Diese ist besondern vorteilhaft in feuergefährli chen oder leicht entzündlichen Umgebungen. Prozessvariablen-Sender können manchmal auf derart niedrigen Energiepegeln arbeiten, dass sie die gesamte elektrische Leistung oder Energie von der 4–20 mA-Schleife erhalten können. Die Regelschleife kann auch Digitalsignale aufweisen, die sich auf der Zweidrahtschleife gemäß einem Prozessindustrie-Standardprotokoll, wie beispielsweise dem HART^®-Digitalprotokoll, überlagern.
Niedrigenergie-Zeitbereichsreflektometrie-Radarinstrumente (LPTDRR-Instrumente) wurden zur Messung des Füllstands von Prozessprodukten (entweder Flüssigkeiten oder Festkörpern) in Speicher- oder Lagerbehältern verwendet. In der Zeitbereichs-Reflektometrie wird elektromagnetische Energie von einer Quelle übertragen und bei einer Diskontinuität oder Unstetigkeit reflektiert. Die Laufzeit des empfangenen Impulses basiert auf dem Medium, durch das er wandert oder sich ausbreitet. Eine Art von LPTDRR ist als Mikropower-Impuls-Radar (MIR) bekannt, der vom Lawrence Livermore National Laboratory entwickelt wurde. Da LPTDRR-Pegelstandsender den Füllstand für gewöhnlich als Funktion der Laufzeit von Mikrowellensignalen zu und von einer Grenzfläche oder Oberfläche des Produkts bestimmt werden, und da die Laufzeit von der Dielektrizitätskonstanten des Material abhängig ist, durch das sich die Mikrowellen ausbreiten oder laufen, kann es notwendig sein, die Dielektrizitätskonstante(n) vorher zu kennen. Dies ist besonders dann erforderlich, wenn der Speicher- oder Lagerbehälter eine Vielzahl von Produkten enthält, die aufeinander geschichtet sind, wodurch eine Vielzahl von Grenzflächen zwischen Produkten mit unterschiedlichen Dielektrizitätskonstanten erzeugt werden.
Einige LPTDRR-Füllstandsender des Standes der Technik machten es erforderlich, dass ein Bediener des Senders eine Dielektrizitätskonstante des Produkts eingab, um den Füllstand der Vielzahl an Grenzflächen zu bestimmen.
US 3,995,212 beschreibt eine Vorrichtung zur Messung des Füll stands einer einzigen Art von Flüssigkeit in einem Tank. Die Ausbreitungszeit eines Sendeimpulses bis zum Empfang eines von der Luft/Flüssigkeits-Grenzfläche reflektierten Impulses wird zur Bestimmung des Flüssigkeitspegels oder -füllstands verwendet. Ein Vergleich von Amplituden der gesendeten und empfangenen Impulse wird zur Bestimmung des Brechungskoeffizienten der Flüssigkeit verwendet.
Ein Verfahren zur Bestimmung der Dielektrizitätskonstante(n) eines oder mehrerer Produkte in einem Behälter oder Tank würde in der Technik eine erhebliche Verbesserung bedeuten.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung beruht die Erfindung auf einem Niedrigenergie- oder Schwachstrom-Radar-Füllstandsmessumformer nach Anspruch 1.
Es wird ein Verfahren sowie ein Füllstandsmessumformer offenbart, mit deren Hilfe eine Dielektrizitätskonstante eines Produkts in einem Behälter oder Tank berechnet wird. Eine Niedrigenergie-Zeitbereichsreflektometrie-Radar (LPTDRR)-Schaltkreisanordnung wird zur Berechnung einer Zeitverzögerung zwischen einer Übertragung von Mikrowellenenergie entlang einer Abschlussvorrichtung, die sich in das Produkt in dem Tank erstreckt, und der Reflexion der Mikrowellenenergie berechnet. In einigen Ausführungsformen wird die Dielektrizitätskonstante des Produkts als Funktion der Zeitverzögerung berechnet. In anderen Ausführungsformen wird die Dielektrizitätskonstante durch Steuern der LPTDRR-Schaltkreisanordnung zur Berechnung von Amplituden der Sende- und Empfangsimpulse berechnet. Das Dielektrikum des Produkts wird als Funktion der Amplituden der Sende- und Empfangsimpulse berechnet.
Weitere Einzelheiten, Vorteile und Merkmale ergeben sich aus der nachfolgenden Kurzbeschreibung der Erfindung anhand der Zeichnungen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Es zeigen:
1 ein Diagramm eines Prozesssteuerungssystems, welches die Umgebung von erfindungsgemäßen Ausführungsformen zeigt;
2 ein Blockdiagramm, das eine Schaltkreisanordnung eines Radar-Füllstandsmessumformers gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform zeigt;
3 ein Blockdiagramm, das eine Schaltkreisanordnung eines Radar-Füllstandsmessumformers gemäß einer alternativen Ausführungsform der Erfindung zeigt;
4 und 5 Kurvenaufzeichnungen oder graphische Darstellungen, welche steuerbare Schwellen der Niedrigenergie-Zeitbereichsreflektometrie(LPTDRR)-Äquivalenzzeitwellenform zeigen;
6 ein Schemadiagramm einer steuerbaren Empfangsschwellen-Schaltkreisanordnung gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;
7, 9 und 12 Ablaufdiagramme, welche Verfahren darstellen, die vom Mikrowellen-Messumformer aus 2 implementiert werden; und
8, 10 und 11 Kurvenaufzeichnungen, die die LPTDRR-Äquivalenzzeit-Wellenformen darstellen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 ist ein Diagramm, das Füllstands-Messumformer 100 zeigt, die in der Umgebung arbeiten, die an mindestens ein Produkt enthaltende Speicher- oder Lagerbehälter 12, 13, 17, 24 befestigt wird. Gemäß Darstellung weist der Behälter 12 ein erstes Produkt 14 auf, das auf dem zweiten Produkt 15 angeordnet ist. Die Messumformer 100 schließen Gehäuse 16 und Abschlussvorrichtungen 110 ein. Die Messumformer 100 sind mit Prozessregelschleifen 20 gekoppelt und übertragen Informationen, welche Dielektrizitätskonstanten und/oder Füllhöhen von Prozessprodukten betreffen, über die Schleifen 20 an eine Steuerwarte 30 (die als Spannungsquellen und Widerstände vorgesehen ist) oder an andere Vorrichtungen (nicht gezeigt), die mit den Prozessregelschleifen 20 verbunden sind. Die Schleifen 20 stellen Energiequellen für die Messumformer 100 dar und können jedes beliebige Prozessindustrie-Standardkommunikationsprotokoll, wie beispielsweise das 4–20 mA Foundation^TM-Feldbusprotokoll oder das HART^®-Protokoll, verwenden. Als Niedrigenergie-Radarmessumformer können die Messumformer 100 vollständig durch die Energie betrieben werden, die über die 4–20 mA Prozessregelschleife erhalten wird.
1 zeigt verschiedene Anwendungen, in denen eine Radarmessung der Dielektrizitätskonstante nützlich ist. Beispielsweise handelt es sich bei den Produkten 14 und 15 im Tank 12 um Fluide, während die Prozessprodukte 18 (das einen vorgegebenen Ruhewinkel aufweisend gezeigt ist) und 19 im Tank 13 Festkörper sind. Bei den Prozessfluiden 21 und 22 im Tank 17 handelt es sich um Fluide, deren Füllstände an das Rohr 23 weitergeleitet werden, in welches eine der Abschlussvorrichtungen 110 mündet oder sich erstreckt. Des Weiteren ist Tank 24 so gezeigt, dass er die Produkte 25 und 26 enthält und eine Abschlussvorrichtung vom Strahlungstyp aufweist, die auf dem oberen Ende des Tanks 24 befestigt ist. Obwohl die Tanks 12, 13, 17 und 24 in 1 gezeigt sind, können die Ausführungs formen der Erfindung auch ohne Tanks, wie beispielsweise in einem See oder einem Sammelbecken angewendet werden.
2 und 3 sind Blockdiagramme eines Messumformers 100. 4 und 5 zeigen graphische Darstellungen von Äquivalenzzeit-Niedrigenergie-Zeitbereichsreflektometrieradar(LPTDRR)-Sende-/Empfangswellenformen, welche erfindungsgemäße steuerbare Aspekte eines Schwellendetektors darstellen. Innerhalb des Gehäuses 16 weist der Messumformer 100 eine LPTDRR-Schaltkreisanordnung 205 (in 3 gezeigt), einen LPTDRR-Schaltkreisanordnungsregler 206 (in 3 gezeigt) und die Berechnungsvorrichtung 240 für die Dielektrizitätskonstante auf. Der Regler 206 steuert die LPTDRR-Schaltkreisanordnung 205 über Verbindungen 207, um einen Parameter zu bestimmen, der proportional zu der Dielektrizitätskonstante des Produkts 14 im Tank 12 ist. Die Dielektrizitätskonstante-Berechnungsvorrichtung 240 berechnet die Dielektrizitätskonstante des Produkts 14 als Funktion des bestimmten Parameters. Die LPTDRR-Schaltkreisanordnung 205 kann einen Sendeimpulsgenerator 210 und einen Impulsempfänger 220 aufweisen.
Der Sender 100 weist zudem einen Schwellenregler 230 sowie optional eine Füllstand-Berechnungsschaltkreisanordnung 250 (in 3 gezeigt) auf. Der Schwellenregler 230 kann ein Bauelement der LPTDRR-Schaltkreisanordnung 205 sein. Der Schwellenregler 230, die Dielektrizitätskonstante-Berechnungsvorrichtung 240, die Füllstand-Berechnungsschaltkreisanordnung 250 sowie ein LPTDRR-Regler 206 können in einem Mikroprozessor 255 gemäß Darstellung in 3 implementiert werden. Allerdings kann auch eine diskrete Schaltkreisanordnung für eine dieser Funktionen verwendet werden. In Ausführungsformen, in denen diese Funktionen im Mikroprozessor 255 ausgeführt sind, weist der Messumformer 100 einen Analog-/Digital-Wandler 270 auf. Der Messumformer 100 kann zudem eine Stromversorgung und eine Eingabe-/Ausgabe-Schaltkreisanordnung 260 (gemäß Darstellung in 3) zum Betreiben des Messumformers 100 mit Energie, die über die Schleife 20 bereitgestellt wird, aufweisen, sowie für eine Kommunikation über die Schleife 20. Eine solche Kommunikation kann die Übertragung von das Prozessprodukt betreffenden Informationen über die Schleife 20 einschließen. Die Stromversorgungs-Schaltkreisanordnung kann so ausgelegt sein, dass sie die einzige Energiequelle für den Messumformer 100 aus über die Schleife 20 erhaltene Energie bereitstellt.
Die Mikrowellen-Abschlussvorrichtung 110 kann von der Art sein, wie sie in der Technik der Füllstand-Messumformer wohlbekannt ist und kann eine geeignete Übertragungsleitung, ein Wellenleiter oder eine Antenne sein. Eine Übertragungsleitung ist ein System aus Materialgrenzen, die einen kontinuierlichen Weg von einem Ort zum nächsten bilden und in der Lage sind, eine Übertragung elektromagnetischer Energie entlang dieses Wegs zu lenken. In einigen Ausführungsformen handelt es sich bei der Abschlussvorrichtung 110 um eine Doppelleitungsantenne mit Leitungen oder Leitern 115 und 120, die an einem unteren Bereich 125 verbunden sind und in die Produkte 14 und 15 im Tank 12 ausdehnbar sind, und die optional eine Startplatte 155 aufweisen. Die Abschlussvorrichtung 110 kann auch ein Einpol-, Koaxial-, Zweidraht-, Eindraht-, Mikrostrip- oder Strahlungs-Hornendstück sein und kann jede geeignete Anzahl an Leitungen aufweisen.
Der Sendeimpulsgenerator 210 ist vorzugsweise eine Niedrigenergie-Mikrowellenquelle, die mit der Abschlussvorrichtung 110 verbunden ist. Unter der Steuerung des Reglers 206 erzeugt ein Generator 210 einen Mikrowellen-Sendeimpuls oder -signal, das entlang der Abschlussvorrichtung 110 in die Produkte 14, 15 übertragen wird. Der Sendeimpuls kann einen breiten Frequenzbereich aufweisen, beispielsweise zwischen ungefähr 250 MHz und ungefähr 20 GHz oder mehr. In einer Ausführungsform liegt die Frequenz des Sendeimpuls bei in etwa 2.0 GHz. Ein Vergleichs- oder Bezugsimpuls 310 einer Äquivalenzzeit-Wellenform 300 (in 4 und 5 gezeigt) kann an der Startplatte 155 erzeugt werden oder mit Hilfe eines anderen Verfahrens zur Bestimmung des Beginns eines Sende-/Empfangszykluses. Ein erster Teil der Sendeimpuls-Mikrowellenenergie, die auf den Leitungen 115 und 120 übertragen wird, wird an einer ersten Produkt-Grenzfläche 127 zwischen der Luft und dem Produkt 14 reflektiert. Ein zweiter Teil der Sendeimpuls-Mikrowellenenergie wird an einer Grenzfläche 128 zwischen dem Produkt 14 und Produkt 15 reflektiert. Falls der Tank 12 nur ein Produkt 14 und kein Produkt 15 enthält, ist die Grenzfläche 128 für gewöhnlich der Boden der Abschlussvorrichtung oder Tanks. In den 4 und 5 stellt der Impuls 320 der Äquivalenzzeit-Wellenform 300 Mikrowellenenergie dar, die an der Grenzfläche 127 zwischen Luft und dem Produkt 14 reflektiert wird, während der Impuls 330 Mikrowellenenergie darstellt, die an einer Grenzfläche 128 reflektiert wird. Fachleute in der Technik werden erkennen, dass die in den 4 und 5 gezeigten Wellenformen invertiert werden können, ohne vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Im Allgemeinen kann, wenn das Produkt 14 eine niedrigere Dielektrizitätskonstante als das Produkt 15 aufweist, die Amplitude des Impulses 330 größer als die des Impulses 320 sein.
Bei dem Impulsempfänger 220 handelt es sich um einen Niedrigenergie-Mikrowellenempfänger, welcher mit der Abschlussvorrichtung 110 verbunden ist. Der Empfänger 220 empfängt den ersten reflektierten Wellenimpuls, welcher der Reflexion des ersten Teils des Sendeimpulses an der ersten Produkt-Grenzfläche 127 (in den 4 und 5 durch Impuls 320 dargestellt) entspricht. Der Empfänger 220 empfängt darüber hinaus den zweiten reflektierten Wellenimpuls, welcher der Reflexion des zweiten Teils des Sendeimpulses an der zweiten Produkt-Grenzfläche (in den 4 und 5 durch Impuls 330 dargestellt) entspricht. Durch Verwendung einer bekannten Niedrigenergie-Zeitbereichsreflektometrie-Radarabtastmethode erzeugt der Impulsempfänger 220 als Ausgangssignal eine Äquivalenzzeit-LPTDRR-Wellenform 300.
Der Schwellenregler 230 empfängt die Wellenform 300 als Eingangssignal. In Ausführungsformen, in denen der Schwellenregler 230 und die Dielektrizitätskonstante-Berechnungsvorrichtung 240 im Mikroprozessor 255 ausgeführt sind, digitalisiert eine Analog-/Digital-Schaltkreisanordnung 270 die Wellenform 300. Der Schwellenregler 230 erzeugt die Schwellen 315, 340 und 350 zur Erfassung des Vergleichs- oder Bezugsimpulses 310 und auf diese Weise des Zeitpunkts T₁, zu dem der Impuls 310 empfangen worden ist, zur Erfassung des reflektierten Wellenimpulses 320 und somit des Zeitpunkts T₂, zu dem der Impuls 320 empfangen worden ist, und zur Erfassung des reflektierten Wellenimpulses 330 und somit des Zeitpunkts T₃, zu dem der Impuls 330 empfangen worden ist. Bei dem Schwellenwert 315, welcher zur Erfassung des Vergleichs- oder Bezugsimpulses 310 verwendet wird, kann es sich um eine vorbestimmte Konstantspannung handeln, oder der Schwellenwert kann automatisch als Funktion der Spitzenamplitude des Impulses 310 auf bekannte Art und Weise bestimmt werden. Der Schwellenregler 230 liefert eine Empfangsimpulsschwelle 340, die in 4 auf einem Pegel gezeigt ist, der von dem Impuls 330 überschritten wird. Der Schwellenregler 230 stellt eine Empfangsimpulsschwelle 350 bereit, die in 5 auf einem Pegel gezeigt ist, der von dem Impuls 320 überschritten wird. Der Schwellenregler 230 liefert als Ausgangssignal Empfangsimpuls-Ausgangsinformationen basierend auf der Erfassung der reflektierten Wellenimpulse 320 und/oder 330 an die Dielektrizitätskonstante-Berechnungsvorrichtung 240 und die Schaltkreisanordnung 250.
6 stellt einen Abschnitt des Schwellenreglers 230 dar, der in einer diskreten Schaltkreisanordnung implementiert ist, welche steuerbare Schwellen wie z.B. die Schwellen 340 und 350 erzeugt. Der Schwellenregler 230 schließt einen Vergleicher 400 ein, der eine erste Eingabe von einer Wellenform 300 eines Empfängers 220 aufweist, wobei die Wellenform Empfangsimpulse 320 und 330 aufweist. Als zweite Eingabe empfängt der Verglei chers 400 die steuerbare analoge Schwellenspannung, die vom Ausgang eines Digital-/Analolg-Wandlers 410 bereitgestellt wird. Der Wandler 410 empfängt eine digitale Eingabe vom Mikroprozessor 255, welche die gewünschte Schwelle darstellt. Der Ausgang 420 des Vergleichers wird an eine Berechnungsvorrichtung 240 für die Dielektrizitätskonstante und an eine Füllstands-Berechnungsschaltkreisanordnung 250 als eine Angabe der Anzahl, wie oft Impulse 320 und 330 empfangen werden, geliefert. Während einer ersten Abtastperiode, in welcher die Wellenform 300 erzeugt wird, wird der Wandler 410 zur Bereitstellung einer Schwelle 350 zur Erfassung eines Impulses 320 gesteuert. Während einer nachfolgenden Abtastperiode wird der Wandler 410 zur Bereitstellung einer Schwelle 340 zur Erfassung eines Impulses 330 gesteuert. Die Schwellen können zur Erfassung der Anzahl, wie oft die reflektierten Wellenimpulse empfangen werden, verwendet werden. Die Schwellen können auch gesteuert werden, um die Amplituden der reflektierten Wellenimpulse zu bestimmen.
Die Dielektrizitätskonstante-Berechnungsvorrichtung 240 in 2 ist mit einem Schwellenregler 230 gekoppelt und so ausgelegt, dass sie eine Dielektrizitätskonstante eines ersten Produkts 14 im Tank 12 als Funktion der Empfangsimpuls-Ausgangsinformationen, die vom Schwellenregler 230 bereitgestellt werden, berechnet. Von der Schaltkreisanordnung 240 implementierte Verfahren zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante werden nachfolgend ausführlich mit Bezug auf die 7 bis 12 erörtert.
Die Beziehung zwischen der Entfernung, die von einem Mikrowellensignal zurückgelegt wird, sowie die Ausbreitungs- oder Laufzeit ist in Gleichung 1 gezeigt.
wobei:

T/2: = eine Hälfte der Ausbreitungs- oder Laufzeit des Mikrowellenimpulses zu und von der Grenzfläche;
ε_R: = die Dielektrizitätskonstante des Werkstoffs, durch das sich der Mikrowellenimpuls ausbreitet (für Luft gilt: ε_R = 1)
C: = die Geschwindigkeit des Lichts; und
D: = die Entfernung, die vom oberen Ende der Abschlussvorrichtung bis zur Grenzfläche zurückgelegt wurde.

Durch Verwendung dieser Beziehung kann die Dielektrizitätskonstante eines Werkstoffs, der gemessen wird, berechnet werden. Die Ausbreitungs- oder Laufzeit einer Mikrowelle ist abhängig von der Dielektrizitätskonstante des Mediums, durch welches sie sich ausbreitet oder läuft. Die Dielektrizitätskonstante des Mediums ist proportional zur Ausbreitungs- oder Laufzeit gemäß der in Gleichung 2 gezeigten Beziehung. εR ∝ (A·Zeit)2 Gleichung 2wobei:

Zeit: = Mikrowellen-Ausbreitungs- oder Laufzeit durch ein Medium; und
A: = eine Proportionalitätskonstante.

Darüber hinaus ist die Amplitude des Impulses, der von einer Grenzfläche mit einem Werkstoff reflektiert wird, proportional zu der Dielektrizitätskonstante des Werkstoffs gemäß der in Gleichung 3 gezeigten Beziehung.
wobei:

V_R: = die Amplitude des reflektierten Impulses; und
V_T: = die Amplitude des gesendeten Impulses.

Durch Verwendung der in den Gleichungen 2 und 3 gezeigten Beziehungen, unabhängig voneinander oder in Kombination miteinander, kann oder können die Dielektrizitätskonstante(n) eines oder mehrerer Produkte in einem Tank berechnet werden.
VERFAHREN
Ein Verfahren zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 ist in 7 gezeigt. Das Verfahren beginnt bei Block 500 mit der Steuerung des Niedrigenergie-Zeitbereichs-Reflektometrie-Radars (LPTDRR) zur Lenkung der Mikrowellenenergie in das Prozessprodukt. Bei Block 503 wird die LPTDRR-Schaltkreisanordnung gesteuert, um die reflektierte Mikrowellenenergie zu empfangen. Bei Block 505 wird die LPTDRR-Schaltkreisanordnung zur Messung eines Parameters gesteuert, der zur Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 proportional ist. Dann wird bei Block 510 die Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 als Funktion des gemessenen Parameters berechnet, indem die Beziehungen der Gleichung 2 und/oder Gleichung 3 verwendet werden.
Ein erstes spezifischeres Verfahren zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 mit Hilfe der Beziehung aus Gleichung 3 verwendet den Schwellenregler 230 zur genaueren Messung der gesendeten und reflektierten Impulsamplituden. Das Verfahren ist in der graphischen Darstellung von 8 gezeigt und wird in dem Ablaufdiagramm von 9 zusammengefasst. Fachleute in der Technik werden erkennen, dass die in 8 gezeigte Wellenform invertiert werden kann, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.
Das Verfahren beginnt bei Block 705 mit der Erzeugung eines Sendeimpulses. Der Sendeimpuls wird entlang der Abschlussvorrichtung in die Produkte im Tank übertragen oder gesendet und wird von den Oberflächen 127 und 128 reflektiert. Bei Block 710 wird der erste reflektierte Wellenimpuls 540 empfangen. Der erste reflektierte Wellenimpuls entspricht einer Reflexion des ersten Abschnitts des Sendeimpulses an der ersten Produkt-Grenzfläche 127. Nach der Steuerung der LPTDRR-Schaltkreisanordnung 205 für den Empfang des reflektierten Wellenimpulses wird bei Block 715 die Amplitude des ersten reflektierten Wellenimpulses berechnet. Die Amplitude des ersten reflektierten Wellenimpulses ist ein Parameter, der proportional zu der Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 ist.
Bei Block 720 wird die Dielektrizitätskonstante des ersten Produkts als Funktion des ersten reflektierten Wellenimpulses berechnet. Wie in der Äquivalenzzeit-LPTDRR-Wellenform 520 von 8 gezeigt ist, weist der Sendeimpuls (dargestellt durch den Bezugsimpuls 530) eine Sendeamplitude V_T auf, während der Empfangsimpuls 540 eine Empfangsamplitude V_R aufweist. Entweder durch Digitalisierung der Äquivalenzzeit-LPTDRR-Wellenform 520 mit Hilfe eines Analog-/Digital-Wandlers 270 und Analyse des digitalisierten Signals mit Hilfe eines Mikroprozessors 255, oder durch Verwendung eines Digital-/Analog-Wandlers 410 zur Einstellung von Vergleicher-Schwellen, wird die Amplitude des ersten reflektierten Wellenimpulses berechnet, und die Dielektrizitätskonstante des ersten Produkts 14 wird unter Verwendung von Gleichung 3 berechnet. Auf diese Weise ist der berechnete Parameter, der proportional zu der Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 ist, für gewöhnlich ein Quotient oder Verhältnis zwischen der Amplitude des ersten reflektierten Wellenimpulses und der Amplitude des Sendeimpulses. Die Steuerung der LPTDRR-Schaltkreisanordnung schließt die Steuerung des Schwellenreglers 230 zur Anpassung einer Schwelle ein, um die Amplitude des reflektierten Wellenimpulses 540 zu berechnen.
Ein zweites spezifischeres Verfahren zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 mit Hilfe der Beziehung aus Gleichung 2 verwendet den Schwellenregler 230 zur Berechnung einer Zeitverzögerung zwischen der Übertragung des Sendeimpulses und einer Reflexion des Impulses von einer Oberfläche 128. Inbesondere berechnet das Verfahren eine Ausbreitungs- oder Laufzeit der Mikrowellen durch eine bekannte Distanz des Produkts 14. Das Verfahren ist in den graphischen Kurvenaufzeichnungen der 10 und 11 gezeigt und wird im Ablaufdiagramm von 12 zusammengefasst. Fachleute in der Technik werden erkennen, dass die in den 10 und 11 gezeigten Wellenformen invertiert werden können, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.
Das Verfahren beginnt bei Block 805 mit der Erzeugung des Sendeimpulses. Der Sendeimpuls wird entlang der Abschlussvorrichtung in die Produkte 14 und 15 übertragen. Bei Block 810 wird der erste reflektierte Wellenimpuls empfangen und mit Hilfe des Schwellenreglers erfasst. Der Empfang des ersten reflektierten Wellenimpulses startet einen Zeitgeber oder bestimmt den Anfang einer Zeitperiode gemäß Darstellung bei Block 815. Als Nächstes wird der zweite reflektierte Wellenimpuls empfangen und bei Block 820 erfasst. Der Empfang des zweiten reflektierten Wellenimpulses bestimmt das Ende der Zeitperiode gemäß Darstellung bei Block 825, wo die Zeitperiode oder Zeitdauer aufgezeichnet wird. Bei Block 830 wird die Dielektrizitätskonstante von Produkt 14 als Funktion der aufgezeichneten Zeitperiode, welche eine Ausbreitungs- oder Laufzeit der Mikrowellen entlang der Abschlussvorrichtung eine bekannte Distanz durch das Produkt 14 anzeigt, berechnet.
Die 10 und 11 stellen das Verfahren von 12 dar.
Die 10 und 11 veranschaulichen Äquivalenzzeit-LPTDRR-Wellenformen 850 und 880, welche den Darstellungen eines ersten und zweiten, unterschiedliche Tanks füllenden Produktes entspricht, wobei das erste und das zweite Produkt eine erste bzw. eine zweite Dielektrizitätskonstante aufweisen. In beiden graphischen Darstellungen oder Kurvenaufzeichnungen deckt das Produkt die Leitungen der Abschlussvorrichtung 110 entweder im Wesentlichen vollständig ab, oder bedeckt diese eine bekannte Distanz.
Wie in den 10 und 11 ersichtlich ist, variiert die Zeitverzögerung zwischen den Sendeimpulsen (dargestellt durch die Bezugs- oder Vergleichsimpulse 860 und 890) und den reflektierten Impulsen 870 und 895 (welche beispielsweise Reflexionen vom Boden des Tanks 12 oder der Begrenzung 110 oder Reflexionen an einer Grenzfläche von Produkt zu Produkt entsprechen) von einem zum nächsten Werkstoff. Diese Abweichung hat ihre Ursache in den unterschiedlichen Dielektrizitätskonstanten der Werkstoffe. Dies wird weiter durch Zeitunterschiede Δ_t1 und Δ_t21 veranschaulicht, welche die Zeit darstellen, welche Mikrowellen für die Zurücklegung oder Ausbreitung derselben Beispielsdistanz in jedem der beiden Werkstoffe benötigen. In dem Werkstoff mit der ersten Dielektrizitätskonstante betrug die für die Zurücklegung der Muster- oder Beispielsdistanz benötigte Zeit 3.08 ms, während in dem Werkstoff mit der zweiten Dielektrizitätskonstanten die für die Zurücklegung derselben Muster- oder Beispielsdistanz benötigte Zeit 3.48 ms betrug. Auf diese Weise kann die Zeitverzögerung zwischen einer Übertragung des Mikrowellensignals und der Reflexion von einer Grenzfläche eine bekannte Distanz die Abschlussvorrichtung hinab oder entlang zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante verwendet werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf die bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wurde, werden Fachleute in der Technik erkennen, dass Veränderungen hinsichtlich Ausgestal tung und Detail vorgenommen werden können, ohne den Schutzumfang der Erfindung gemäß Definition in den Ansprüchen zu verlassen. Beispielsweise können die vorstehend beschriebenen Verfahren zur Berechnung von Dielektrizitätskonstanten kombiniert werden, um die Berechnung einer Vielzahl von Dielektrizitätskonstanten zu unterstützen, oder um eine genauere Berechnung der Dielektrizitätskonstanten bereitzustellen.

Claims

Schwachstrom-Radar-Füllstandsmessumformer (100) zum Messen der Dielektrizitätskonstante eines Prozessprodukts (14) mit einer ersten (127) sowie einer zweiten (128) Produktgrenzfläche, wobei der Messumformer (100) Folgendes aufweist: eine Abschlussvorrichtung (110), die sich in das Prozessprodukt (14, 15) hinein erstrecken kann; einen Impulsgenerator (210), der mit der Abschlussvorrichtung (110) verbunden ist, wobei der Impulsgenerator (210) derart ausgelegt ist, dass er einen Mikrowellen-Sendeimpuls (310) erzeugt, der entlang der Abschlussvorrichtung (110) in das Produkt (14) gesendet wird, wobei ein erster Abschnitt des Sendeimpulses (310) an der ersten Produktgrenzfläche (127) reflektiert wird, und ein zweiter Abschnitt des Sendeimpulses (310) an der zweiten Produktgrenzfläche (128) reflektiert wird; einen Impulsempfänger (220), der mit der Abschlussvorrichtung (110) verbunden ist und derart ausgelegt ist, dass er einen ersten reflektierten Wellenimpuls (320), welcher einer Reflexion des ersten Abschnitts des Sendeimpulses (310) an der ersten Produktgrenzfläche (127) entspricht, empfängt; und eine Vorrichtung (240) zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante, die mit dem Schwellenwert-Regler (230) verbunden ist; und dadurch gekennzeichnet ist, dass: der Impulsempfänger (220) für den Empfang eines zweiten reflektierten Wellenimpulses (330) ausgelegt ist, welcher der Reflexion des zweiten Abschnitts des Sendeimpulses (310) an der zweiten Produktgrenzfläche (128) entspricht; einen mit dem Impulsempfänger (220) gekoppelten Schwellenwert-Regler (230), der zur Erfassung ausgelegt ist, ob der erste reflektierte Wellenimpuls (320) zumindest einen ersten Schwellenwert (350) erfüllt, und ob der zweite reflektierte Wellenimpuls (330) zumindest einen zweiten Schwellenwert (340) erfüllt, wobei der Schwellenwert-Regler (230) die Empfangsimpuls-Ausgabeinformationen basierend auf einer Erfassung des ersten (320) und zweiten (330) reflektierten Wellenimpulses bereitstellt; und die Vorrichtung (240) zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante derart ausgelegt ist, dass sie die Dielektrizitätskonstante unter Verwendung der Empfangsimpuls-Ausgabeinformationen berechnet.
Messumformer (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (240) zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante so ausgelegt ist, dass sie die Dielektrizitätskonstante des Produkts (14) als eine Funktion der Stärke des ersten reflektierten Wellenimpulses (320) relativ zu der Stärke des Sendeimpulses (310) berechnet.
Messumformer (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Produktgrenzfläche (128) eine bekannte Distanz entlang einer Länge der Abschlussvorrichtung (110) angeordnet ist, wobei die Sendeimpuls-Ausgabeinformationen eine Wanderzeit des Sendeimpulses (310) eine bekannte Distanz durch das Produkt (14) wiedergeben.
Messumformer (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, welcher weiter einen Analog-/Digital-Wandler (270) aufweist, der mit dem Impulsempfänger (220) gekoppelt ist und so ausgelegt ist, dass er den ersten (320) und zweiten (330) reflektierten Wellenimpuls digitalisiert, wobei der Schwellenwert-Regler (230) und die Vorrichtung (240) zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante einen Mikroprozessor (255) aufweisen, der mit dem Analog-/Digital-Wandler (270) gekoppelt ist, wobei dieser so ausgelegt ist, dass er den digitalisierten ersten (320) und zweiten (330) reflektierten Wellenimpuls zur Bestimmung der Dielektrizitätskonstante des Produkts (14) erfasst.
Messumformer (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellenwert-Regler (230) Folgendes aufweist: einen Vergleicher (400) mit einem ersten und einem zweiten Eingang, wobei der erste Eingang mit dem Impulsempfänger (220) verbunden ist und den ersten (320) und zweiten (330) reflektierten Wellenimpuls empfängt; einen Mikroprozessor (255), der ein digitales Ausgangssignal erzeugt, das einen gewünschten Schwellenwert darstellt; und einen Digital-/Analog-Wandler (270), der mit dem Mikroprozessor (255) verbunden ist und das digitale Ausgangssignal empfängt, wobei der Digital-/Analog-Wandler (270) das digitale Ausgangssignal in eine analoge Schwellenspannung umwandelt und die analoge Schwellenspannung an den zweiten Eingang des Vergleichers liefert.
Messumformer (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Abschluss (110) eine Bandkabel-Antenne ist.
Messumformer (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Messumformer (100) an eine Zweidraht-Prozessregelschleife koppelbar ist, wobei der Messumformer weiter eine Ausgangs-Schaltkreisanordnung aufweist, die zur Übertragung von das Produkt (14) betreffenden Informationen über die Schleife (20) an die Zweidraht-Prozessregelschleife (20) koppelbar ist.
Messumformer (100) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Messumformer (100) weiter eine Stromversorgungs-Schaltkreisanordnung aufweist, die an die Zweidraht-Prozessregelschleife (20) koppelbar ist, um Energie von der Schleife (20) zur Bereitstellung der einzigen Energiequelle für den Messumformer (100) zu erhalten.
Messumformer (100) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Prozessregelschleife (20) eine 4–20 mA Prozessregelschleife ist, die in Übereinstimmung mit einem Prozessindustrie-Standardkommunikationsprotokoll arbeitet.
Messumformer (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (240) zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante die Dielektrizitätskonstante basierend auf einer Amplitude des ersten reflektierten dielektrischen Impulses (320) berechnet.
Messumformer (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (240) zur Berechnung der Dielektrizitätskonstante die Dielektrizitätskonstante basierend auf einer Wanderzeit von Mikrowellen durch eine bekannte Distanz des Produkts (14) berechnet.