DE4423469A1

DE4423469A1 - Kapazitives Wegmeßsystem für berührungsfrei gelagerte Rotoren

Info

Publication number: DE4423469A1
Application number: DE19944423469
Authority: DE
Inventors: Peter-Klaus Prof Dr Sc T Budig; Ralf Dr Ing Werner
Original assignee: ELEKTRISCHE AUTOMATISIERUNGS U
Current assignee: ELEKTRISCHE AUTOMATISIERUNGS U
Priority date: 1994-07-05
Filing date: 1994-07-05
Publication date: 1996-01-11

Description

Die Erfindung betrifft ein kapazitives, berührungsfreies Meßsystem für Rotoren, welche ohne mechanische Berührung und daher auch ohne galvanische Verbindung zum Erdpotential gelagert sind. Das Meßsystem eignet sich für Meßbereiche von Nanometer bis zu einigen Millimetern und erreicht Meßauflösungen im Submikrometerbereich.

Stand der Technik

Kapazitive Meßsysteme eignen sich sehr gut zur berührungslosen Wegmessung, da mit diesem Meßprinzip sehr hohe Genauigkeiten und Auflösungen erreicht werden können. Etwaige Inhomogenitäten im Materialgefüge des Meßobjektes (Meßspur auf dem Rotor) üben keinen Einfluß auf die Meßgenauigkeit aus. Die technischen Daten von modernen industriell hergestellten kapazitiven Meßsystemen belegen dies. Die Kapazitäten zwischen Meßobjekt und Meßelektrode sind i. allg. sehr klein und erreichen höchstens Werte von einigen Picofarad. Aus diesem Grunde sind den kapazitiven Sensoren hochempfindliche Verstärker nachzuschalten, welche in unmittelbarer Nähe der Meßkapazität angeordnet werden müssen. Andernfalls würde das Meßsignal durch die parasitären Erdkapazitäten der Kabel verfälscht. Eine weitere Möglichkeit zur Minimierung des Einflusses der Erdkapazitäten besteht in der Verwendung einer zusätzlichen Schirmelektrode. Dann sind die Sensoren über spezielle Triaxialkabel mit der Auswerteelektronik zu verbinden. All diese Techniken sind in zahlreichen Veröffentlichungen beschrieben (z. B. EP . . .). Nachteilig sind die hohen Kosten der bekannten kapazitiven Meßsysteme, die sich wegen des oben genannten hohen technischen Aufwandes ergeben.

Bei den industriell hergestellten kapazitiven Meßsystemen werden ausschließlich Einzelsensoren verwendet, welche bezüglich des Rotors zu justieren sind. Bei der Positionsmessung an z. B. magnetgelagerten Rotoren ist je ein Sensor pro Lagerachse erforderlich. Bei hohen Anforderungen an die Meßgenauigkeit ist ein entsprechend hoher Justieraufwand zu erwarten.

Prinzipbedingt erfordern bekannte kapazitive Meßsysteme ein konstantes und genau definiertes Potential auf dem Meßobjekt (meist Massepotential). Diese Bedingung kann aber bei berührungslos gelagerten Rotoren nicht erfüllt werden. Durch Influenz verursachen die Wicklungen des Antriebsmotors und der Magnetlager elektrische Spannungen zwischen Rotor und Masse. Darüber hinaus können statische Aufladungen das Rotorpotential beeinflussen. Um einen ordnungsgemäßen Betrieb herkömmlicher kapazitiver Meßsysteme zu ermöglichen, müßte der Rotor z. B. über Schleifkontakte geerdet werden. Das ist jedoch bei hohen Drehzahlen problematisch.

Ziel der Erfindung

Die Aufgabe der Erfindung ist es, ein kapazitives Meßsystem zu schaffen, welches

- kostengünstig herzustellen ist,
- beim Einbau nur geringen Justieraufwand erfordert,
- eine hohe Genauigkeit und Auflösungen im Submikrometerbereich garantiert,
- auch bei undefiniertem Rotorpotential, d. h. nicht geerdetem Rotor zuverlässig arbeitet.

Diese Aufgaben werden mit den Mitteln der beschriebenen Erfindung gelöst.

Beschreibung der Erfindung

In Fig. 1 ist der prinzipielle Aufbau eines Sensorringes zur Messung der radialen Rotorauslenkung in zwei Achsen dargestellt. In einen Grundkörper 1 sind Nuten eingelassen, welche mit einem Isolierstoff 6 ausgefüllt sind. Luftspaltseitig sind in dem Isolierstoff 6 die Meßelektroden 5 eingebettet. Der Isolierstoff sollte zur Vermeidung hoher Erdkapazitäten eine möglichst geringe Dielektrizitätskonstante aufweisen. Zweckmäßigerweise kann dafür ein Kunstharz verwendet werden, mit welchem die Elektroden eingegossen werden können.

Je zwei Meßelektroden 5 stehen sich im Sensorring diametral gegenüber. Das ermöglicht die Positionsmessung in zwei um 90 Grad versetzten Achsen. Für jede Meßachse steht somit ein Differentialkondensator, gebildet aus je einer Meßelektrode 5 und der Meßspur 4 auf der Welle, zur Verfügung.

Die Meßelektroden 5 sind mit kurzen Elektrodenanschlußleitungen 7 mit der Auswerteelektronik verbunden. Der bezüglich der Streukapazitäten empfindliche Teil der Auswerteschaltung wird unmittelbar im Sensorring vollständig geschirmt untergebracht 2.

Die gegenseitige Beeinflussung benachbarter Meßelektroden wird durch Abschirmstege 3 stark verringert.

Fig. 2 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Sensorringes zur Messung radialer Wellenauslenkungen in zwei Meßachsen bei Anwendung der Schirmelektrodentechnik. Zusätzlich zum Aufbau des Sensorringes gemäß Fig. 1 sind die Meßelektroden 5 von Schirmelektroden 8 umgeben. Die Schirmelektroden 8 werden im Inneren des Sensorringes über die Schirme 9 von Koaxialkabeln mit der Auswerteelektronik verbunden. Die Schirmelektroden werden über Trennverstärker mit ausreichender Bandbreite an das gleiche Potential der Meßelektroden 5 angeschlossen. Durch diese Maßnahme wird die parasitäre Streukapazität der Meßelektroden 5 zum Sensorring 1, welcher üblicherweise auf Massepotential liegt, stark reduziert. Die Meßempfindlichkeit wird dadurch vergrößert. Die Empfindlichkeit gegenüber von Störeinflüssen wird verringert.

Fig. 3 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines kapazitiven Sensors zur Messung der axialen Rotorposition. Der Sensorgrundkörper 1 umschließt kreisringsegmentförmig die axiale Meßspur 4, welche auf der Welle 10 befestigt ist. In den Grundkörper 1 sind Nuten eingelassen. Diese sind mit Isolierstoff 6 ausgefüllt. Die kreisringsegmentförmigen Meßelektroden 5 sind in den Isolierstoff 6 luftspaltseitig eingebettet. Die Meßelektroden werden über die Elektrodenanschlußleitungen 7 mit der Auswerteelektronik verbunden, deren Eingangsteil zur Vermeidung von Streukapazitäten unmittelbar in Sensorring, vollständig geschirmt aufgebaut wird 2. Die Meßelektroden 5 bilden mit der axialen Meßspur 4 einen Differentialkondensator.

Der Umschlingungswinkel der Meßelektroden 5 um die axiale Meßspur 4 wird mit Rücksicht auf konstruktive Gegebenheiten möglichst groß gewählt. Durch die sich dadurch ergebende große Elektrodenfläche vergrößert sich die Meßkapazität und damit die Meßempfindlichkeit und Meßauflösung. Außerdem wird die Auswirkung eines eventuell vorhandenen Taumelschlages der axialen Meßspur 5 geringer.

Der axiale Sensor kann ebenfalls in Analogie zu den radialen Sensorringen mit Schirmelektroden ausgerüstet werden. Dadurch können auch in der axialen Meßachse die Meßempfindlichkeit erhöht und die Störbeeinflussung verringert werden.

Durch den Aufbau der Sensoren in Form von kompakten Sensorringen verringert sich der Montageaufwand für die Meßsysteme beträchtlich. Es lassen sich Meßgenauigkeiten und Meßauflösungen im Submikrometerbereich realisieren, ohne dabei Justiergenauigkeiten in dieser Größenordnung einhalten zu müssen. Ein eventueller Mittenversatz des Sensorringes läßt sich nachträglich auf elektronischem Wege kompensieren, da das Differentialmeßprinzip ein weitgehend lineares Meßsignal liefert.

In Fig. 4 ist das Ersatzschaltbild des kapazitiven Sensors in einer Meßachse dargestellt. Die Kapazitäten C_M1 und C_M2 sind vom Abstand des Rotors von den Meßelektroden 12a und 12b abhängig. Entsprechend des Prinzips des Differentialkondensators ändern sie sich bei Auslenkung des Rotors gegensinnig und beeinflussen das Spannungsteilerverhältnis des kapazitiven Spannungsteilers C_M1, C_M2.

Die Streukapazität der Meßelektroden gegen Masse wird durch die Kondensatoren (13a, 13b) mit der Erdkapazität C_E nachgebildet.

Da der berührungslos gelagerte Rotor keine galvanische Verbindung zur Masse hat, kann er jedes beliebige Rotorpotential annehmen. Der gesamte Rotor bildet mit dem Stator eine Kapazität C_RE, die Rotor-Erde-Kapazität. Diese wird durch den Kondensator (14) nachgebildet.

Der kapazitive Spannungsteiler C_M1, C_M2 wird von einer symmetrischen Trägerfrequenz- Spannungsquelle (11a, 11b) mit der Urspannung E gespeist. Die so entstehende Brückenschaltung liefert in der Brückendiagonale zwischen der Mittelanzapfung der Spannungsquelle und Masse eine trägerfrequente Wechselspannung, deren Amplitude proportional zur Auslenkung des Rotors ist. Die Phasenlage beinhaltet die Information über die Richtung der Auslenkung.

Die Brückendiagonalspannung gelangt auf einen schmalbandigen LC-Resonanzkreis, bestehend aus der Parallelkapazität (15) und der Parallelinduktivität 17. Die bei technischen Bauelementen stets vorhandene Dämpfung läßt sich mit dem Parallelwiderstand 16 erfassen. Der Resonanzkreis wird auf die Trägerfrequenz abgestimmt, so daß Störspannungen auf dem Rotor nicht die Meßspannung U_M beeinflussen können. Eine ausreichend hohe Amplitude der Trägerspannung ermöglicht einen großen Störabstand und erzeugt ein Meßsignal, welches keiner weiteren Nachverstärkung bedarf. Dadurch bleibt der Schaltungsaufwand gering. Die Trägerspannung sollte eine Amplitude von einigen hundert Volt bei Frequenzen von einigen zehn bis einigen hundert Kilohertz aufweisen.

Durch die relativ lose kapazitive Ankopplung des Parallelschwingkreises 15, 16, 17 über die Meßkapazitäten 12a, 12b und die Streukapazitäten der Elektroden 13a, 13b an die Trägerspannungsquelle 11a, 11b weist die Meßschaltung eine Reihe von günstigen Eigenschaften auf.

Aus Fig. 5 ist ersichtlich, daß der Übertragungsfaktor des Sensors bei größer werdenden Rotor-Erde-Kapazitäten gegen einen konstanten Wert konvergiert. Mit den Parametern des Versuchsmusters wurde der konstante Wert des Übertragungsfaktors bei Rotor-Erde-Kapazitäten ab etwa 1000 pF erreicht. Da die Rotor-Erde-Kapazitäten der üblichen Aggregate (Elektromotoren, Verdichter, Werkzeugspindeln, usw.) im Bereich einiger Nanofarad liegen, kann man den Übertragungsfaktor des Meßsystems als unabhängig von der Rotor-Erde-Kapazität ansehen. Das vereinfacht den Abgleich und verbessert die Langzeitstabilität der Systeme.

Desweiteren üben die Streukapazitäten der Meßelektroden einen nur geringen Einfluß auf den Übertragungsfaktor aus (siehe Fig. 5). Dargestellt ist der Verlauf des Übertragungsfaktors über mehrere Zehnerpotenzen der Streukapazität. Da sich im praktischen Betrieb die Streukapazitäten durch Einflußgrößen (z. B. Temperatur, Alterung der Isolation der Meßelektroden) nicht um mehrere Größenordnungen, sondern nur geringfügig ändern, kann der Übertragungsfaktor als praktisch unabhängig von der Elektrodenstreukapazität angesehen werden. Diese Tatsache verbessert die Langzeitstabilität der Parameter.

Durch Anwendung der Schirmelektrodentechnik lassen sich bei sehr hohen Ansprüchen an die Konstanz der Meßsysteme die Einflüsse der erwähnten Streukapazitäten weiter verringern.

Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispieles des kapazitiven Meßsystems für eine Meßachse. Kernstück der Schaltung sind die Meßelektroden 5, welche mit der Meßspur 4 die Meßkapazitäten bilden. Die Meßelektroden 5 werden von einem Transformator 20 mit der Trägerspannung versorgt. Der Transformator 20 trägt eine Sekundärwicklung mit Mittelanzapfung, so daß er für die Brückenschaltung aus den Meßkapazitäten als symmetrische Spannungsquelle arbeitet. Da der Transformator 20 die hochfrequente Trägerspannung herauftransformieren soll, sollte er als Ferrit-Schalenkernübertrager ausgeführt sein. Die Primärwicklung wird vom Ausgang eines HF-Verstärkers (19) gespeist.

Zwischen Mittelanzapfung des Transformators 20 und Erde entsteht das Meßsignal. Dieses wird einem Parallelresonanzkreis, bestehend aus Parallelkapazität 15 und Parallelinduktivität 17 zugeleitet und induktiv ausgekoppelt. Der Resonanzkreis ist auf die Trägerfrequenz abgestimmt. Somit werden alle nicht trägerfrequenten Signalanteile stark gedämpft. Der Einfluß von Störspannungen auf dem Rotor bleibt gering. Durch die induktive Ankopplung sind Meßelektroden 5 und Erde galvanische von der restlichen Sensorelektronik getrennt, wodurch sich große Störspannungsabstände erzielen lassen.

Um die Bedämpfung der Resonanzkreise klein zu halten, wird die Auswerteelektronik über Impedanzwandler 18 an die Schwingkreise angeschlossen.

Danach durchläuft das Meßsignal einen phasenempfindlichen Gleichrichter 21, welcher die trägerfrequente Wechselspannung in eine wegproportionale Gleichspannung umformt. Aus der Phasenlage der Wechselspannung kann das Vorzeichen der Gleichspannung und damit die Richtung der Auslenkung bestimmt werden.

Eine Filterschaltung 22 unterdrückt Trägerreste auf der Meßspannung und glättet das Meßsignal. In einem Ausgangsverstärker 23 kann der Meßsystemausgang an die nachfolgenden Auswerteeinrichtungen angepaßt und ggf. der Übertragungsfaktor des Meßsystems fein eingestellt werden.

Um eine hohe Konstanz der Parameter des Meßsystems zu erreichen, muß die Eingangsspannung des HF-Verstärkers 19 sehr amplituden- und frequenzstabil sein. Insbesondere muß die Trägerfrequenz exakt mit der Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreis übereinstimmen. Um das zu erreichen, wird ein Teil der Ausgangsspannung des HF-Verstärkers 19 kapazitiv ausgekoppelt und einem zweiten, gleichartigen Parallelschwingkreis mit gleicher Resonanzfrequenz zugeleitet. Am Ausgang des zweiten Impedanzwandlers 18 steht dann ein Synchronsignal zur Verfügung. Dieses Synchronsignal wird einem spannungsgesteuerten Verstärker (VCA) 27 zugeführt. Der Ausgang des VCA 27 speist den Eingang des HF-Verstärkers 19. Wenn die Gesamtverstärkung dieser geschlossenen Schleife gleich eins wird, arbeitet diese Schaltung als Sinusoszillator. Die Frequenz stimmt mit der Resonanzfrequenz der Parallelschwingkreise überein. Die Amplitude kann über die Verstärkung des VCA 27 beeinflußt werden. Damit eine sehr amplitudenstabile Sinusspannung entsteht, wird die Ausgangsspannung des VCA 27 mittels Präzisionsgleichrichter 28 gleichgerichtet und mit der Spannung einer hochstabilen Referenzquelle 25 verglichen. Die Differenz beider Spannungen wird einem Integralregler 26 zugeführt. Das Ausgangssignal des Reglers 26 beeinflußt die Verstärkung des VCA 27 und damit die Amplitude der Sinusspannung. Da der Integralregler keine bleibende Regelabweichung zuläßt, erhält man eine hochstabile Amplitude der Trägerspannung.

Das Synchronsignal wird außerdem einer Impulsaufbereitungsschaltung 24 zugeführt, welche die Synchronisation des phasenempfindlichen Gleichrichters 21 ermöglicht.

Bezugszeichenliste

1 Grundkörper des Sensorringes
2 Raum für Sensorelektronik
3 Abschirmsteg
4 Meßspur auf der Welle
5 Meßelektrode
6 isolierendes Material (Kunstharz)
7 Elektrodenanschlußleitung
8 Schirmelektrode
9 Schirm des Koaxialkabels, Anschluß der Schirmelektrode
10 Welle
11 Hochfrequenzspannungsquelle E
12 Meßkapazität C_M
13 Elektrodenstreukapazität C_E
14 Rotor-Erde-Kapazität C_RE
15 Parallelschwingkreis-Kapazität C_P
16 Parallelschwingkreis-Dämpfungswiderstand R_P
17 Parallelschwingkreis-Induktivität L_P
18 Impedanzwandler
19 Hochfrequenzverstärker (HF-Verstärker)
20 Trägerfrequenztransformator
21 phasenempfindlicher Gleichrichter
22 Filter
23 Ausgangsverstärker
24 Synchronsignalaufbereitung
25 Referenzspannungsquelle
26 PI-Amplitudenregler
27 spannungsgesteuerter Verstärker (VCA)
28 Präzisionsgleichrichter

Claims

1. Kapazitives Wegmeßsystem nach dem Trägerfrequenzprinzip zur berührungslosen Positions- und Schwingungsmessung an Rotoren in radialer Richtung, dadurch gekennzeichnet, daß vier kreisringsegmentförmige Meßelektroden (5) kreuzweise und diametral zur gleichzeitigen Messung in zwei radialen Achsen innerhalb eines Sensorringes (1) elektrisch voneinander isoliert angeordnet sind.

2. Kapazitives Wegmeßsystem nach dem Trägerfrequenzprinzip zur berührungslosen Positions- und Schwingungsmessung an Rotoren in axialer Richtung, dadurch gekennzeichnet, daß zwei kreisringsegmentförmige Meßelektroden (5) innerhalb eines Sensorringes (1) elektrisch voneinander isoliert angeordnet sind.

3. Meßsystem gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der streukapazitätsempfindliche Teil der Auswerteelektronik mit im kompakten Sensorring untergebracht und dadurch elektrostatisch geschirmt ist.

4. Meßsystem gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßelektroden (5) von Schirmelektroden (8) umgeben sind, welche über Trennverstärker an das Meßelektrodenpotential angeschlossen sind.

5. Anordnung eines kapazitiven Meßsystems gemäß Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßkapazitäten (12), die Elektrodenstreukapazitäten (13), die Rotor-Erde-Kapazität (14) zusammen mit der symmetrischen Trägerfrequenz-Spannungsquelle (11) eine Brückenschaltung bilden, in deren Diagonale ein Parallelresonanzkreis, bestehend aus der Parallelkapazität (15) und der Parallelinduktivität (17), geschaltet ist.

6. Anordnung eines kapazitiven Meßsystems gemäß Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung des Einflusses des Rotorpotentiales der Parallelresonanzkreis auf die Trägerfrequenz abgestimmt ist.

7. Anordnung eines kapazitiven Meßsystems gemäß Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerfrequenz-Spannungsquelle (11) eine möglichst hohe Spannungsamplitude mit hoher Amplituden- und Frequenzkonstanz aufweist.

8. Verfahren zur Erzeugung der Trägerfrequenz mit hoher Amplituden- und Frequenzkonstanz, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil der Trägeramplitude über einen zweiten Resonanzkreis mit nachgeschaltetem Impedanzwandler (18) einem spannungsgesteuerten Verstärker (27) zugeführt wird, dessen Ausgangsspannung mittels Präzisionsgleichrichter (28) gleichgerichtet und mit einem hochkonstantem Referenzsignal (25) verglichen wird, wobei die Differenz beider Signale einem Integralregler (26) zugeführt wird, dessen Ausgangsspannung die Verstärkung des spannungsgesteuerten Verstärkers (27) beeinflußt.

9. Verfahren zur elektronischen Auswertung des trägerfrequenten Meßsignals, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal mittels eines ersten Resonanzkreises mit nachgeschaltetem Impedanzwandler aus dem Meßkreis ausgekoppelt und einem phasenempfindlichen Gleichrichter (21) zugeführt wird, aus dessen Ausgangssignal mit Hilfe eines Filters (22) und eines Ausgangsverstärkers (23) das wegproportionale Meßsignal gebildet wird.

10. Verfahren zur elektronischen Auswertung des trägerfrequenten Meßsignals gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der phasenempfindliche Gleichrichter (21) durch das Ausgangssignal einer Synchronsignalaufbereitungsschaltung (24) synchronisiert wird, welche vom Ausgangssignal des zweiten Parallelresonanzkreises mit gespeist wird.

11. Verfahren zur Erzeugung der Trägerfrequenzspannung gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß dem spannungsgesteuerten Verstärker (27) ein weiterer Verstärker (19) nachgeschaltet ist, dessen Ausgangsspannung in einem Übertrager mit symmetrischer Sekundärwicklung herauftransformiert wird und dadurch die geforderte Amplitude der Trägerspannung erreicht.