DE4424674A1

DE4424674A1 - Signalunterdrückungsvorrichtung

Info

Publication number: DE4424674A1
Application number: DE4424674A
Authority: DE
Inventors: Tsutomu Hoshino; Atsushi Yamaguchi; Tadashi Ohashi; Juor Ohga; Hiroyuki Furuya
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1993-09-17
Filing date: 1994-07-13
Publication date: 1995-03-23
Anticipated expiration: 2014-07-14
Also published as: GB2281989A; US5544201A; GB9414553D0; DE4424674C2; JPH0784993A; GB2281989B

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Signalunterdrückungsvorrichtung zum Unterdrücken unerwünschter Signalkomponenten.

Vorrichtungen zum Steuern der Unterdrückung von unerwünschten Signalen, wie z. B. Echolöscher, Rauschlöscher, Geistlöscher, aktive Rauschsteuerungskomponenten, aktive Schwingungssteuerungskomponenten, aktive Aufhängungen, usw. sind nunmehr in allgemeiner Benutzung verbreitet. Bei diesen Systemen gibt es beim Schaffen eines Signalverarbeitungssystems insofern ein Problem, als daß es eine Zeitverzögerung in der Signalverarbeitung bei diesem Verarbeitungssystem gibt, und diese einer Realisierung der Phasencharakteristik der benötigten Transferfunktion entgegensteht. Aus diesem Grunde ist es notwendig, die Verarbeitungsgeschwindigkeit des Verarbeitungssystems zu erhöhen, und die Zeitverzögerung, welche bei der Signalverarbeitung erzeugt wird, so weit wie möglich zu reduzieren.

Das Verarbeitungssystem des oben erwähnten Signalunterdrückungssystems macht häufig Benutzung von Multiplikations-, Akkumulations-Operationen und ist daher gewöhnlicher Weise aufgebaut aus einem digitalen Signalprozessor (DSP). In jüngeren Jahren wurde eine Hochgeschwindigkeitsverarbeitung möglich in DSP′s, aber Jobs werden verarbeitet in einem Einzeljobformat (Verarbeitung zum sequentiellen Ausführen von Routinen, wobei nachdem eine gewisse einzelne Routine in der DSP Software beendet ist, die nächste Routine gestartet wird). Anders als bei einer CPU zum allgemeinen Zweck ist es nicht möglich, eine Vielzahl von Verarbeitungen in einem Vielfachjobformat gleichzeitig auszuführen.

Wie oben erwähnt, bewerkstelligen alle gegenwärtigen DSP′s eine Verarbeitung in dem Einzeljobformat, und deshalb hängt die Verarbeitungsgeschwindigkeit von der Fähigkeit des DSP ab.

Aus diesem Grunde ist es notwendig, einen Hochgeschwindigkeits DSP zum Durchführen einer Hochgeschwindigkeitsverarbeitung vorzusehen. Daraus resultierend steigen die Kosten zur Realisierung des Verarbeitungssystems natürlicherweise. Zusätzlich bedeutet dies, daß es Zeitverzögerungselemente im Verarbeitungssystem gibt, welche ein Hindernis in der Realisierung der Phasencharakteristika der erwünschten Transferfunktion werden, und welche ein Hindernis für eine optimale Steuerung werden.

Z.B. sei ein Fall betrachtet, in dem die Signalunterdrückungsvorrichtung angewendet wird auf ein aktives Rauschsteuerungssystem, gerichtet auf Zufallsrauschen mit nicht-periodischen Komponenten. Wenn bei diesem aktiven Rauschsteuerungssystem das Rauschen von einer Rauschquelle nach draußen emittiert wird durch Propagation durch eine Führung usw., wird ein Klanglöschsignal mit derselben Größe und inversen Phase bezüglich des Rauschens durch einen digitalen Filter (Löschfilter) mit einem DSP geschaffen, und dieses wird überlagert über das Rauschen durch einen Lautsprecher usw. nahe dem Auslaß des Rauschens zum Löschen des Rauschens, aber falls es eine große Zeitverzögerung gibt in der Signalverarbeitung zum Schaffen des Klanglöschsignals durch diesen Löschfilter, wo der Rauschpropagationsweg kurz ist, wird der Löschklang nicht zur selben Zeit erzeugt, wie das Rauschen zu löschen ist, und deshalb kann das Rauschen nicht gelöscht werden. Daraus resultierend gibt es eine Unbequemlichkeit insofern, als daß dieses System nur angewendet werden kann auf Systeme mit einem langen Rauschpropagationsweg und einer großen Größe.

Die vorliegende Erfindung wurde geschaffen in Anbetracht solch eines Problems und hat als ihre Aufgabe die Vorsehung einer Signalunterdrückungsvorrichtung, welche eine Hochgeschwindigkeitssignalverarbeitung sogar durchführen kann, falls ein Hochgeschwindigkeits-DSP nicht benutzt wird.

Erfindungsgemäß wird die obige Aufgabe gelöst durch eine Signalunterdrückungsvorrichtung, wobei ein erster Filter, der ein Ausbreitungssystem A eines physikalischen Phänomens, wie z. B. Klang, Schwingung, Elektrizität, usw. simuliert, vorgesehen ist, ein Signal korreliert zu einer Signaleingabe für ein Propagationssystem A an diesen ersten Filter eingegeben wird, und die Ausgabe dieses ersten Filters einen Einfluß ausübt auf das Signal, welches durch das Propagationssystem A durchgetreten ist, um das durchgetretene Signal einem erwünschten Wert anzunähern, wobei der erste Filter aufgespalten ist eine Vielzahl von Filtern (11, 12, 13), wobei die individuellen Filter zusammengesetzt sind aus diskreten DSP′s, Ausgaben individuell berechnet werden durch die aufgespaltenen individuellen Filter, und die individuellen Berechnungsresultate davon tabellarisiert werden, wodurch ein Wert erhalten wird, der derselbe ist, wie der Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung durchgeführt wird ohne Aufspalten des oben beschriebenen ersten Filters.

Die obige Aufgabe und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden klarer erscheinen aus der folgenden Beschreibeung der bevorzugten Ausführungsformen mit Bezug auf die begleitende Zeichnung.

Die Figuren zeigen im einzelnen:

Fig. 1 eine Ansicht, benutzt für eine Erklärung des Prinzips der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine Ansicht zum Zeigen der schematischen Struktur gemäß einer ersten Ausführungsform einer Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3A, 3B und 3C Ansichten zum Zeigen der detaillierten Verarbeitungsprozedur in einem Hauptteil der ersten Ausführungsform;

Fig. 4 eine Ansicht zum Zeigen eines Verarbeitungsflusses in dem DSP der ersten Ausführungsform;

Fig. 5 eine Ansicht zum Zeigen der schematischen Struktur gemäß einer zweiten Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 eine Ansicht zum Zeigen der detaillierten Verarbeitungsprozedur in Hauptabschnitten der zweiten Ausführungsform;

Fig. 7 eine Ansicht zum Zeigen der schematischen Struktur gemäß einer dritten Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 eine Ansicht zum Zeigen der detaillierten Verarbeitungsprozedur in Hauptabschnitten der dritten Ausführungsform;

Fig. 9 eine Ansicht zum Zeigen einer vierten Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 10 eine Ansicht der detaillierten Verarbeitungsprozedur in Hauptabschnitten der vierten Ausführungsform;

Fig. 11 eine Ansicht zum Zeigen eines modifizierten Beispiels der vierten Ausführungsform bei der vorliegenden Erfindung

Fig. 12 eine Ansicht zum Erklären einer adaptiven Operation des Filters in den Ausführungsformen;

Fig. 13 eine Ansicht zum Zeigen einer fünften Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 14 eine Ansicht zum Erklären des Betriebs bei der fünften Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 15 eine Ansicht zum Erklären eines weiteren Betriebs bei der fünften Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 16 eine Ansicht zum konkreten Zeigen von Faltungsresultat-Übertragungsleitungen bei der fünften Ausführungsform;

Fig. 17 eine Ansicht zum Zeigen des Verarbeitungsflusses bei einem DSP bei einer sechsten Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 18 eine Ansicht zum Zeigen eines Prozeßflusses vor einer Verbesserung zum Erklären des Effekts der sechsten Ausführungsform;

Fig. 19 eine Ansicht zum Zeigen einer siebten Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 20 eine Ansicht zum Zeigen einer achten Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung und

Fig. 21 eine Ansicht zum Zeigen einer neunten Ausführungsform der Signalunterdrückungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung.

Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden als nächstes beschrieben werden mit Bezug auf die zugehörigen Figuren.

Um die oben erwähnte Aufgabe zu lösen, ist bei der vorliegenden Erfindung nach einem ersten Aspekt eine Signalunterdrückungsvorrichtung vorgesehen, bei der ein erster Filter (1), welcher elektrisch ein Ausbreitungssystem (A) eines physikalischen Phänomens, wie z. B. Klang, Schwingung, Elektrizität, usw. simuliert, vorgesehen ist, ein Signal, korreliert zu einer Signaleingabe an ein Ausbreitungssystem (A) eingegeben wird an diesen ersten Filter; die Ausgabe dieses ersten Filters einen Einfluß ausübt auf das Signal, welches durchgetreten ist durch das Ausbreitungssystem (A), zum Annähern des durchgetretenen Signals an einen erwünschten Wert, wobei der erste Filter aufgespalten ist an einer Vielzahl von Filter (11, 12, 13); die individuellen Filter zusammengesetzt sind aus diskreten DSP′s, Ausgaben individuell berechnet werden in den aufgespalten individuellen Filtern, und individuelle Filterresultate davon tabellarisiert werden, wodurch ein Wert erhalten wird der derselbe ist, wie der Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung gemacht wird ohne Aufspalten des oben beschriebenen ersten Filters.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem zweiten Aspekt eine Signalunterdrückungsvorrichtung, wobei ein zweiter Filter (2), der elektrisch ein Ausbreitungssystem B simuliert, durch das ein Wert, der erhalten wird durch Tabellarisieren von Berechnungsresultaten der Filter (11, 12, 13), gebildet durch Aufspalten des ersten Filters (1) durchtritt, um so einen Einfluß auszuüben auf ein Signal das durch das Ausbreitungssystem (A) durchtritt, vorgesehen ist als ein weiterer DSP; ein Signal eingegeben wird an den zweiten Filter, das dasselbe ist, wie das Signal, das eingegeben wird an die Filter, die erhalten werden durch das Spalten des ersten Filters, und die Ausgabe des zweiten Filters benutzt wird zur Korrektur der Koeffizienten der Filter, die von dem ersten Filter aufgespalten sind.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem dritten Aspekt eines Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der ein zweiter Filter (2), der elektrisch das Ausbreitungssystem B simuliert, aufgespalten ist in eine Vielzahl von Filter (21, 22); wobei diese individuellen Filter zusammengesetzt sind aus diskreten DSP′s; Ausgaben individuell berechnet werden an den aufgespaltenen individuellen Filtern; und die individuellen Berechnungsresultate tabellarisiert werden, wodurch ein identischer Wert erhalten wird, wie der Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung gemacht wird ohne Aufspalten des zweiten Filters.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem vierten Aspekt eine Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der, wo der tabellierte Wert der Resultate einer Berechnung einer Vielzahl von Filtern (21, 22), erhalten durch Aufspalten der ersten Filters (2), eine Komponente beinhaltet eines Ausbreitungssystems C eines Wegs, der invers zurückführt zur Eingabeseite des ersten Filters, ein dritter Filter (3), der elektrisch das Ausbreitungssystem C simuliert, zusammengesetzt ist aus einem weiteren DSP und der Einfluß der Ausbreitung des tabellarisierten Werts einer Vielzahl von Filtern (21, 22) durch das Ausbreitungssystem C auf die Eingabe des zweiten Filters reduziert wird durch Benutzung der Ausgabe des dritten Filters.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung einen fünften Aspekt eine Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der ein dritter Filter (3) aufgeteilt ist in eine Vielzahl von Filtern (31, 32, 33); diese individuellen Filter zusammengesetzt sind aus diskreten DSP′s; Ausgaben individuell berechnet werden bei den individuell aufgespaltenen Filtern; und die individuellen Berechnungsresultate tabellarisiert werden, wodurch ein Wert erhalten wird, der derselbe ist wie der Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung gemacht wird ohne das Aufspalten des dritten Filters.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem sechsten Aspekt eine Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der zumindest ein Filter unter dem ersten, zweiten und dritten Filter zusammengesetzt ist aus einem adaptiven Filter; der Koeffizient des Filters korrigiert wird unter Benutzung von Information über einen Fehler von einem beabsichtigten Wert, so daß er angenähert wird dem Ausbreitungssystem, das durch diesen Filter zu simulieren ist.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem siebten Aspekt eine Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der eine Koeffizienten-Auffrischeinheit von jeglichem Filter unter den oben beschriebenen jeweiligen Filtern gemeinsam benutzt wird als die Koeffizienten-Auffrischeinheit der weiteren übrigen Filter.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem achten Aspekt der Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der, wo eine Faltungsoperation ausgeführt wird bei dem oben beschriebenen Filtern, eine Vorsehung gemacht ist einer Einrichtung zum preliminären Ausführen und Speichern der Operation, bevor neue Daten eingegeben werden an den Filter, für einen Teil der Faltungsoperation, welche durchgeführt werden kann basierend auf den bereits im Filter eingestellten Daten; eine Einrichtung zum Ausführen einer Faltungsoperation nach der Eingabe der Daten für neueingegebene Filterdaten; und eine Einrichtung zum Tabellarisieren der oben beschriebenen gespeicherten Operationsresultate und neu erhaltene Operationsresultate zum Erhalten des Faltungsoperationsresultats des Filters.

Ebenfalls hat die vorliegende Erfindung nach einem neunten Aspekt eines Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der eine Vorsehung gemacht ist einer einzelnen Berechnungseinrichtung zum Finden eines kumulativen Quadratwerts, wobei jeder der oben beschriebenen aufgespaltenen Filter einen kumulativen Quadratwert finden muß von den Daten in allen Abgriffen des Filters vor der Aufspaltung oder einen Wert, der erhalten wird durch Akkumulieren der Quadratwerte der Ausgaben des oben beschriebenen zweiten Filters in exakt der gleichen Anzahl wie der Abgriffe vor der Aufspaltung des oben beschriebenen ersten Filters; und die kumulativen Quadratwerte, die durch diese Berechnungseinrichtung berechnet werden individuell an jeden der aufgespaltenen Filter transferiert werden.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem zehnten Aspekt eines Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der ein zweiter Filter, welcher das oben beschriebene Ausbreitungssystem B simuliert, vorgesehen ist, die Ausgabe des zweiten Filters übertragen wird an einen Anfangsfilter durch Aufspalten des ersten Filters; der Anfangsfilter die Eingabedaten speichert, unmittelbar nachdem die Übertagungsdaten von dem zweiten Filter eingegeben werden; weiterhin die Position von der Adresse, einem Register oder dergleichen zum Speichern der Eingabedaten verschiebt, wenn immer die Eingabedaten sequentiell eingegeben werden; und dadurch die so bestimmten ältesten Eingabedaten transferiert an den nächsten Filter des aufgespaltenen; und der nächste Filter eine Operation ausführt ähnlich der des Anfangs filters; und, wo ein weiterer nächster Filter existiert, die ältesten Eingabedaten zu dem Filter transferiert, diese Operationen wiederholt werden.

Ebenfalls schafft die vorliegende Erfindung nach einem elften Aspekt eine Signalunterdrückungsvorrichtung, bei der ein Filter einer simultanen Chebychev-Charakteristik angewendet wird als ein Wickel(Faltungs-) verhinderungsfilter, der benutzt wird, wenn ein Fehlersignal zum Erfassen eines Fehlers eines erwünschten Referenzsignals oder dem nach einer Unterdrückung eines unerwünschten Signals einer Analog-Digital-Signalumwandlung unterliegt, wobei ein Digitalfilter an seinem Eingang ein Signal nach der Analog-Digital-Signalumwandlung empfängt, ein Glättungsfilter benutzt wird, wenn das Unterdrückungssignal des unerwünschten Signals einer Digital-Analog- Signalumwandlung unterliegt, oder einen Digitalfilter zum Empfangen an seinem Eingang des Signals vor der oben beschriebenen Digital-Analog-Signalumwandlung.

Fig. 1 ist eine Ansicht, benutzt für eine Erklärung des Prinzips der vorliegenden Erfindung. Das Verfahren des Auspaltens eines Filters in eine Vielzahl von Filter und Benutzung derselben, wie angewandt bei der vorliegenden Erfindung wird im folgenden mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben werden. Es sei hier angenommen, daß der Filter (FIL) aufgespalten ist in drei Teile, und jeder davon zusammengesetzt ist aus einem diskreten DSP. Diese drei DSP′s sind definiert als ein DSP "1", ein DSP "2", und ein DSP "3".

Als die Signalleitungsverbindungen gibt es Verbindungen, wie z. B. eine Eingabeleitung L1 eines Referenzsignals X1 und eine Eingabeleitung L2 einer Fehlerinformation e1 für den DSP "1"; eine Übertragungsleitung L3 von Abgriffdaten D12 für den DSP "1" zum DSP "2"; eine Übertragungsleitung L4 eines Faltungsresultats YTH₁ für den DSP "1" zu dem DSP "3"; eine Eingabeleitung L5 der Fehlerinformation e2 für den DSP "2"; eine Übertragungsleitung L6 der Abgriffdaten D23 und eine Übertragungsleitung L7 des Faltungsresultats YTH₂ für den DSP "2" zu dem DSP "2"; und eine Eingabeleitung L8 der Fehlerinformation e3 und eine Ausgabeleitung L9 einer Faltungssummierung Sigma für den DSP "3". Außerdem gibt es Filterkoeffizienten-Auffrischeinheiten U1, U2, U3 für die jeweiligen DSP′s und es gibt eine Summierungseinheit S der jeweiligen Faltungsresultate von den jeweiligen DSP′s "1", "2" und "3" und eine Ausgabeeinheit OUT zum Ausgeben dieser Summierungsresultate an DSP 3.

Wie in Fig. 1 gezeigt, ist ein einzelner Digitalfilter zum Simulieren eines Transfersystems zusammengesetzt unter Benutzung einer Vielzahl von Chips, bildend die DSP′s "1", "2", und "3", die Faltungsoperation wird ausgeführt durch die DSP′s "1". "2". und "3", die Faltungsresultate der individuellen DSP′s werden transferiert an einen bestimmten DSP über Übertragungsleitungen der Faltungsinformation usw. und tabellarisiert, und die Faltungsummierung Sigma wird berechnet in diesen tabellarisierenden DSP.

Es sei bemerkt, daß in Fig. 1 die Faltungsresultate der DSP′s transferiert werden an den DSP "3" mit den letzten Abgriffen, aber die Erfindung darauf nicht beschränkt ist. Die Bestimmung der Faltungsresultate durch die DSP′s kann eingestellt werden auf jeglichen DSP unter der Vielzahl von DSP′s "1", "2", und "3". Es ist hinreichend, solange die Faltungssummierung berechnet wird durch diesen willkürlich bestimmten DSP. Alternativer Weise ist es ebenfalls möglich, eine Schaltung vorzusehen zum Berechnen der Faltungssummierung in separater Art und Weise und in unabhängiger Art und Weise. Ebenfalls führen die DSP′s eine Abgriffdatenverschiebung (später erwähnt) der jeweiligen digitalen Filter (F1, F2 und F3) der DSP′s in den DSP′s nach dem Faltungsbetrieb durch. Insbesondere werden für den DSP "1" und den DSP "2" als ein Resultat der Abgriffdatenverschiebung die letzten Abgriffdaten, welche unnötig geworden sind und überfließen von dem Abgriff von der jeweiligen Digitalfilter, eingegeben an die Digitalfilter′ die realisiert sind in dem folgenden DSP, welcher in Kaskadenform über die Übertragungsleitung L3 des Abgriffes D12 und die Übertragungsleitung L6 der Abgriffdaten D2 realisiert ist. Ebenfalls werden bei dem letzten DSP "3" als ein Resultat der Abgriffdatenverschiebung die letzten Abgriffdaten, welche unnötig geworden sind und überfließen, verworfen oder dergleichen.

Dementsprechend arbeitet, wo die Verarbeitungen gemäß der DSP′s ausgeführt werden durch die obigen Operationen, eine Vielzahl der DSP′s jeweils simultan und führt die Verarbeitungen einer Faltung, Abgriffdatenverschiebung usw. parallel durch. Deshalb wird es möglich, eine Filterverarbeitung mit einer hohen Geschwindigkeit durchzuführen.

Weiterhin werden, wo der oben beschriebene Digitalfilter, konstruiert ist aus einem adaptiven digitalen Filter, eine Fehlerinformation e1, eine Fehlerinformation e2 und eine Fehlerinformation e3 eingegeben an den DSP "1", DSP "2" und DSP "3", und eine Koeffizientenauffrischung kann ausgeführt werden in den jeweiligen Digitalfilterteilen. Ebenfalls kann in diesem Fall, wo die Verarbeitungen der DSP′s ausgeführt werden, eine Vielzahl der DSP′s gleichzeitig arbeiten und die Verarbeitung durchführen der Faltung, Abgriffdatenverschiebung, Koeffizientenauffrischung usw. in paralleler Art und Weise, und deshalb wird es möglich, eine Hochgeschwindigkeits-Filterverarbeitung durchzuführen.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung nach dem oben erwähnten ersten Aspekt der Erfindung ist, da der erste Filter zusammengesetzt ist aus einer Vielzahl aufgespaltener Filter, wie oben erwähnt, die Verarbeitungsgeschwindigkeit dieses ersten Filters erhöht, und dementsprechend ist die Verarbeitungsgeschwindigkeit der Signalunterdrückungsvorrichtung erhöht.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung des oben erwähnten zweiten Aspekts der Erfindung wird, da der zweite Filter zusammengesetzt ist aus einem DSP, der verschieden ist von dem ersten Filter, die Verarbeitung in dem zweiten Filter vervollständigt während einer Zeit, wenn die Verarbeitung im ersten Filter ausgeführt wird. Das ermöglicht einen Anstieg in der Verarbeitungsgeschwindigkeit im Vergleich mit einem Fall, in dem die Verarbeitungen im ersten und zweiten Filter durch einen einzelnen DSP ausgeführt werden.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung nach dem oben erwähnten dritten Aspekt der Erfindung wird, da der zweite Filter aufgespalten ist in eine Vielzahl von Filtern, welche aufgebaut sind aus diskreten DSP′s, ein weiterer Anstieg der Verarbeitungsgeschwindigkeit des zweiten Filters ermöglicht.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung des oben erwähnten vierten Aspekts der Erfindung besteht der dritte Filter aus einem weiteren DSP, und die Verarbeitung in dem dritten Filter wird vervollständigt in einer Zeit, wenn die Verarbeitung ausgeführt wird in dem oben erwähnten ersten Filter. Dies ermöglicht einen Anstieg der Verarbeitungsgeschwindigkeit in Vergleich mit dem Fall, in dem die Verarbeitungen im ersten und dritten Filter durch einen einzelnen DSP ausgeführt werden.

Bei der Signalverarbeitungsvorrichtung des oben erwähnten fünften Aspekts der Erfindung ist, da der oben erwähnte dritte Filter aufgespalten ist in eine Vielzahl von Filtern, welche aus diskreten DSP′s bestehen, ein weiterer Anstieg der Verarbeitungsgeschwindigkeit des dritten Filters möglich.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung des oben erwähnten sechsten Aspekts der Erfindung, kann, da der erste, zweite und/oder dritte Filter zusammengesetzt ist aus einem adaptiven Filter und eine Koeffizientenauffrischeinheit davon vorgesehen ist, die Charakteristik des Filters näher gemacht werden dem Transfersystem, welches zu simulieren ist.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung des oben erwähnten siebenten Aspekts der Erfindung ist, da die Koeffizientenauffrischeinheit jeglichen Filters gemeinsam benutzt wird, als die Koeffizientenauffrischeinheit der weiteren übrigen Filter, eine Reduktion der Größe der Software oder Hardware möglich.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung des oben erwähnten achten Aspekts der Erfindung kann, da ein vorbestimmter Bereich des Faltungsbetriebs, welcher ausgeführt werden kann von den bereits eingegebenen Daten, im voraus vervollständigt ist, der Betrag von Operationen, welche durchgeführt werden bezüglich der neu eingegebenen Daten, großteils reduziert werden, und eine Erhöhung der Verarbeitungsgeschwindigkeit kann erzielt werden.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung des oben erwähnten neunten Aspekts der Erfindung wird, da die kummulativen Quadratwerte alle auf einmal gefunden werden durch eine einzelne Berechnungseinrichtung und sie transferiert werden an die jeweiligen aufgespaltenen Filter, die uneffiziente Praxis mit dem Berechnen der kumulativen Quadratwerte durch die aufgespaltenen Filter in individueller Weise eliminiert werden.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung nach dem oben erwähnten zehnten Aspekt der Erfindung wird, da die Anzahl von Verschiebungen unter den oben erwähnten aufgespaltenen Filtern gleich gemacht ist, die Verarbeitungslast des folgenden Filters reduziert.

Bei der Signalunterdrückungsvorrichtung des oben erwähnten elften Aspekts der Erfindung kann, da unabhängig davon, ob die Vorrichtung aus einem analogen oder digitalen System besteht, ein Filter mit einer simultanen Chebychev-Charakteristik angewendet wird als der Wickelverhinderungsfilter oder als Glättungsfilter, die Gruppenverzögerung reduziert werden.

Eine Erklärung wird jetzt im weiteren gemacht werden von verschiedenen spezifischen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnung. Es sei bemerkt, daß in der folgenden Zeichnung die gleichen Bezugszeichen verteilt sind an Schaltungen mit der gleichen Funktion.

Die schematische Struktur einer Signalunterdrückungsvorrichtung nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 2 gezeigt, und eine detaillierte Struktur, eines FIR Filterteils eines Hauptabschnitts dieser Signalunterdrückungsvorrichtung ist in Fig. 3A, 3B und 3C gezeigt. Die erste Ausführungsform bezieht sich auf einen Fall, in dem die Signalunterdrückungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung angewendet wird auf ein aktives Rauschsteuerungssystem. In Fig. 2 ist M1 ein Rauscherfassungsmikrophon, welches angebracht ist auf einer Rauschquellenseite und das Rauschen erfaßt; 1 ist ein Lösch- FIR-Filter, welcher das Klanglöschsignal schafft unter Benutzung des Rauschsignal, das erfaßt wird an dem Mikrophon M1, als ein Referenzsignal darauf basierend; SP ist ein Lautsprecher zum Durchführen einer elektrisch akustischen Umwandlung des Klanglöschsignals, das an dem Löschfilter 1 geschaffen wird, überlagern dieses Löschklangs auf Rauschen, das durch das Ausbreitungssystem A propagiert ist, als eine Führung D zum Löschen desselben; und M2 ist ein Fehlersignal-Erfassungsmikrophon, welches den Restklang erfaßt (Rauschen minus Löschklang), welcher nicht vollständig gelöscht werden kann zum Durchführen des Auffrischens des Filterkoeffizienten des Löschfilters 1.

Hier simuliert der Löschfilter 1 das Ausbreitungssystem A, agierend als der Rauschausbreitungsweg. Er wird herkömmlicher Weise realisiert durch beispielsweise 90- Abgriff FIR-Filter. Ein Flußplan des Betriebs des herkömmlichen 90-Abgriff FIR-Filters ist in Fig. 4 gezeigt. In Fig. 4 bezeichnet X ein Referenzsignal; E eine Fehlerinformation; H(i) ist ein FIR-Filterkoeffizient; und i ein i-ter Abgriff; Sigma repräsentiert die Summierung von i = 1 bis i = 90; alpha repräsentiert einen Lernkoeffizienten (Stufenverstärkung). Wie illustriert, ist in einem Fall gemäß der Struktur des herkömmlichen FIR Filters ein Verarbeitungszyklus von beispielsweise 898 Zyklen (Zy) notwendig für eine Reihe von Operationen der Eingabe des Referenzsignals und Fehlersignals, Normierungsoperation, Faltungsoperation, Faltungsresultatausgabe, ANS (=Antwort)-Operation, Koeffizientenauffrischung, Basisadressenaufstellung, Abgriffdatenlöschen, Basisadressenaufstellen, Abgriffdatenverschieben, Basisadressenaufstellen, usw. und die Verarbeitungszeit war lang.

Bei der vorliegenden Erfindung sei angenommen, daß der Löschfilter 1, der dieses Ausbreitungssystem A simuliert, aufgebaut ist aus drei Löschfiltern 11, 12, 13, und die Löschfilter, 11, 12 und 13 realisiert durch diskrete (verschiedene Chips) DSP′s (11), (12), und (13).

Dementsprechend sind die 90 Abgriffe des Löschfilters 1 aufgespalten in Drittel für jeden der Löschfilter 11, 12, und 13, so daß die Länge der Abgriffe jedes der Löschfilter 11, 12 und 13 30 Abgriffe ist.

Wenn bei dieser Struktur das Referenzsignal X1 eingegeben wird an den Löschfilter 11, werden die folgenden Verarbeitungen gleichzeitig ausgeführt in den jeweiligen Löschfiltern.

Der DSP (11) des Löschfilters (FIL) 11 führt eine Faltung durch unter Benutzung des Koeffizienten des Löschfilters 11, und findet das Faltungsresultat YTH₁₁ durch:

YTH₁₁ = Sigma X(i)H(30-i+1),

wobei i = 1 - 30
und überträgt dieses Leitungsresultat YTH₁₁ an den DSP(13) des Löschfilters 13 durch die Faltungsinformation - Übertragungsleitung.

Der DSP (12) des Löschfilters 12 führt eine Faltung durch unter Benutzung des Koeffizienten des Löschfilters 12, und findet das Faltungsresultat YTH₁₂ durch:

YTH₁₂ = Sigma X(30+i)H(60i+1),

wobei i = 1 - 30
und überträgt dieses Faltungsresultat YTH₁₂ an den DSP(13) des Löschfilters 13 durch die Faltungsinformation- Übertragungsleitung.

Der DSP (13) des Löschfilters 13 empfängt die jeweilige Faltungsresultate YTH₁₁ und YTH₁₂ der FIR-Filter 11 und 12 über die jeweilige Faltungsinformation-Übertragungsleitung. Er führt ebenfalls eine Faltung unter Benutzung des Koeffizienten des Löschfilters 13 aus, und findet sein eigenes Faltungsresultat YTH₁₃ durch:

YTH₁₃ = Sigma X(60+i)H(90-i+1),

wobei i = 1 - 30
addiert sein eigenes Faltungsresultat YTH₁₃ und die empfangenen Faltungsresultate YTH₁₁ und YTH₁₂ und überträgt die summierte Faltungssummierung Sigma₁ an die Ausgabeseite über die Faltungssummierung-Ausgabeleitung.

Darauf werden die folgenden Operationen ausgeführt.

Der Löschfilter 11 überträgt die letzten Abgriffdaten (=X(30)), welche unnötig werden nach der Abgriffdatenverschiebung, an den Löschfilter 12 über die Übertragungsleitung der Abgriffdaten D12.

Der Löschfilter 12 überträgt die letzten Abgriffdaten (= X(60)), welche unnötig werden nach der Abgriffdatenverschiebung, an den Löschfilter 13 über die Übertragungsleitung-Abgriffdaten D23.

Der Löschfilter 13 verwirft die letzten Abgriffdaten (= X(90)), welche unnötig werden nach der Abgriffdatenverschiebung.

Es ist ebenfalls möglich, jeden der Löschfilter 11, 12, 13, welcher das Ausbreitungssystem A des zu unterdrückenden Signals simuliert, durch einen Filter von festen Abgriffkoeffizienten zu konstruieren oder denselben durch einen adaptiven Filter variabler Abgriffkoeffizienten zu konstruieren.

Wo er als ein adaptiver Filter variabler Abgriffkoeffizienten konstruiert ist, werden als die letztere Operation die Fehlerinformation e11, e12, und e13 eingegeben an die jeweiligen DSP′s (11), (12), und (13) zum Realisieren der Löschfilter 11, 12, und 13, und das Auffrischen der Abgriffkoeffizienten wird ausgeführt. Diese Fehlerinformation e11, e12 und e13 ist Information zum Anerkennen, in welchem Ausmaß ein Fehler existiert in dem Resultat, gesteuert unter Benutzung der Faltungssummierung Sigma₁, ausgegeben von dem DSP(13) des Löschfilters 13 bezüglich einem aktuellen gewünschten Datenwert. In konkreter Weise wird der Restklang, welcher nicht komplett gelöscht werden konnte als ein Resultat des Löschklangs, der überlagert ist von dem Lautsprecher SP über dem Rauschen, das durchtritt durch das Ausbreitungssystem A, erfaßt durch das Restklang-Erfassungsmikrophon M2 zum Erhalten der Fehlerinformation e11, e12, e13.

Die Koeffizienten des adaptiven Filters werden jeweils aufgefrischt in jedem der Löschfilter 11, 12 und 13 durch diese Fehlerinformation. Es sei bemerkt, daß für die Technik des Koeffizientenauffrischens eine Benutzung gemacht wird eines Algorithmus′, der eine Vorwärtskoppelungssteuerung einrichtet. Als ein Beispiel dieses Algorithmus′ sei ein Normalisierungs LMS-Verfahren (least mean square= kleinste Fehlerquadrate) angenommen, welches dargestellt werden kann durch die folgende Gleichung, und benutzt wird bei der vorliegenden Erfindung und allen folgenden Ausführungsformen:

H_new = H_old + alpha × e × X(i) / Sigma |X²(i)|.

Es sei bemerkt, daß H_new ein Filterkoeffizienten nach dem Auffrischen, und H_old ein Filterkoeffizient vor dem Auffrischen ist.

Bei der obigen Ausführungsform werden die Löschfilter 11, 12 und 13 realisiert durch die DSP′s (11), (12), (13) diskreter Chips, und die Anzahl von DSP′s war definiert als drei total, aber die Anzahl der DSP′s, d. h. die Anzahl der aufgespaltenen Löschfilter 1 ist nicht auf die der Ausführungsform beschränkt. Es ist überflüssig zu sagen, daß die Vorrichtung realisiert werden kann, sogar falls die Anzahl nicht insbesondere drei ist, und zwar solange die Anzahl eine Vielzahl von zwei oder mehr ist.

Ebenfalls wurden bei der oben erwähnten Ausführungsform die Faltungsresultate YTH₁₁′ YTH₁₂ und YTH₁₃ von den Löschfiltern 11, 12 und 13 tabellarisiert in dem DSP (13), realisierend den FIR Filter 13, zum Berechnen der Summierung der Sigma_1T, aber der DSP zum Durchführen der Tabellarisierung und Summierung der Faltungsresultate ist insbesondere nicht beschränkt auf den DSP (13) des Löschfilters 13 und kann jeglicher beliebige oder den 3DSP′s (11), (12), (13) realisierend die Löschfilter 11, 12 und 13 sein.

Auf diese Art und Weise kann bei der vorliegenden Ausführungsform eine Reihe von Operationen des Filters 1 (Faltung → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenverschieben), welche herkömmlicherweise immer ausgeführt wurde durch einen einzelnen DSP, schneller verarbeitet werden durch Aufspalten des Löschfilters 1 in die drei Löschfilter 11, 12 und 13, realisierend die jeweiligen Filter durch diskrete DSP′s (11), (12) und (13) und gleichzeitiges Betreiben der jeweiligen DSP′s in paralleler Art und Weise. Deshalb kann im Gegensatz zur herkömmlichen Verarbeitung, wobei 898 Zy erforderlich waren, wie gezeigt in Fig. 4, bei dieser Ausführungsform die Verarbeitungszeit reduziert werden auf beispielsweise 400 bis 500 Zy, wie gezeigt in Fig. 3A bis 3C. D.h. die Zeit vom Punkt, wenn das Referenzsignal X1 eingegeben wird an die Löschfilter 11, 12 und 13, bestehend aus den DSP′s (11), (12), (13) bis zum Punkt, wenn die Faltungssummierung Sigma_1T nach Verarbeitung erhalten wird, kann gekürzt werden.

Weiterhin ist die Information, die transferiert wird unter den DSP′s (11), (12), und (13), realisierend die Löschfilter 11, 12 und 13, Information von etwa 1 bis 2 Bytes, und deshalb kann der Transfer dieser Information ausgeführt werden mit einer hohen Geschwindigkeit durch eine parallele Schnittstelle usw. Dementsprechend wird die Zeitverzögerung des Informationstransfers einer Realisierung der vorliegenden Signalunterdrückungsvorrichtung nicht entgegen stehen.

Fig. 5 zeigt die schematische Struktur einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und Fig. 6 zeigt eine detaillierte Verarbeitungsprozedur in den Teilen der FIR Filter 1 und 2, dienend als die Hauptabschnitte der Vorrichtung dieser Ausführungsform. Ebenfalls zeigt diese Ausführungsform einen Fall, in dem die Signalunterdrückungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung angewendet wird auf ein aktives Rauschsteuersystem.

Bei der oben beschriebenen Ausführungsform erhält der Löschfilter 1 das Referenzsignal X1 direkt von draußen (d. h. er erhält es direkt von dem Mikrophon M1) und gibt diese direkt ein an den anfänglichen aufgespaltenen Löschfilter 11. Ebenfalls ist diese Struktur möglich, falls sie benutzt wird für eine einfache Signalunterdrückungsvorrichtung, aber wenn sie benutzt wird für das Verarbeitungssystem eines aktiven Rauschsteuersystems, aktiven Schwingungssteuerungssystems usw., gibt es Fälle, in denen die Ausgabe des Löschfilters nicht angenähert werden kann an den Zielwert in konkreterer Art und Weise ohne Zwischensetzung eines bestimmten Ausbreitungssystems.

Beispielweise, wie gezeigt in Fig. 5, ist es bei dem aktiven Rauschsteuersystems nicht möglich die Ausgabe von dem Löschfilter 1 zu überlagern über das Rauschen, das zu Löschen ist, ohne Zwischensetzen des Ausbreitungssystem B einschließlich des Lautsprechers SP usw. Aus diesem Grund kann, falls nicht das Ausbreitungssystems B von der Ausgabe des Löschfilters 1, durchtretend durch den Lautsprecher SP und das Restklang-Erfassungsmikrophon M2, zurückkehrend zur Fehlerinformationseingabe des Löschfilters 1, zusätzlich simuliert wird zur Simulierung des Ausbreitungssystem A des Rauschens durch den Löschfilter 1, eine genauere Rauschlöschung nicht ausgeführt werden.

Deshalb wird bei der zweiten Ausführungsform von Fig. 5 der Einfluß durch dieses Ausbreitungssystem B betrachtet durch die Technik eines gefilterten X-Algorithmus, benutzt in dem aktiven Rauschsteuersystem oder aktiven Schwingungssteuersystem usw. (B. Widrow und S.D. Stearns: "Aktive Signalverarbeitung", Englewood Cliffs, NJ Printice als Referenzdokument).

Es wird nämlich, wie gezeigt in Fig. 5, ein Referenzsignal (Rauschen), erfaßt durch das Rauscherfassungsmikrophon M1, eingegeben an den FIR Filter 2, simulierend das Ausbreitungssystem B, und das Koeffizientenauffrischen des Löschfilters 1 wird modifiziert basierend auf Information X′, welche ausgegeben wird von diesem Filter. Hier ist

X′ = Sigma X(i)H₂(90-i+1).

Es sei bemerkt, daß in der gleichen Art und Weise wie vorher erwähnt, X(i) ein Referenzsignal und H₂(i) ein Filterkoeffizient des FIR Filters 2 ist; und i repräsentiert den i-ten Abgriff, und Sigma repräsentiert die Summierung von i = 1 bis i = 90.

Auf diese Art und Weise wird das Ausbreitungssystem B simuliert durch den FIR Filter 2 in separater Weise von dem Ausbreitungssystem A, welches simuliert werden sollte durch den Löschfilter 1. Zur Realisierung des FIR Filters 2 ist ein DSP (2) auf einem Chip verschieden von dem für die drei DSP′s (11), (12), und (13) realisierend die bereits erwähnten Löschfilter 11, 12, und 13, vorgesehen, und der FIR Filter 2 ist gebildet in diesem DSP (2). Transfer von Informationen wird ausgeführt durch die Signalleitungen, wie unten erwähnt, zwischen den DSP′s einschließlich der jeweiligen Filter.

Als die Verbindung der Signalleitungen, wie gezeigt in Fig. 6A, 6B und 6C, gibt es:
eine Eingabeleitung L10 des Referenzsignals X2 und eine Eingabesignalleitung L11 einer Fehlerinformation e2 für den DSP (2), der den FIR Filter 2 bildet;
eine Übertragungsleitung L12 eines Referenzsignals X1 und eine Übertragungsleitung L13 einer Information X′ von dem DSP (2), der den FIR Filter 2 bildet, zum DSP (11) des Löschfilters 11;
eine Übertragungsleitung der Information X′ von dem DSP (2), der den FIR Filter 2 bildet, zu dem DSP (12) des Löschfilters 11; und
eine Übertragungsleitung L14 der Information X′ von dem DSP (2), der den FIR Filter 2 bildet, zum DSP (13) des Löschfilters 11.

Signalleitungen, die verschieden sind von denen, die oben beschrieben sind, sind die gleichen wie die der ersten Ausführungsform von Fig. 2, welche vorher erwähnt wurden. Ebenfalls ist die Eingabeleitung des Referenzsignals X1 bezüglich des DSP (11), der den FIR Filter 11 in der ersten Ausführungsform von Fig. 2 bildet, verbunden mit der Übertragungsleitung L12 des Referenzsignals X01 von dem DSP (2), der den FIR Filter 2 bildet, zum DSP (11) des FIR Filters 11 bei der vorliegenden Ausführungsform.

Wenn das Referenzsignal X2 eingegeben wird an den DSP (2) des FIR Filters (2), werden die folgenden Verarbeitungen ausgeführt.

Der DSP (2) des FIR Filters (2) führt eine Faltung aus bezüglich des Referenzsignals X2, das eingegeben wird, unter Benutzung des Koeffizienten des FIR Filters 2, und führt dann die Übertragung des Referenzsignals unter Betrachtung des Einflusses des Ausbreitungssystems B an den DSP (11) des Löschfilters 11 durch die Übertragungsleitung des Referenzsignal X01 durch.

Wo das Referenzsignal gesendet wird von dem DSP (2), der den FIR Filter 2 bildet, an den DSP (11) des Löschfilters 11 über die Übertragungsleitung des Referenzsignals X01, wird die Operation, die in der oben erwähnten Ausführungsform 1 erwähnt wird, simultan ausgeführt ebenfalls an den jeweiligen DSP′s DSP (11), (12) und (13) der FIR Filter 11, 12 und 13. Weiterhin sind die folgenden Operationen die gleichen wie die bei der oben erwähnten ersten Ausführungsform. Ebenfalls ist eine Operation in einem Fall, wo der Löschfilter 1, der das Ausbreitungssystem A simuliert, ein adaptiver Filter variabler Abgriffkoeffizienten ist, genauso wie bei der oben erwähnten ersten Ausführungsform.

Weiterhin ist es ebenfalls möglich, den oben erwähnten FIR Filter 2 durch ein FIR Filter fester Abgriffkoeffizienten zu konstruieren oder denselben durch einen adaptiver Filter variabler Abgriffkoeffizienten zu konstruieren. Wo er konstruiert ist durch einen adaptiven Filter variabler Abgriffkoeffizienten, wird die Fehlerinformation e2 eingegeben an den FIR Filter 2, und das Koeffizientenauffrischen des adaptiven Filters für diesen FIR Filter 2 wird ausgeführt unter Benutzung eines Algorithmus, der Vorwärtskoppelungssteuerung ermöglicht, welches auf die gleiche Art und Weise eingerichtet wird wie das Auffrischen der Löschfilter 11, 12 und 13. Es sei bemerkt, daß es während einer Zeit, wenn das Auffrischen der Koeffizienten zur Adaptation des FIR Filters 2 ausgeführt wird, notwendig ist, die Verarbeitungen der anderen Löschfilter 11, 12 und 13 zu stoppen.

Hier wird Bezug genommen auf Fig. 12 zur Bequemlichkeit der Erklärung. Fig. 12 ist eine Ansicht zum Erklären eines Verfahrens eines Auffrischens des Abgriffkoeffizienten, wo der FIR Filter 2 aufgebaut ist aus einem adaptiven Filter, wie oben erwähnt. Ein Generator G, welcher Breitbandrauschsignale erzeugt, ist vorgesehen. Zu der Zeit des Auffrischens der Koeffizienten des FIR Filters 2, wird das Ausgabesignal von dem Generator G anstelle der Ausgabesignale der Löschfilter 11, 12 und 13 angelegt an den Lautsprecher SP und zur selben Zeit eingegeben ebenfalls an den FIR Filter 2 als das Referenzsignal (1). Andererseits wird ein Restklang erfaßt durch das Mikrophon M2 zum Finden einer Differenz (3) zwischen dem erfaßten Wert davon und der Ausgabe (2) des FIR Filter 2. Dies wird definiert als die Fehlerinformation (2) des FIR Filters 2. Dadurch werden die Abgriffkoeffizienten des Filters 2 aufgefrischt, so daß die Fehlerinformation (3) minimal wird.

Auf diese Art und Weise wird bei der vorliegenden Ausführungsform einer Reihe von Operationen (Faltung → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenschieben) der FIR Filter 1 und 2, welche jeweils das Ausbreitungssystem A und das Ausbreitungssystem B in einem System simulieren, das gesteuert wird durch die gefilterte - X Algorithmustechnik oder dergleichen, benutzt bei einem aktiven Rauschsteuerungssystem, aktiven Schwingungsteuerungssystemen, oder dergleichen, welches herkömmlicher Weise immer ausgeführt wurde durch einen DSP, parallel verarbeitet durch Aufspalten des Filters in vier DSP′s (11), (12), (13) und (2) und simultanes Arbeitenlassen dieser. Demgemäß kann während einer Zeit von einem Punkt, wenn ein Referenzsignal X1 eingegeben wird an den FIR Filter 1, aufgebaut aus dem DSP′s (11), (12), (13) zu einem Punkt, wenn es verarbeitet wird und die Faltungsummierung Sigma₁ erhalten wird, in dem FIR Filter 2, eine Reihe von Operationen (Faltung → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenverschieben) bezüglich des Signals, das durch das Ausbreitungssystem B propagiert ist, ausgeführt werden, und deshalb kann im Ganzen die Zeit der Verarbeitung durch den DSP um diesen Betrag verkürzt werden.

Hier wird zur Fig. 7 zur Erklärung zurückgekehrt, wobei Fig. 7 eine schematische Struktur der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die detaillierte Verarbeitungsprozedur an dem FIR Filterteil, welches ein Hauptabschnitt der Vorrichtung gemäß dieser dritten Ausführungsform ist, ist gezeigt in Fig. 8A, 8B und 8C. Bei der zweiten Ausführungsform von Fig. 5, welche oben erwähnt wurde, war der FIR Filter 2 konstruiert unter Benutzung eines einzelnen DSP (2), aber es ist ebenfalls möglich, sogar falls die Anzahl der DSP′s benutzt wird zum Realisieren des FIR Filter 2, d. h. die Anzahl der aufgespaltenen FIR Filter 2 ist nicht besonders beschränkt auf einen Chip. Durch Realisieren diese FIR Filters 2 unter Benutzung von zwei oder mehr DSP′s kann die Verarbeitungsgeschwindigkeit des FIR Filters 2 weiter erhöht werden. Fig. 7 zeigt die dritte Ausführungsform′ wobei der FIR Filter 2 durch zwei DSP′s realisiert ist.

Wie illustriert, ist der FIR Filter 2 zusammengesetzt aus zwei Filtern, d. h. den FIR Filtern 21 und 22. Die jeweiligen FIR Filter 21 und 22 sind realisiert durch diskrete DSP′s (21) und (22). Das Faltungsresultat YTH₂₁ und die Abgriffdaten D21 werden übertragen von dem FIR Filter 21 an den FIR Filter 22. Auf diese Art und Weise ist die Verarbeitung des FIR Filters 2 zerstreut an die FIR Filter 21 und 22. Fig. 8 zeigt die Verarbeitung in den jeweiligen FIR Filtern in diesem Fall.

In Fig. 8 ist die Abgrifflänge des FIR Filters 2 aufgespalten in eine Hälfte für jeden der FIR Filter 21 und 22, und ein Teil der Verarbeitung des FIR Filters 2 wird ausgeführt verstreut an die FIR Filter 21 und 22. Es ist ebenfalls möglich, falls die Proportion dieses Aufspaltens willkürlich ist, aber bei der vorliegenden Ausführungsform sei angenommen, daß die totale Abgriffänge des FIR Filters 4 90 Abgriffe ist und daß diese aufgespalten ist in zwei für die FIR Filter 21 und 22, wobei jede eine 45-Abgrifflänge hat.

Der Betrieb des Löschfilters 1 ist der gleiche wie der bei der vorher erwähnten ersten und zweiten Ausführungsform. Die DSP′s, die die jeweiligen FIR Filter 11, 12, 13, 21 und 22 darstellen, führen den Transfer der Information durch die folgenden Signalleitungen durch. Es sei bemerkt, daß die Beschreibung ausgelassen ist für den Transfer von Information ähnlich dem bei den vorher erwähnten Ausführungsformen.

Es gibt einen Übertragungsleitung L20 der Information X′ von dem DSP (23) des FIR Filters 22 an den DSP (11), der den FIR Filter 11 bildet;
eine Übertragungsleitung L21 des Faltungsresultats YTH₂₁ und die Übertragungsleitung L22 der Abgriffdaten D21 für den DSP (21) des FIR Filters 21 an den DSP (22) des FIR Filters 22;
eine Eingabeleitung der Fehlerinformation e21 und eine Eingabeleitung L23 des Referenzsignals X2 für den DSP (21) des FIR Filters 21; und
eine Eingabeleitung L24 der Fehlerinformation e22 für den DSP (22) des FIR Filters 22.

Ebenfalls ist die Eingabeleitung des Referenzsignal X1 an den DSP (11) des Löschfilters 11 bei der ersten und zweiten Ausführungsform verbunden zur Übertragungsleitung des Referenzsignals X01 an dem DSP (22) des Löschfilters 22 bei der vorliegenden Ausführungsform. Wenn das Referenzsignal X2 eingegeben wird an den DSP (21), der den FIR Filter 21 bildet, werden die folgenden Verarbeitungen ausgeführt.

Der DSP (21), der den FIR Filter 21 bildet, führt eine Faltung durch unter Benutzung des eingegebenen Referenzsignals X2 und der Koeffizienten des FIR Filters 21 und findet das Faltungsresultat YTH₂₁ durch:

YTH₂₁ = Sigma X(i)H(45-i+1),

wobei i = 1 bis 45,
und überträgt danach das Faltungsresultat YTH₂₁ an den DSP (22) des FIR Filters 22 über die Faltungsinformation - Übertragungsleitung L21.

Ebenfalls führt der DSP (22) des FIR Filters 22 eine Faltung durch unter Benutzung der Abgriffdaten, die eingegeben sind an den FIR Filter 22, und unter Benutzung der Koeffizienten des FIR Filters 22 von dem FIR Filter 22 über die Abgriffdaten - Übertragungsleitung L22 und findet das Faltungsresultat YTH₂₂ durch:

YTH₂₂ = Sigma X(45+i)H(90-i+1),

wobei i = 1 bis 45.

Darauf werden dieses Leitungsresultat YTH₂₂ und das Faltungsresultat YTH₂₁ des FIR Filters 21, empfangen über die Faltungsinformation - Übertragungsleitung L21, addiert und die Faltungssummierung Sigma₂ davon übertragen als Information X′ an den DSP (11) des Löschfilters 11 über die Übertragungsleitung L20 des Referenzsignals X01.

Die Operationen der jeweiligen DSP′s (11), (12) und (13), die den Löschfilter 1 bilden, nach Senden der Summierung Sigma₂ der jeweiligen Faltungsresultate des FIR Filters 21 und des FIR Filters 22 von dem FIR Filter 22 an den Löschfilter 11 über die Übertragungsleitung L20 des Referenzsignals X01 sind ähnlich den Operationen, welche bei den oben erwähnten ersten Ausführungsform erwähnt wurden.

Ebenfalls auf dieselbe Art und Weise wie im Fall der ersten Ausführungsform, die oben erwähnt wurde, können die FIR Filter 21 und 22, die das Ausbreitungssystem B simulieren, konstruiert sein durch Filter fester Koeffizienten und können konstruiert sein durch adaptive Filter variabler Abgriffskoeffizienten. Als die Operationen in dem Fall, in dem die FIR Filter 21 und 22 konstruiert sind durch adaptive Filter variabler Abgriffkoeffizienten, werden Verarbeitungen, wie z. B. Normierungsoperationen, ANS- Operationen, Koeffizientenauffrischen, Abgriffdatenlöschen, Abgriffdatenverschieben usw. ausgeführt in beiden DSP′s (21) und (22) der FIR Filter 21 und 22 unter Benutzung der Fehlerinformation e21 und e22, und die jeweiligen Koeffizienten der FIR Filter 21 und 22, welche dem adaptiven Filter bilden, werden aufgefrischt.

Es sei bemerkt, daß in dem in Fig. 7 und Fig. 8A bis 8C gezeigten Beispiel es notwendig ist, die jeweiligen Verarbeitungen der DSP′s (11), (12) und (13) der anderen Löschfilter 11, 12 und 13 während einer Zeit zu stoppen, wenn ein Betrieb des Anlegens einer Adaptation die FIR Filter 21 und 22 ausgeführt wird. Jedoch wird ein Breitbandsignal mit keiner Korrelation zum Referenzsignal von der Ausgabe des Mikrophons M1 gemischt von einer Sekundärquelle, d. h. einem Lautsprecher SP, zum Unterdrückungssignal, das einzugeben ist an die Sekundärquelle SP. Ein adaptiver Filter, der arbeitet, um das oben beschriebene Breitbandsignal, das am Mikrophon M1 empfangen wird, zu minimalisieren, ist vorgesehen, wodurch es leicht wird, ebenfalls die Adaptation der FIR Filter 11, 12 und 13 simultan mit der Adaptation der FIR Filter 21 und 22 durchzuführen.

Bei der vorliegenden Ausführungsform wurde der FIR Filter 2, der das Ausbreitungssystem B simuliert, d. h. die FIR Filter 21 und 22, realisiert durch zwei DSP′s (21) und (22), aber es ist überflüssig zu sagen, daß die Anzahl von DSP′s d. h. die Anzahl von aufgespaltenen FIR Filtern 2 nicht besonders beschränkt ist auf zwei wie bei der oben erwähnten Ausführungsform, sondern zwei oder mehr Chips sein kann.

Bei der vorliegenden Ausführungsform kann auf die gleiche Art und Weise wie bei den oben erwähnten Ausführungsformen eine Reihe von Operationen (Faltung → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenverschieben) der zwei FIR Filter, die das Ausbreitungssystem B simulieren, gleichzeitig ausgeführt werden parallel durch Aufspalten der Filter 5 DSP′s (11), (12), (13), (21) und (22). Dementsprechend kann während einer Zeit von einem Punkt, wenn das Referenzsignal X1 eingegeben wird an den FIR Filter 1, aufgebaut durch die DSP′s (11), (12) und (13), zu einem Punkt, wenn es verarbeitet wird und die Faltungssummierung Sigma₁ erhalten wird, eine Reihe von Operationen des Löschfilters (Faltung → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenverschieben) zum Simulieren des Ausbreitungssystems B ausgeführt werden in den zwei DSP′s (21) und (22), welche den FIR Filter 2 bilden, und deshalb kann die Zeit der Verarbeitung durch die DSP′s im Ganzen um diesen Betrag verkürzt werden.

Fig. 9 zeigt die schematische Struktur einer weiteren vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und Fig. 10A, 10B und 10C zeigen eine detaillierte Verarbeitungsprozedur an den FIR Filterteil, der dient als der Hauptabschnitt der Vorrichtung gemäß dieser vierten Ausführungsform. Bei dieser vierten Ausführungsform wird genauso die Signalunterdrückungsvorrichtung der Signalunterdrückungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung angewendet auf ein aktives Rauschsteuerungssystem.

Bei dem Verarbeitungssystem der oben beschriebenen ersten, zweiten und dritten Ausführungsform kann die Ausgabe des Löschfilters einem Pfad folgen, der sie zurückführt in umgekehrter Richtung durch das Ausbreitungssystem A, simuliert durch die Löschfilter 11, 12 und 13. Es gibt eine kleine Chance, daß die Transferfunktion des Wegs in diesem Fall dieselbe sein wird wie die Transferfunktion A des Wegs, der durch den Löschfilter simuliert wird.

Z.B. bei dem oben erwähnten aktiven Rauschsteuerungssystem, wo angenommen ist, daß das Rauscherfassungsmikrophon M1 zum Erhalten des Referenzsignals (auszulöschendes Rauschen) ein omnidirektionales Mikrophon ist, gibt es eine Möglichkeit, daß der Löschklang, der elektrisch simuliert wird durch den Löschfilter 1, in umgekehrter Weise sich durch den Ausbreitungsweg des Rauschens von dem Lautsprecher SP zum omnidirektionalen Mikrophon M1 sich bewegen wird und sich wickelt (umklappt) zur Eingabeseite des Löschfilters 1. Die Schaffung des korrekten Löschklanges am Löschfilter 1 wird verhindert durch den Einfluß des Wickelklangs folgend diesem Wickelweg (Ausbreitungssystem C). Deshalb ist es möglich, diesen Einfluß des Wickelweges (Ausbreitungssystem C) durch Vorsehen des Wickelverhinderungsfilters 3, der das Ausbreitungssystem C (siehe beispielsweise Kosaka und Yamada, technischer Report EA 88-26, Seiten 14 bis 16 des Elektronikinformation- und -Kommunikationsinstituts, 1988) zu eliminieren, durch Zurückführen des Löschklangssignals, das ausgegeben wird von dem Löschfilter 1 über diesen Wickelverhinderungsfilter 3 an die Eingabeseite des Löschfilters 1, Subtrahieren des Wickelklanges von dem Erfassungssignal des Mikrophons M1, und dann Eingeben des Resultats an den FIR Filter 1.

Ebenfalls tritt ein ähnliches Phänomen auf in eine Fall des aktiven Schwingungssteuerungssystems usw. Bei diesem aktiven Schwingungssteuerungssystem gibt es manchmal einen Fall, in dem eine Schwingung von einem Schwingungslöschaktuator sich ausbreitet an einem Schwingungsaufnehmer zum Erhalten des Referenzsignals und der Einfluß davon eliminiert werden muß.

Auf diese Art und Weise ist es bei einem aktiven Rauschsteuerungssystem, einem aktiven Schwingungsteuerungssystem und dergleichen notwendig, ein Wickelverhinderungsfilter vorzusehen zum Simulieren des Ausbreitungssystem C äquivalent dem oben beschriebenen Wickelpfad (es sei hier eine einheitliche Interpretation basierend auf dem akustischen Konzept angenommen).

Demgemäß wird ein sechster DSP weiter verwendet verschieden von den fünf DSP′s, welche die Löschfilter 11, 12 und 13 realisieren, die das Ausbreitungssystem A benutzt bei den oben beschriebenen Ausführungsformen (1), (2) und (3) und den FIR Filtern 21 und 22 Simulieren des Ausbreitungssystem B, angewendet. Der Wickelverhinderungsfilter 3 bestehend aus dem FIR Filter zum Simulieren des Wickelpfades wird durch diesen sechsten DSP realisiert.

Die Struktur in diesem Fall ist in Fig. 9 gezeigt. Der Transfer von Information wird ausgeführt durch die folgende Signalleitung unter den DSP′s, die die jeweiligen FIR Filter bilden. Es gibt nämlich eine Eingabeleitung L30 des Referenzsignals R3, gekoppelt mit dem DSP (3), der den Wickelverhinderungsfilter 3 bildet.

Signalleitungen verschieden von den obigen sind die gleichen wie die Signalleitungen, die bei der oben erwähnten ersten bis dritten Ausführungsform benutzt werden.

Wenn das Referenzsignal R3 eingegeben wird an DSP (3) des Wickelverhinderungsfilters 3, werden die folgenden Verarbeitungen ausgeführt.

Der DSP (3) des FIR Filters 3 führt ein Faltung aus unter Benutzung des Referenzsignals R3, welches eingegeben wird, und der Koeffizienten des FIR Filters 3 und findet das Faltungsresultat YTH₃ der Wickelkomponente:

YTH₃ = Sigma R(i)H₃(N-i+1)

und findet dann das Referenzsignal X befreit von dem Einfluß des Ausbreitungssystems C durch:

R-YTTH₃ = X

und führt die Übertragung des Referenzsignals X03 an den DSP (21) des FIR Filters 21 über die Übertragungsleitung L31 des Referenzsignals X03 durch.

Wo das Referenzsignal X03 gesendet wird von dem DSP (3) des Wickelverhinderungsfilters 3 zu dem DSP (2) des FIR Filters 2, werden Operationen ähnlich denen, welche erwähnt wurden bei den obigen ersten bis zweiten Ausführungsformen ebenfalls simultan ausgeführt in den DSP′s (11), (12) und (13). Weiterhin sind die folgenden Operationen dieselben wie die bei den oben erwähnten ersten und zweiten Ausführungsformen.

Weiterhin ist es ebenfalls möglich, den Wickelverhinderungsfilter 3 durch einen Filter fester Koeffizienten oder durch einen adaptiven Filter variabler Abgriffkoeffizienten zusammen zu setzen. Wo er zusammengesetzt ist aus einem adaptiven Filter variabler Abgriffkoeffizienten, kann die Fehlerinformation eingegeben werden an den DSP (3), der den Wickelverhinderungsfilter 3 realisiert, oder die Differenz, gefunden durch diesen DSP (3) kann als ein Fehler definiert werden. Das Auffrischen der Koeffizienten wird ausgeführt unter Benutzung eines Algorithmus zum Ermöglichen einer Einrichtung einer Vorwärtskoppelungssteuerung ähnlich zu einem Fall, in dem die Koeffizienten des adaptiven Filters aufgefrischt werden in jeden der Löschfilter 11, 12 und 13.

Bei dieser Ausführungsform war der Wickelverhinderungsfilter 3 konstruiert unter Benutzung eines DSP, aber es ist überflüssig zu sagen, daß die Anzahl der DSP′s, welche den Wickelverhinderungsfilter 3 konstruieren, d. h. die Anzahl aufgespaltener Wickelverhinderungsfilter 3, realisiert werden kann durch Aufspalten des Wickelverhinderungsfilters 3 in zwei oder mehr Chips ähnlich zu dem Fall der FIR Filter 1 und 2 der oben erwähnten Ausführungsform usw. Weiterhin ist ebenfalls bei der Ausführungsform von Fig. 9 es ebenfalls möglich, falls der FIR Filter 2 realisiert wird durch Aufspalten derselben in eine Vielzahl von DSP Chips. Beispielsweise zeigt Fig. 11 einen Fall, in dem der FIR Filter 2 realisiert ist durch zwei DSP′s (21) und (22) als die Filter 21 und 22, und der Wickelverhinderungsfilter 3 ist realisiert durch die drei DSP′s (31), (32) und (33), als die Filter 31, 32 und 33 als ein Beispiel solch eines Falls.

Auf diese Art und weise kann bei dieser Ausführungsform, wo eine Steuerung ausgeführt wird durch einen gefilterten - X Algorithmus oder dergleichen, benutzt bei der aktiven Rauschsteuerung, aktiven Schwingungssteuerung oder dergleichen, welche herkömmlicher Weise immer ausgeführt wurde durch einen DSP, eine Reihe von Operationen (Faltung → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenverschiebung) von drei FIR Filtern (1, 2, 3), welche die Wege des Ausbreitungssystems A, des Ausbreitungssystems B und des Ausbreitungssystems C simulieren, gleichzeitig verarbeitet werden durch Aufspalten der Filter 5 DSP′s (11), (12), (13), (2) und (3). Dementsprechend können während einer Zeit, von einem Punkt, wenn das Referenzsignal X1 eingegeben wird an den FIR Filter 1, konstruiert durch die DSP′s (11), (12) und (13), zu einem Punkt, wenn es verarbeitet wird und die Faltungssummierung Sigma₁ erhalten wird, eine Reihe von Operationen (Faltungs → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenverschieben) für das Propagationssystem B ausgeführt werden in dem DSP (2) des Filters 2, und eine reihe von Operationen (Faltung → Koeffizientenauffrischen → Abgriffdatenverschieben) für das Ausbreitungssystem C kann ausgeführt werden in dem DSP (3) des Wickelverhinderungsfilters 3, und deshalb kann die Verarbeitungszeit durch die DSP′s verkürzt werden um diesen Betrag im Ganzen.

Fig. 13, 14, 15 und 16 zeigen eine weitere fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diese fünfte Ausführungsform zielt auf eine Reduzierung der Größe und einen Anstieg der Geschwindigkeit der FIR Filter. Fig. 13 ist eine Ansicht zum Zeigen eines Falls, in dem die DSP′s (11), (12) und (13) stets eine adaptive Operation durchführen.

Wo nämlich kein Einfluß ausgeübt werden kann auf das Signal nach Durchtreten durch das Ausbreitungssystem A durch die Faltungssummierung Sigma_1,produziert und ausgegeben von den Löschfiltern 11, 12 und 13, konstruiert durch die DSP′s (11), (12) und (13), ohne durch das Ausbreitungssystem B wie bei den Verarbeitungssystemen der oben erwähnten zweiten und dritten Ausführungsformen zu gehen, wird ein FIR Filter 2, der elektrisch das Ausbreitungssystem B in diesem Verarbeitungssystem simuliert, angewendet in diesem Verarbeitungssystem. In diesem Fall ist es zum Erzielen des Koeffizientenauffrischens des FIR Filters 2 notwendig die Koeffizientenauffrischeinheit des Filters in dem DSP (2), der den FIR Filter 2 realisiert, zu verwenden. Auf diese Art und Weise muß, wenn der FIR Filter 2 und die Koeffizientenauffrischeinheit davon in dem DSP (2) angewendet werden, der DSP (2) beide Verarbeitungen durchführen, und deshalb hat er eine erhöhte Belastung zu handhaben.

Dasselbe ist ebenfalls wahr für einen Fall des Verarbeitungssystems der vierten Ausführungsform. Wo nämlich eine Vorsehung gemacht ist eines Weges, in dem die Faltungssummierung Sigma₁ gebildet wird und ausgegeben wird von dem DSP′s (11), (12) und (13), und sie sich in umgekehrter Richtung durch das Ausbreitungssystem A, simuliert durch die Löschfilter 11, 12 und 13 als dem Verarbeitungssystem dieser vierten Ausführungsform bewegt, wird das Verarbeitungssystem den Wickelverhinderungsfilter 3 zum Simulieren dieses Weges haben. Zum Durchführen des Koeffizientenauffrischens für diesen Wickelverhinderungsfilter ist es notwendig, die Koeffizientenauffrischeinheit in dem DSP (3), der den Wickelverhinderungsfilter 3 konstruiert, zu verwenden. Auf diese Art und Weise wird, wenn der Wickelverhinderungsfilter 3 und die Koeffizientenauffrischeinheit davon in dem DSP (3) verwendet werden, daraus resultierend die Verarbeitung dieser zwei die Belastung des DSP (3) erhöhen.

Auf diese Art und Weise hat bei den vorher erwähnten Ausführungsformen jeder DSP (11) unter den DSP′s (11), (12), (13, der DSP (2) und der DSP (3) einen FIR Filter und eine Koeffizientenauffrischeinheit dafür in sich, und deshalb gibt es einen Mangel, daß die Skala der Signalunterdrückungsvorrichtung im Ganzen vergrößert ist.

Deshalb ist bei der fünften Ausführungsform die Koeffizientenauffrischeinheit nicht vorgesehen innerhalb des DSP (2), der den FIR Filter 2 bildet, oder dem DSP (3), der den Wickelverhinderungsfilter 3 bildet. Anstatt dessen werden die Koeffizientenauffrischeinheiten der DSP (11), (12) und (13) gemeinsam benutzt für jedes Koeffizientenauffrischen für die FIR Filter innerhalb des DSP (2) und das Koeffizientenauffrischen für den Wickelverhinderungsfilter 3 innerhalb des DSP (2).

Zum Vereinfachen und Realisieren der vorhergehenden vierten Ausführungsform wurde die Figur umgezeichnet zu der von Fig. 13 in Form eines Blockdiagramms. Gemäß der Struktur von Fig. 13 existiert nur ein FIR Filter 2 in dem DSP (2); es gibt keine Koeffizientenauffrischeinheit. Weiterhin existiert nur der Wickelverhinderungsfilter 3 in dem DSP (3); es gibt ebenfalls kein Koeffizientenauffrischeinheit. Es sei bemerkt, daß es notwendig ist, ein Vorauslernen durchzuführen von Koeffizienten unter Benutzung der Koeffizientenauffrischeinheit in jedem von diesem FIR Filter 2 und Wickelverhinderungsfilter 3. Falls jedoch ein Breitbandsignal mit keiner Korrelation zum Referenzsignal und Fehlersignal, zu erfassen am Rauscherfassungsmikrophon M1 bzw. M2, gemischt wird in die Sekundärquelle SP und ein adaptiver Filter zum Empfangen dieses Breitbandsignals an seiner Eingabe separat vorgesehen ist, ist es ebenfalls leicht, die Koeffizienten nicht im voraus einzulernen, sondern während der Steuerung.

Es sei zunächst angenommen, daß ein Vorauslernen der Koeffizienten für den Wickelverhinderungsfilter 3 in dem DSP (3) unter Benutzung der jeweiligen Koeffizientenauffrischeinheiten DSP′s (11), (12), (13) ausgeführt wird. Fig. 15 zeigt den detaillierten Zustand dieses Falls.

Ein Generator G ist vorgesehen, welcher das Breitbandrauschsignal erzeugt. Das Breitbandrauschsignal davon wird eingegeben an die Sekundärquelle (Lautsprecher SP, dasselbe gilt auch im folgenden). Zu derselben Zeit wird ein identisches Signal eingegeben ebenfalls an den DSP (11). Die Daten dieses Breitbandrauschsignals werden sequentiell eingegeben ebenfalls an die Filter 12 und 13 durch eine Abgriffdatenverschiebung innerhalb des Filters 11.

Ebenfalls werden individuelle Faltungsresultate YTH₁₁, YTH₁₂ und YTH₁₃ der Filter 11, 12 und 13 tabellarisiert in dem DSP (2) unter Benutzung der Faltungsresultat-Übertragungsleitung (siehe Fig. 16), sie werden aufsummiert, und die Faltungssummierungsausgabe Sigma₁ wird gebildet.

Andererseits propagiert das Breitbandrauschen, das losgelassen wird von der Sekundärquelle (SP), durch die Führung D in einer Rückwärtsrichtung (d. h. in dem Ausbreitungssystem C) und wickelt (klappt um) das Rauscherfassungsmikrophon M1. Die Ausgabe dieses Rauscherfassungsmikrophons M1 wird eingegeben an den DSP (2) als das Eingabefehlersignal.

In dem DSP (2) wird eine Differenz zwischen dem Eingabefehlersignal e2 und der vorher besagten Faltungssummierung Sigma₁ gefunden, und die erhaltenen Resultate werden eingegeben als die Fehlerinformation e11, e12 und e13 an die DSP′s (11), (12) und (13). In dem DSP′s (11), (12) und (13) werden die jeweiligen Koeffizientenauffrischungen der FIR Filter 11, 12 und 13 ausgeführt durch die Koeffizientenauffrischeinheiten ("Auffrischen" in dem Diagramm, dasselbe gilt ebenfalls im folgenden), so daß die Eingabefehlerinformation e11, e12 und e13 minimal wird.

Wo die Eingabefehlerinformation e11 e12 und e13 minimal wird, kann betrachtet werden, daß die jeweiligen Koeffizienten der FIR Filter 11, 12 und 13 in den DSP′s (11), (12) und (13) gefunden worden sind. Wo solch eine Verbindungskonfiguration eingerichtet ist, simulieren die FIR Filter 11, 12 und 13 das Ausbreitungssystem C, und werden deshalb funktionell äquivalent zum Wickelverhinderungsfilter 3. Die gefundenen Koeffizienten werden äquivalent zu den Koeffizienten des Wickelverhinderungsfilters 3. Deshalb werden die gefundenen Filterkoeffizienten der FIR Filter 11, 12 und 13 transferiert an den DSP (3) für den Wickelverhinderungsfilter 3. Der DSP (3) empfängt die Koeffizienten von den FIR Filtern 11, 12 und 13 und benutzt dann dieselben als die Koeffizienten des Wickelverhinderungsfilters 3.

Als nächstes wird ein Verfahren des Durchführens des Vorauslernens der Koeffizienten für den FIR Filter 2 in dem DSP (2) unter Benutzung der Koeffizientenauffrischeinheit (AUFFRISCHEN) DSP′s (11, (12) und (13) erklärt werden. Fig. 14 zeigt einen detaillierten Zustand dieses Falls.

Ein Breitbandrauschsignal wird eingegeben von dem vorher erwähnten Generator G an die Sekundärquelle (SP). Zur selben Zeit wird dieses Breitbandrauschsignal eingegeben ebenfalls an den DSP (11). Die Daten dieses Breitbandrauschsignals werden sequentiell eingegeben ebenfalls an die FIR Filter 12 und 13 durch die Abgriffdatenverschiebung des FIR Filters 11. Ebenfalls werden die individuellen Faltungsresultate YTH₁₁, YTH₁₂ und YTH₁₃ der FIR Filter 11, 12 und 13 tabellarisiert in dem DSP (2) unter Benutzung der Faltungsresultate-Übertragungsleitung (siehe Fig. 16), die Summierung davon wird durchgeführt, und die Faltungssummierungsausgabe Sigma₁ wird erhalten.

Andererseits propagiert das Breitbandrauschen, das losgelassen wird von der Sekundärquelle, durch das Ausbreitungssystem B und wird eignegeben an das Fehlererfassungsmikrophon M2 (Restklangerfassung). Die Ausgabe dieses Fehlererfassungsmikrophon M2 wird eingegeben als das eingegebene Fehlersignal e2 in den DSP (2).

In den DSP (2) wird die Differenz zwischen den Eingabefehlersignal e2 und der vorher erwähnten Faltungssummierungsausgabe Sigma₁, und das Resultat wird eingegeben als die Eingabefehlerinformation e11, e12 und e13 an die DSP′s (11), (12) und (13). In den DSP′s (11), (12) und (13) werden die jeweiligen Koeffizientenauffrischungen der FIR Filter 11, 12 und 13 ausgeführt bei den jeweiligen Koeffizientenauffrischeinheiten, so daß die Eingabefehlerinformationen e11, e12 und e13 minimal werden.

Wo die Eingabefehlerinformationen e11, e12 und e13 minimal werden, kann betrachtet werden, daß die Koeffizienten der FIR Filter 11, 12 und 13 der DSP′s (11), (12) und (13) gefunden sind. Wenn solch eine Verbindungskonfiguration angewendet wird, bedeutet dies, daß die FIR Filter 11, 12 und 13 das Ausbreitungssystem B simuliert haben, und deshalb werden sie funktionell äquivalent zum FIR Filter 2. Die hier erhaltenen Koeffizienten werden äquivalent zu den Koeffizienten des FIR Filters 2. Deshalb werden die Koeffizienten der FIR Filter 11, 12 und 13 transferiert an den DSP (2). In dem DSP (2) werden die Koeffizienten von den FIR Filtern 11, 12 und 13 empfangen, und dann werden sie benutzt als die Koeffizienten des FIR Filters 2.

Bei der obigen Beschreibung bei der fünften vorliegenden Ausführungsform wurden die Koeffizientenauffrischeinheiten jeweils angewendet in den DSP′s (11), (12) und (13), bildend die Löschfilter 11, 12 und 13, und diese Koeffizientenauffrischeinheiten wurden gemeinsam benutzt ebenfalls als die Koeffizientenauffrischeinheiten des FIR Filters 2 und des Wickelverhinderungsfilters 3, aber die vorliegenden Erfindung ist darauf nicht beschränkt. Es ist ebenfalls möglich, anstelle der Koeffizientenauffrischeinheiten der Filter in den DSP′s (11), (12) und (13) dieselbigen auf der DSP (2) - oder DSP (3) - Seite vorzusehen. Es ist nämlich ebenfalls möglich, die Koeffzientenauffrischeinheit zu verwenden in dem FIR Filter 2 in dem DSP (2), und gemeinsam die Koeffizientenauffrischeinheit dieses DSP (2) durch die Löschfilter 11, 12 und 13 der DSP′s (11), (12) und (13) und den Wickelverhinderungsfilter 3 in dem DSP (3) zu benutzen.

Alternativerweise ist es ebenfalls möglich, die Koeffzientenauffrischeinheit in dem Wickelverhinderungsfilter (3) des DSP (3) zu verwenden und gemeinsam diese Koeffizientenauffrischeinheit durch den FIR Filter 2 mit dem DSP (2) und die Löschfilter 11, 12 und 13 der DSP′s (11), (12) und (13) zu benutzen.

Wo die Koeffizientenauffrischeinheiten vorgesehen sind auf der Seite des DSP (11), (12) und (13), wie oben erwähnt, und diese Auffrischeinheiten gemeinsam benutzt werden durch FIR Filter 2 und 3, ist es natürlich akzeptierbar, falls der DSP (2) und der DSP (3) gespalten sind in eine Vielzahl von Filtern, wie bereits erwähnt. Falls jedoch die DSP′s (2) und (39) jeweils aus einem Chip zusammengesetzt sind, wird die Verarbeitungsgeschwindigkeit jeweils nicht langsamer werden bezüglich der DSP′s (11), (12) und (13) aufgrund der Nichtexistenz der Koeffizientenauffrischverarbeitung, und dementsprechend können diese FIR Filter 2 und 3 zusammengesetzt sein durch jeweils einen DSP. Durch dies kann eine Reduktion in der Größe der Hardware erzielt werden. Wo die Koeffzientenauffrischeinheiten vorgesehen sind in den DSP′s (2) und (3), ist es in ähnlicher Weise möglich, die DSP′s (11), (12) und (13) ohne eine Aufspaltung aufzubauen, wodurch die Reduzierung der Größe der Hardwareskala erzielt werden kann. Es sei bemerkt, daß dort wo eine Struktur des Aufspaltens des Aufspaltens der Filter in eine Vielzahl von Filter angewendet wird, die Anzahl der gespaltenen Filter beliebig ist.

Fig. 16 ist eine Ansicht zum konkreten Darstellen der vorher erwähnten Faltungsresultat-Übertragungsleitungen, wobei durch die Übertragungsleitungen die Faltungsresultate YTH₁₁, YTH₁₂ und YTH₁₃ im DSP (2) tabellarisiert werden.

In der Figur sind Bezugszeichen L41, L42 und L43 die oben erwähnten Faltungsresultat-Übertragungsleitungen, von denen jede beispielsweise einen 16-Bit-Bus umfaßt.

Diese Busse (L41, L42 und L43) sind sequentiell verbunden mit einem Zufallszugriffspeicher RAM über einen Arbeiter ABT. Dieses RAM ist vorzugsweise ein Zwei-Tor-RAM und ist verbunden an dem einen Ende mit dem DSP (2) über die gemeinsame Übertragungsleitung Lc.

Fig. 17 zeigt eine weitere sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Beispielsweise findet bei dem Verarbeitungssystem der oben beschriebenen vierten Ausführungsform der Wickelverhinderungsfilter (3) (FIR Filter) des DSP (3) gewöhnlicherweise den Wickelklang, nachdem die Eingabedaten (Referenzsignaleingabe R3 in Fig. 10A und 13) eingegeben wird an den FIR Filter davon und durch Durchführen der Faltungsberechnung und der Benutzung aller Abgriffdaten davon. Aus diesem Grund kann das Faltungsoperationsresultat nicht subtrahiert werden von dem Referenzsignal, erhalten am Mikrophon M1 nach der Propagation durch das Ausbreitungssystem C, bis das Faltungsoperationsresultat (simulierter Wickelklang) erhalten wird, und deshalb wird die Verarbeitungszeit, die für diese Faltungsoperation erforderlich ist, ein Faktor dieser Zeitverzögerung. Dies wird manchmal ein Faktor zum Begrenzen der Funktionstüchtigkeit des aktiven Rauschsteuerungssystems. Dies ist besonders auffallend in dem Fall der Struktur, die in der vierten Ausführungsform gezeigt ist, zum Durchführen der Steuerung eines nicht periodischen Zufallsrauschens.

Deshalb wird die Faltungsausgabe in dem DSP (3) der fünften Ausführungsformen (Fig. 13) im voraus erzeugt für die Faltungsoperationen, welche möglich sind an einem Zeitpunkt, bevor das Referenzsignal R3 eingegeben wird an den FIR Filter 3 in dem DSP (3). Nur eine Faltung, welche nicht ausgeführt werden kann zur Zeiten verschieden von dieser Zeit wird ausgeführt, nachdem das Referenzsignal R3 eingegeben ist an den FIR Filter 3 in dem DSP (3). Die Resultate der vorherigen und letzteren werden zueinander addiert, wodurch ein Resultat äquivalent zur Faltungsausgabe, die erhalten wird unter Benutzung aller Abgriffdaten, im wesentlichen erhalten nach Eingabe des Referenzsignals R3, um dadurch die Verarbeitungszeit zu verkürzen.

Die sechste Ausführungsform zum Durchführen solch einer Verarbeitung wird erklärt werden durch den Verarbeitungsfluß durch Fig. 17. Diese Fig. 17 zeigt eine Situation zum Durchführen des Koeffizientenauffrischens durch den Koeffizientenauffrisch-Algorithmus durch das NMLS Verfahren in dem DSP (3) des Wickelverhinderungs FIR Filters 3 (auf die vorher erwähnte fünfte Ausführungsform (Fig. 13) kann Bezug genommen werden). Es ist ebenfalls möglich, die Software auszuführen von dem Referenzsignal R3 zum Referenzsignal X03 (Fig. 10A) unter den Verarbeitungen der fünften Ausführungsform durch die Verarbeitung des Verfahrens dieser sechsten Ausführungsform.

(1) Als das Eingabesignals des FIR Filters 3 wird ein Signal R(i) des Referenzsignals R3 zunächst eingegeben an den DSP (3) und wird R(1), da i = 1
(2) Die Faltung wird ausgeführt nur für das Produkt von R(1) und ein Koeffizientdatenwert H(N) (d. h. die Faltungsoperation wird ausgeführt nur für den anfänglichen Abgriff), und das Resultat davon wird definiert zu YTH₁.
(3) Für den Abgriffkoeffizienten des FIR Filters ausschließlich vom vorher besagten R(1) und H(N) wird die Faltung im voraus ausgeführt, bevor das Signal R(1) des Referenzsignals R3 eingegeben wird, das Faltungsresultat YTHN_N-1 davon wird gehalten, und das gehaltene Faltungsresultat YTHN_N-1 und das in der oben beschriebenen Verarbeitung (2) gefundene YTH₁ werden addiert. Das Resultat davon wird definiert als das Faltungsresultat YTH des FIR Filters 3.

Wenn die Verarbeitung durchgeführt wird auf die obige Art und Weise, wird die Softwareverarbeitung davon von der Eingabe des Referenzsignals R3 zur Übertragung des Referenzsignals X03 nicht durch eine gewöhnliche Faltung beendet, sondern durch Operationen einer einzelnen Multiplikation, einer einzelnen Addition und einer einzelnen Subtraktion zum Durchführen:

YTH₁ = R(1)H(N)
YTH = YTH¹ + YTHN_N-1
e - YTH = X.

Zum Vergleichen des Effekts einer Reduktion des Betrags an Operationen bei der Situation des Koeffizientenauffrischens vor dieser Verbesserung, wird der Fluß des Koeffizientenauffrischens vor der Verbesserung in Fig. 18 gezeigt. Wie in Fig. 18 gezeigt, führt die Softwareverarbeitung von der Eingabe des Referenzsignals R3 zur Übertragung des Referenzsignals R03 die gewöhnliche Operation für eine N-Abgriffaltung durch:

YTH = Sigma R(N-i+1)H(i),

wobei i = 1 bis N
und deshalb wird eine sehr lange Zeit benötigt. Ebenfalls wird ein Ausführen der Verarbeitung unter Benutzung einer Vielzahl von DSP′s unbequem zur Zerstreuung der Verarbeitung. Insbesondere ist die Faltung i = 1 bis i = N eine lange Verarbeitung.

Es sei bemerkt, daß bei der sechsten Ausführungsform der obigen Fig. 17 ein Beispiel des Beendens der Operation von der Eingabe des Referenzsignals R3 zur Übertragung des Referenzsignals X03 durch eine einzelne Multiplikation, eine einzelne Addition und eine einzelne Subtraktion gezeigt war, aber dies zeigt ein Beispiel, in dem die Verarbeitung minimalisiert werden kann, und die vorliegende Erfindung ist nicht darauf beschränkt.

Z.B. ist es ebenfalls möglich, sogar falls ein Verfahren angewendet wird, bei dem während einer Zeit von der Eingabe des Referenzsignals R3 zur Übertragung des Referenzsignals X03 die Faltung des FIR Filters ausgeführt wird bezüglich eines halben Abgriffs des FIR Filters einschließlich vom R1 und H(N) (N/2 Abgriffe), während die Faltung des FIR Filters ausgeführt wird im voraus für einen halben Abgriff der übrigen Filter (N/2 Abgriffe), und gehalten wird, und die zwei zueinander addiert werden, wodurch das Faltungsresultat YTH für alle Abgriffe des FIR Filters erhalten werden.

Ebenfalls wurde bei der sechsten Ausführungsform die Erklärung gemacht unter Benutzung einer Faltungsoperation, ausgeführt für den Wickelverhinderungsfilter 3 in dem DSP (3) als ein Beispiel, aber die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Ende der Faltungsoperation im voraus ist nicht besonders beschränkt auf nur den Filter zum Verhindern des Wickelns. Es kann ebenfalls selektiv angewendet werden auf ein System zum Durchführen einer Faltungsoperation, wo das Resultat der Faltungsoperation nötig wird unmittelbar, nachdem das Eingabesignal des FIR Filters eingegeben wird.

Fig. 19 zeigt eine weitere siebente Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Bei dem Verarbeitungssystem der oben beschriebenen fünften Ausführungsform von Fig. 13 wird die Information X′, welche ausgegeben wird von dem FIR Filter 2 in dem DSP (2), übertragen von dem DSP (2) an die DSP′s (11), (12) und (13). diese Information X′ wird benutzt für das Koeffizientenauffrischen in den Koeffizientenauffrischeinheiten in den DSP′s (11), (12) und (13).

In diesem Fall gibt es folgende Probleme. In jedem der DSP′s (11), (12) und (13) wird für das Koeffizientenauffrischen die kumulative Quadratnormierung der Information X′ d. h.,

Norm = |Sigma X′²(i)|

gefunden durch einen Koeffizientenauffrischalgorithmus basierend auf dem vorher erwähnten NLMS Verfahren. Dies bedeutet, daß der kumulative Wert in diesem Fall die Akkumulation für exakt die gleiche Anzahl von Abgriffen wie die totale Anzahl von den totalen Abgriffen der DSP′s (11), (12) und (13) ist.

D.h. die Abgriffe des Löschfilters sind aufzuspalten in drei bei den DSP′s (11), (12) und (13), aber egal, in welcher Anzahl die Abgriffe aufgespalten sind, ist es bei jeweiligen DSP′s (11), (12) und (13) notwendig, den quadrierten kumulativen Normwert der Information X′ für exakt die gleiche Anzahl von Abgriffen wie der totalen Anzahl von Abgriffen der Löschfilter 11, 12 und 13 zur Zeit des Koeffizientenauffrischens zu finden. Aus diesem Grund wird bei der Struktur der vorher erwähnten fünften Ausführungsform der quadrierte kumulative Normwert der gleichen Anzahl von Abgriffen wie der totalen Anzahl von Abgriffen der Löschfilter 11, 12 und 13 gefunden in überlappender Art und Weise in jedem der DSP′s (11), (12) und (13).

Bei dem konkreten Verfahren des Findens des quadrierten kumulativen Normwerts in der Struktur der fünften Ausführungsform werden, wenn immer die Information X′ eingegeben wird an die DSP′s (11), (12) und (13), diese Eingabedaten quadriert und akkumuliert an der Koeffizientenauffrischeinheit. Nachdem dieser quadrierte kumulative Wert tabellarisiert ist für exakt die gleiche Anzahl von Abgriffen der totalen von Abgriffen der DSP′s (11), (12), und (13) wird der alte Quadratwert, welcher relativ zur Eingabe der Information X′ bleibt, verworfen. Jedoch werden alle 14032 00070 552 001000280000000200012000285911392100040 0002004424674 00004 13913 quadrierten kumulativen Werte und die Verschiebung der Quadratwerte in einer überlappenden Art und Weise durch die DSP′s (11), (12) und (13) gehalten, so daß die Effizienz schlecht ist, und dementsprechend gibt es ein Problem, so daß die Prozeßlast jeweiliger DSP′s (11), (12) und (13) schwerer wird als dieser Überlappungsbetrag.

Deshalb wird bei der siebten Ausführungsform der Aufbau so gemacht, daß ein quadrierter kumulativer Normwert gefunden wird in dem DSP (2), und die Informationsnorm übertragen wird auf einmal an die DSP′s (11), (12) und (13). Eine detaillierte Erklärung wird gegeben werden bezüglich Fig. 19. Das Signal, das ausgegeben wird als die Information X′ von dem FIR Filter 2 in der DSP (2), wird quadriert und akkumuliert. Um den quadrierten kumulativen Normwert zu finden, ist es nötig, von dem kumulativen Wert den Quadratwert der letzten Abgriffdaten zu subtrahieren nach Verstreichen einer Zeit entsprechend den Abgriffdaten der FIR Filter, errichtet in den DSP′s (11), (12) und (13), wenn immer die Information X′ erzeugt wird. Deshalb wird der letzte Datenwert (älteste Daten) von der Koeffizientenauffrischeinheit in dem Löschfilter 13 zurückgeführt von den DSP (13) an den DSP (2). Daraus resultierend ist es im Gegensatz zum Finden des quadrierten kumulativen Normwert in einer überlappenden Art und Weise durch jeden der DSP′s (11), (12) und (13) ausreichend, falls nur der DSP (2) den quadrierten kumulativen Normwert findet, was zur Reduktion der Softwareverarbeitung beiträgt.

Weiterhin ist es ebenfalls möglichem, den Lernkoeffizienten (alpha in Fig. 19) in dem DSP (2) zu bestimmen, also zu finden:

ANS = alpha / Norm
in dem DSP (2) und das Resultat davon (ANS in Fig. 19) zu übertragen von dem DSP (2) zu den DSP′s (11), (12) und (13), und zwar alle auf einmal. Dementsprechend ist es hinreichend, soweit die Teilung, die den größten Prozeßzyklus in dem allgemeinen DSP erfordert, ausgeführt wird nur durch den DSP (2), was ebenfalls beiträgt zur Reduktion der Softwareverarbeitung.

Es sei bemerkt, daß bei der siebenten Ausführungsform die Normoperationseinheit vorgesehen war in dem DSP (2), und die Filterabgriffe waren aufgespalten in die DSP′s (11), (12), (13), aber die Anordnung der Normoperationseinheit ist nicht besonders beschränkt auf den DSP (2). Sie kann angeordnet sein in jeglichem DSP. Z.B. ist es ebenfalls möglich, die Normoperationseinheit vorzusehen in dem Teil des DSP, die aufgespalten sind für beispielsweise die DSP′s (21) und (22) der dritten Ausführungsform.

Ebenfalls ist bei der vorliegenden Ausführungsform, wie oben erwähnt, die Struktur basiert auf einem gefilterten - X Algorithmus, und die Quadratakkumulation der Ausgabe des FIR Filters 2 wird ausgeführt für die Normoperation, aber für einen Fall der ersten Ausführungsform, wo ein Koeffizientenauffrischen gemäß dem NLMS Algorithmus hinreichend ist, wird es eine Quadratakkumulation der Ausgabe des Mikrophons M1 von Fig. 2 und des Referenzsignals M2 von Fig. 3A. Das wird der quadrierte kumulative Wert der Abgriffdaten an sich der FIR Filter 11, 12 und 13 von Fig. 3A bis 3C, so daß die vorliegende siebente Ausführungsform ohne Problem angewendet werden kann.

Für das Verfahren des Durchführens der vorher erwähnten Normoperationen in Fig. 19 innerhalb des DSP (2), wird eine achte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erklärt werden unter Benutzung von Fig. 20.

Bei dem beschriebenen Verarbeitungssystem in der oben beschriebenen fünften Ausführungsform (Fig. 13) wird die Information X′ simultan übertragen von dem DSP (2) zu den DSP (11), (12) und (13). Bei den jeweiligen Koeffizientenauffrischeinheiten in den DSP′s (11), (12) und (13) wird die Information X′ benutzt zur Zeit des Auffrischens der Koeffizienten. In diesem Fall ist es notwendig, ebenfalls die Information X′ zu verschieben und dieselbe zu halten auf die gleiche Art und Weise wie die Abgriffdaten des FIR Filters. Aus diesem Grund treten die folgenden Probleme auf.

Der Abgriffteil des FIR Filters ist aufgespalten in drei in der fünften Ausführungsform durch die DSP′s (11), (12) und (13). Da der DSP (11) an der anfänglichen Stufe ist, ist die Verschiebung der Information X′ nicht ein so ernstes Problem. Jedoch ist es notwendig, die Verschiebung der gleichen Anzahl wie die für den Löschfilter 11 in dem DSP 11 und den Löschfilter 12 in der DSP (12) übermäßig durchzuführen, da der DSP (13) an der letzten Stufe existiert. Aus diesem Grund gibt es eine Unbequemlichkeit, daß die Verarbeitungslast des DSP 13 sehr schwer wird.

Deshalb wird die Information X′ sequentiell transferiert entlang eines Pfades ähnlich dem die Abgriffdaten der Löschfilter 11, 12 und 13 durch DSP (11) → DSP (12) → DSP (13). Dadurch ist es möglich, die Anzahl von Verschiebungen in den DSP′s (11), (12) und (13) gleichzumachen, und deshalb können die grundlegenden Teile von ebenfalls der Software in den DSP (11), (12) und (13) gemeinsam gemacht werden. In diesem Fall kann ebenfalls der Koeffiziententransfer ausgeführt werden durch dieselbe Signalleitung wie die Übertragungsleitung der Abgriffdaten D12 für den DSP (11) zum DSP (12) und die Übertragungsleitung der Abgriffdaten D23 von dem DSP (12) zu dem DSP (13).

Fig. 21 zeigt eine neunte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

In Fig. 21 ist (i) ein Fall, in dem das Erfassungssignal (Referenzsignal) des Rauscherfassungsmikrophons M1 einer D/A-Umwandlung unterliegt; (ii) ein Fall, in dem das Signal zum Unterdrücken des unerwünschten Signals erzeugt wird und diese Unterdrückungssignal einer D/A-Umwandlung (Glättungsfilter) unterliegt; und (iii) ein Fall, in dem das Fehlersignal zum Erfassen des Fehlers nach der Unterdrückung einer A/D-Umwandlung unterliegt. In all diesen Fällen ist es nötig, dasselbe durch einen Tiefpaßfilter (LPF) dienend als der Wickelverhinderungsfilter durchtreten zu lassen. Der Tiefpaßfilter, welcher allgemein benutzt wird zu diesem Zweck hat eine Verstärkungscharakteristik, die so flach wie möglich ist, d. h. eine Butterworth-Charakteristik in dem Durchlaßband. Beispielsweise im Fall eines Tiefpaßfilters n ter Ordnung der Butterworth Charakteristik wird, falls die Abschneidefrequenz fc ist, das Signal verzögert um eine Zeit, welche repräsentiert werden kann durch:

(pi / 4) × (1/fc) × n.

Nicht beschränkt auf die Butterworth Charakteristik wird die Verzögerungszeit des Tiefpaßfilters länger proportional zur Anzahl von Stufen, und deshalb ist es vorzugsweise die Anzahl von Stufen so klein wie möglich. Wenn jedoch die Anzahl von Stufen reduziert ist, gibt es einen Mangel, daß das Entfernen der Faltungskomponente unvollständig wird.

Deshalb wird es wichtig, einen Tiefpaßfilter anzuwenden mit einer so klein wie möglichen Anzahl von Stufen, und mit dem ein gewünschter Abschneide-Abschwächungsbetrag erhalten werden kann.

Im allgemeinen ist die Butterworth Charakteristik stabil, da die Position des Pols auf der linken Halbebene auf dem Einheitskreis liegt, es aber einen Mangel gibt, der Faktor Q beim Agieren als ein Tiefpaßfilter niedrig ist, da die Polposition davon auf dem Einheitskreis liegt.

Bei der Chebychev-Charakteristik gibt es Mängel einer Schwierigkeit eines Gewährleistens einer Stabilität in den jeweiligen Stufen, einer Erzeugung von Verzögerungsverzerrung usw. aber die Polposition existiert auf einer Ellipse mit einer imaginären Achse, die länger ist im Vergleich mit einer realen Achse und dementsprechend erhöht dies die Q des Tiefpaßfilters. Wo beispielsweise die Anzahl von Ordnungen n = 5 ist, kann die Chebychev-Charakteristik einen Abschneide- Abschwächungsbetrag größer als 24 dB als die Butterworth- Charakteristik erzielen.

Nächstens ist bei der simultanen Chebychev Charakteristik die durch Q des Tiefpaßfilters weiter höher als der Chebychev-Charakteristik. Er zeigt ebenfalls eine Rippel- Charakteristik gleich im Durchtrittsband und Sperrband. Darunter ist insbesondere der Rippel in dem Durchtrittsband ein Problem, aber in dem Fall der vorliegenden Ausführungsform wird, falls der FIR Filterkoeffizient in dem DSP adaptiv gemacht wird, der Rippel davon absorbiert und es gibt nicht weiter ein Problem.

Für den Abschneide-Abschwächungsbetrag ist der Betrag, der gewähleistet werden kann, wenn die Anzahl von Ordnungen n = 17 ist bei der Butterworth-Charakteristik, wenn n = 8 ist in der Chebychev-Charakteristik und n = 5 ist in der simultanen Chebychev-Charakteristik. Falls dementsprechend, wie gezeigt in Fig. 21, ein Tiefpaßfilter mit einer simultanen Chebychev-Charakteristik benutzt wird, kann beim Vergleich desselben mit der gewähnlichen Butterworth-Charakteristik, Bessel-Charakteristik und Chebychev-Charakteristik der erwünschte Abschwächungsbetrag erhalten werden mit einer niedrigeren Ordnung. Dementsprechend kann die Gruppenverzögerung des Tiefpaßfilterteils reduziert werden.

Es sei bemerkt, daß in Fig. 21, wo das Fehlersignal von dem Fehlererfassungsmikrophon M2 zum Erfassen des Fehlers nach der Unterdrückung der A/D-Umwandlung unterliegt, der Tiefpaßfilter (LPF) eine Information einer Modifikation des Koeffizienten ist, und deshalb ist es nicht notwendig die Gruppenverzögerung in diesem Ausmaß zu betrachten. Dementsprechend gibt es nicht eine so große Notwendigkeit, den Tiefpaßfilter der simultanen Chebychev- Charakteristik anzuwenden.

Als nächstes wird ein Fall betrachtet werden, in dem eine allgemeine Überabtasttechnik angewendet wird. Wie in Fig. 21 gezeigt, kann in einem Fall, in dem ein Tiefpaßfiltern durchgeführt wird durch einen Tiefpaßfilter (LPF) vor einer A/D-Umwandlung und einen Digitalfilter in verschiedenen digitalen Zuständen nach einer A/D-Umwandlung und einem Fall, in dem das Tiefpaßfiltern durchgeführt wird durch einen digitalen Filter in einem digitalen Zustand vor der D/A-Umwandlung, falls der Digitalfilter realisiert ist durch einen Filter mit einer simultanen Chebychev Charakteristik, die Gruppenverzögerung in dem Digitalfilterteil reduziert werden aus dem oben beschriebenen Grund, was beiträgt zur Erhöhung der Geschwindigkeit des Verarbeitungssystems.

Wie oben erklärt,

a) (Fig. 1 bis Fig. 12) wird es möglich, die jeweiligen Filter durch diskrete DSP′s zu realisieren. Durch Betreiben dieser DSP′s in simultaner und paralleler Art und Weise kann eine Erhöhung der Verarbeitungsgeschwindigkeit erzielt werden,
b) kann durch Konstruieren des Filters als einen adaptiven Filter das Ausbreitungssystem, da zu simulieren ist, genauer angenähert werden,
c) (Fig. 13 bis 16) wird die Koeffizientenauffrischeinheit des Filters angebracht in irgendeinem der DSP′s, und die Koeffizientenauffrischeinheit wird gemeinsam benutzt ebenfalls als die Koeffizientenauffrischeinheit der übrigen weiteren Filter, wodurch eine Reduzierung der DSP-Last erzielt werden kann,
d) (Fig. 17 und 18) werden betreffend der Faltungsoperation der Filter, konstruiert bei den jeweiligen DSP′s, die Faltungsoperationen für die Abgriffe, für die die Eingabedaten des Filters unnötig sind, beendet, bevor die Eingabedaten des Filters eingegeben werden, die Faltungsoperationen, erfordernd die Eingabedaten des Filters oder nur eine Multiplikation, werden ausgeführt unmittelbar nachdem die Eingabedaten des Filters erhalten werden, und diese werden addiert mit den Resultaten der im voraus berechneten Faltungsoperationen, wodurch die Zeit bis zur Erzeugung der Resultate der Faltungsoperationen verkürzt werden kann,
e) (Fig. 19) wird die Berechnung zum Finden des addierten kummulativen Werts ausgeführt auf einmal bezüglich der gespaltenen Filter, wodurch die Skala der Software und Hardware reduziert werden kann,
f) (Fig. 20) kann die Belastung der Verschiebungsverarbeitung der aufgespaltenen Filter an der letzteren Stufe reduziert werden,
g) (Fig. 21) ist der Wickelverhinderungsfilter des zusammengesetzt aus einem Filter der simultanen Chebychev Charakteristik, wodurch ein Anstieg der Verarbeitungsgeschwindigkeit erzielt werden kann.

Durch das obige wird es demzufolge möglich, die Verarbeitung einer Signalunterdrückungsvorrichtung mit einer hohen Geschwindigkeit durchzuführen. Beispielsweise können die Verarbeitungen der DSP′s simultan ausgeführt werden. Daraus resultierend wird die Realisierung der Phasencharakteristik der benötigten Transferfunktion durch das Steuersystem möglich.

Claims

1. Signalunterdrückungsvorrichtung,
wobei ein erster Filter (1) vorgesehen ist, der elektrisch ein Ausbreitungssystem A eines physikalischen Phänomens simuliert, ein Signal korreliert zu einer Signaleingabe an das Ausbreitungssystem A eingegeben wird an den ersten Filter, und die Ausgabe dieses ersten Filters einen Einfluß ausübt auf das Signal, welches durchgetreten ist durch das Ausbreitungssystem A, um das durchgetretene Signal einem gewünschten Wert anzunähern,
wobei der erste Filter aufgespalten ist in eine Vielzahl von Filter (11, 12, 13); Ausgaben individuell berechnet werden in dem aufgespaltenen individuellen Filtern; und
individuelle Berechnungsresultate tabellarisiert werden, wodurch ein Wert erhalten wird, der derselbe Wert ist wie der Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung gemacht wird ohne Auspalten des oben beschriebenen ersten Filters.

2. Signalunterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Filter (2) vorgesehen ist, welcher elektrisch ein Ausbreitungssystem B simuliert, wodurch ein Wert, der erhalten wird durch Tabellarisieren von Berechnungsresultaten der Filter (11, 12 und 13), gebildet durch Aufspalten des ersten Filters (1), durchtreten gelassen wird, um somit einen Einfluß auszuüben auf ein Signal, das durch das Ausbreitungssystem A tritt; ein Signal, das daselbe ist wie die Signaleingabe für die Filter, die erhalten werden durch Aufspalten des ersten Filters, eingegeben wird an den zweiten Filter; und die Ausgabe des zweiten Filters benutzt wird zur Korrektur der Koeffizienten der von dem ersten Filter aufgespaltenen Filter.

3. Signalunterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Filter (2), der elektrisch das Ausbreitungssystem B simuliert, aufgespalten ist in eine Vielzahl von Filtern (21, 22, 23); Ausgaben individuell berechnet werden an den aufgespaltenen individuellen Filtern; und die individuellen Berechnungsresultate tabellarisiert werden, wodurch ein identischer Wert erhalten wird zu einem Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung gemacht wird ohne Aufspalten des zweiten Filters.

4. Signalunterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß, wo der tabellarisierte Wert der Resultate der Berechnung einer Vielzahl von Filtern (21, 22), erhalten durch Aufspalten des ersten Filters (1), eine Komponente beinhaltet von einem Ausbreitungssystem C eines Weges, der invers zurückführt zur Eingabeseite des ersten Filters, ein dritter Filter (3) zum elektrischen Simulieren des Ausbreitungssystems C vorgesehen ist und der Einfluß der Ausbreitung des tabellarisierten Werts einer Vielzahl von Filtern (21, 22) durch das Ausbreitungssystem C bei der Eingabe des zweiten Filters reduziert wird unter Benutzung der Ausgabe des dritten Filters.

5. Signalunterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Filter (3) aufgespalten ist in eine Vielzahl von Filtern (31, 32, 33); Ausgaben individuell berechnet werden an den individuellen aufgespalten Filtern; und die individuellen Berechnungsresultate tabellarisiert werden, wodurch ein Wert erhalten wird, der derselbe ist wie der Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung gemacht wird ohne Aufspalten des dritten Filters.

6. Signalunterdrückungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest ein Filter unter den ersten, zweiten und dritten Filtern zusammengesetzt ist aus einem adaptiven Filter; der Koeffizient dieses Filters korrigiert wird unter Benutzung von Information über einen Fehler von einem gewünschten Wert, so daß er dem Ausbreitungssystem angenähert wird, das durch diesen Filter zu simulieren ist.

7. Signalunterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Koeffizientenauffrischeinheit irgendeines Filters unter den oben beschriebenen jeweiligen Filtern gemeinsam benutzt wird als die Koeffizientenauffrischeinheit der weiteren restlichen Filter.

8. Signalunterdrückungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß, wo eine Faltungsoperation ausgeführt wird in den oben beschriebenen Filtern, eine Vorsehung gemacht ist von
einer Einrichtung zum preliminären Ausführen und Speichern der Operation, bevor neue Daten eingegeben werden an den Filter für einen Teil der Faltungsoperation, welche ausgeführt werden kann basierend auf dem bereits im Filter eingestellten Daten; eine Einrichtung zum Ausführen einer Faltungsoperation nach der Eingabe der Daten für neu eingegebene Filterdaten; und
einer Einrichtung zum Tabellarisieren der oben beschriebenen gespeicherten Operationsresultate und neu erhaltene Operationsresultate zum Erhalten des Faltungsoperationsresultats des Filters.

9. Signalunterdrückungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorsehung gemacht ist von einer einzelnen Berechnungseinrichtung zum Finden eines quadrierten kumulativen Werts, wobei jeder der oben beschriebenen aufgespaltenen Filter einen quadrierten kumulativen Wert finden muß von den Daten in allen Abgriffen des Filters vor der Spaltung oder einen Wert, der erhalten wird durch Akkumulieren der Quadratwerte der Ausgaben des oben beschriebenen zweiten Filters in exakt der gleichen Anzahl wie der Abgriffe vor der Aufspaltung des oben beschriebenen ersten Filters; und die quadrierten kumulativen Werte, die durch diese Berechnungseinrichtung berechnet werden, individuell übertragen werden an jeden der aufgespaltenen Filter.

10. Signalunterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Filter vorgesehen ist, welcher das oben beschriebene Ausbreitungssystem B simuliert; die Ausgabe des zweiten Filters übertragen wird an einen Anfangsfilter, erhalten durch Aufspalten des ersten Filters; der Anfangsfilter die Eingabedaten speichert, unmittelbar nachdem die Übertragungsleitung von dem zweiten Filter eingegeben sind, weiterhin die Position der Adresse, Registers oder dergleichen zum Speichern der Eingabedaten verschiebt, wenn immer die Eingabedaten sequentiell eingegeben werden, und dadurch die so bestimmten ältesten Eingabedaten zum nächsten Filter der aufgespaltenen transferiert, und der nächste Filter eine Operation, ähnlich der des Anfangsfilters ausführt, und, wo ein weiterer nächster Filter existiert, die ältesten Eingabedaten zu diesem Filter transferiert, diese Operationen wiederholt werden.

11. Signalunterdrückungsvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Filter (1), der elektrisch ein Ausbreitungssystem A eines physikalischen Phänomens simuliert vorgesehen ist, ein Signal korreliert zu einer Signaleingabe an das Ausbreitungssystem A eines ersten Filter eingegeben wird; und die Ausgabe dieses ersten Filterteils einen Einfluß ausübt auf das Signal, welches durch das Ausbreitungssystem A durchgetreten ist, um das durchgetretene Signal einen gewünschten Wert anzunähern, wobei der erste Filter aufgespalten ist in eine Vielzahl von Filter (11, 12, 13); Ausgaben individuell berechnet werden in den aufgespaltenen individuellen Filter; und individuelle Berechnungsresultate davon tabellarisiert werden, wodurch ein Wert erhalten wird, der derselbe ist wie der Wert, der erhalten wird, wenn eine Berechnung ohne Aufspalten des ersten Filters gemacht wird; und ein Filter einer simultanen Chebychev-Charakteristik angewendet wird beim Benutzen eines Wickelverhinderungsfilters, wenn ein Fehlersignal zum Erfassen eines Fehlers eines gewünschten Referenzsignal oder dessen nach einer Unterdrückung des unerwünschten Signals einer Analog-Digital-Signalumwandlung unterliegt, beim Benutzen eines digitalen Filters zum Empfangen seiner Eingabe eines Signals nach der Analog-Digital-Umwandlung, beim Benutzen eines Glättungsfilters benutzt wenn das Unterdrückungssignal des unerwünschten Signals einer Digital-Analog-Signalumwandlung unterliegt oder beim Benutzen eines digitalen Filters zum Empfangen an seiner Eingabe des Signals vor der oben beschriebenen Digital- Analog-Signalumwandlung.