DE4224214A1 - Verfahren zur quellengesteuerten Kanaldecodierung durch Erweiterung des Viterbi-Algorithmus - Google Patents
Verfahren zur quellengesteuerten Kanaldecodierung durch Erweiterung des Viterbi-AlgorithmusInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur quellengesteuerten
Kanaldecodierung durch Erweiterung des Viterbi-Algorithmus
unter Einbeziehung von Apriori- und Aposteriori-Informatio
nen über die Quellensymbole.
Bei digitaler Übertragung von Quellensignalen, wie Sprache,
Ton, Bilder, Fernsehen, wird nach einer Quellencodierung,
beispielsweise einer Pulscodemodulation (PCM), einer redun
danz- oder irrelevanzmindernden Codierung (MUSICAM), usw.
eine Codierung im weitesten Sinn angewendet, beispielsweise
in Form von
- a) Kanalcodierung,
- b) codierter Modulation,
- c) Übersprechen, beispielsweise durch Mehrwegausbrei tung am Kanal.
In vielen, wenn nicht sogar in den meisten Fällen lassen
sich die vorstehend unter a) bis c) angeführten Übertra
gungsmethoden durch eine sogenannte "finite state"-Maschine
mit ν Zuständen darstellen. Beispiele hierfür sind Fal
tungscodes, trellis-codierte Modulationsverfahren, eine
mehrstufige codierte Modulation, Übertragungskanäle mit
Übersprechen, Magnetaufzeichnungskanäle u. ä . . Die Ausgangs
symbole werden nach einer Übertragung gestört empfangen, und
mittels eines Empfängers sind die Quellendaten zu detektie
ren, um das Nutzsignal wieder herzustellen.
Bei einer Verwendung von Schieberegistern oder der sogenann
ten "finite state"-Maschine werden dazu vorteilhafterweise
der Viterbi-Algorithmus (VA), eine sequentielle Codierung
der M-Algorithmus oder davon abgeleitete Algorithmen einge
setzt. Die Algorithmen und die damit realisierten Geräte
führen eine "Maximum-Likelihood"-(ML-)Schätzung oder eine
"Maximum-A-Posteriori"-(MAP-)Schätzung der Quellendaten
durch. Fehler bei einer solchen Schätzung führen zu Fehlern
in den Quellensignalen, insbesondere dann, wenn signifikante
Symbole, wie beispielsweise wichtigste Bits bei der PCM-Co
dierung, verfälscht werden.
Der Viterbi-Algorithmus ist Stand der Technik und wird in
großem Umfang bei den vorstehend unter a) bis c) angeführten
Anwendungen eingesetzt. Ferner existieren verschiedene Er
weiterungen und Implementationsformen des Viterbi-Algorith
mus, darunter der Soft-Output-Viterbi-Algorithmus (SOVA),
der in der Patentschrift DE 39 10 739 beschrieben ist, in
welcher noch weitere Veröffentlichungen zu dem Viterbi-Algo
rithmus angeführt sind.
Der zu einer Detektion, d. h. beispielsweise zu einer Demodu
lation Entzerrung, Decodierung u.ä., verwendete Viterbi-Al
gorithmus kann in der gegenwärtigen Form keine Apriori- oder
Aposteriori-Kenntnis der Impulsdatenfolge verwenden, obwohl
diese häufig verfügbar ist, wie beispielsweise bekannte Bits
oder bekannte Bithäufigkeiten bzw. mit Hilfe von Methoden,
wie sie nachstehend noch im einzelnen beschrieben werden,
gewonnen werden kann. Ein Viterbi-Algorithmus, der in der
selben Weise wie bisher benutzt wird, kann diese Informatio
nen jedoch nicht verwenden.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren zur Erwei
terung des Viterbi-Algorithmus zu schaffen, bei welchem bei
einer Detektion Informationen über die Quellenbits in vor
teilhafter Weise mitverwendet werden können.
Gemäß der Erfindung ist dies bei einem Verfahren zur Erwei
terung des Viterbi-Algorithmus durch die Schritte im kenn
zeichnenden Teil des Anspruchs 1 erreicht. Vorteilhafte
Weiterbildungen sind Gegenstand der auf den Anspruch 1 un
mittelbar oder mittelbar rückbezogenen Unteransprüche. Das
erfindungsgemäße Verfahren zur Erweiterung des Viterbi-Algo
rithmus einschließlich dessen Weiterbildungen läßt sich in
besonders vorteilhafter und zweckmäßiger Weise zur Verbesse
rung der Decodierung im D-Netz nach dem GSM-Standard entspre
chend den Verfahrensschritten im Anspruch 5 einsetzen.
Gemäß der Erfindung werden bei dem Verfahren zur Erweiterung
des Viterbi-Algorithmus einige Zustände, beispielsweise die
Hälfte durch einen Metrikzuschlag angehoben oder abgesenkt,
um bestimmte Informationsbits zu bevorzugen, über welche A-
priori- oder A-posteriori-Information vorliegt. Hierbei wird
der Metrikzuschlag aus der Wahrscheinlichkeit P (uk = 1)
passend zu dem Metrikinkrement ermittelt.
Hierbei kann das erfindungsgemäße Verfahren in Form eines in
Hardware, Firmware oder Software ausgeführten Zusatzes aus
geführt sein, welcher allen eingangs angeführten Detektions
verfahren a) bis c) auf einfache Weise hinzugefügt werden
kann und bei sehr vielen Quellensignalen zu einer beträcht
lichen Verbesserung der Signalqualität führt, wenn bei der
Übertragung von codierten Signalen Störungen auftreten. Bei
Kenntnissen über Statistik, Korrelation u.ä. der Informa
tionsfolge wird die Detektion erheblich verbessert, da der
Viterbi-Algorithmus besser gesteuert wird. Ferner kann ein
Verfahren zur Detektion unter Berücksichtigung von Quellen
information in besonders vorteilhafter Weise beispielsweise
direkt bei der Übertragung im Mobilfunknetz D nach dem GSM-
Standard eingesetzt werden.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Aus
führungsformen unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeich
nungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 einen Ausschnitt aus einem sogenannten Schiebe
register-Trellis;
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Beispiels
einer 16 Bit Pulscodemodulation (PCM);
Fig. 2a eine schematische Darstellung von Übergangswahr
scheinlichkeiten bei korrelierten Binärzeichen;
Fig. 3 ein Diagramm eines gemessenen Wahrscheinlichkeits
verhältnisses
für fünffach überabgetastete PCM;
Fig. 4 eine schematische Darstellung von Übergangswahr
scheinlichkeiten bei korrelierten Binärzeichen;
Fig. 5 ein Blockdiagramm eines verketteten Codesystems;
Fig. 6 eine schematische Darstellung eines Fehlerschutz-
Diagramms im Mobilfunknetz D, und
Fig. 7 eine schematische Darstellung zur Realisierung
eines Verfahrens zur verbesserten Decodierung im
Mobilfunknetz D im GSM-Standard.
Gemäß der Erfindung wird bei einer Decodierung einer verall
gemeinerten Codierung in einem sogenannten binären "Trellis"
mit 2ν Zuständen decodiert, wobei das Trellis aus dem in
Fig. 1 wiedergegebenen Zustandsübergängen aufgebaut ist.
Hierbei sind in Fig. 1 mit u die Daten und mit ν eine Ge
dächtnislänge bezeichnet. Die ausgezogenen Rechtecke im
"Trellis" veranschaulichen die sich bei diesem Übergang
nicht verändernden Bits. Die hellen Kreise sind die Bits mit
+1, die dunklen die mit -1. Als Binärdarstellung ist hier +1
statt "0" und -1 statt "1" gewählt.
Bei einem Schieben um einen Takt fällt in dem binären
"Trellis" das letzte Bit uk- heraus, und vorne wird das Bit
uk hineingeschoben.
Durch eine Ableitung der A-posteriori-Wahrscheinlichkeiten
mit Hilfe der Bayes′schen Regel und der Zustandsbeziehung
P(s k) = P(s k-1) · P(uk) (2)
ist gezeigt, daß der Viterbi-Algorithmus verändert wird, wo
bei in Gl. (2) mit P(S k) bzw. P(S k-1) durch die Wahrschein
lichkeit des alten bzw. neuen Zustandes und mit P(uk) die
Wahrscheinlichkeit des neuen Informationsbits bezeichnet
sind.
Statt der Kostenfunktion
wird eine neue Kostenfunktion verwendet, die folgendermaßen
lautet:
wobei Mk (m) die Metrik M der m-ten Impulsfolge zum Takt k,
mit λk der entsprechende Metrikzuwachs und mit P die Wahr
scheinlichkeit des Informationsbits uk bezeichnet sind.
Der "neue" Viterbi-Algorithmus arbeitet im ersten Schritt wie
der "alte" Viterbi-Algorithmus, d. h. er berechnet für die neu
en Zustände den Metrikzuwachs λk und zwei neue Metriken,
und er wählt ferner die Metrik Mk (m) mit den niedrigsten
Kosten aus und speichert den überlebenden Pfad ab.
Als Implementierungen sind weiterhin die "TRACEBACK" bzw.
die "Register-Exchange" Methode möglich.
Gemäß der Erfindung ist der letzte Term in Gl. (5)
Bk = log (P(uk = 1)/P(uk = -1)) (6)
zu den Metriken der Zustände mit uk = +1 hinzuzuaddieren,
bevor der Viterbi-Algorithmus einen Takt weiterschreitet.
Bei einer Schieberegisteranordnung sind das die ersten 2-1
Zustände. Der Term Bk (Gl. (6)) kann dabei von einem Takt zum
anderen wechseln und kann vom Empfänger laufend berechnet
werden.
Erfindungsgemäße Methoden hierzu werden nachstehend beschrie
ben. Weiterhin wird in einigen Beispielen dargestellt, wie
der Term Bk in optimaler Weise berechnet wird, insbesondere
relativ zu dem Metrikzuwachs λk.
Bei der Decodierung des Faltungscodes der Rate 1/N nach
Übertragung über den binären symmetrischen Kanal (BSC) der
codierten Bits xk,i, (mit i = 1, . . . .N) ist die Fehlerwahr
scheinlichkeit Pok gegeben:
Dann ist wie üblich der Metrikzuwachs λk
zu wählen und der neue Term
mit
und
wobei Lk bzw. Lok als Likelihood-Werte bezeichnet werden.
Da die Fehlerwahrscheinlichkeit Pok üblicherweise kleiner
als 0,5 ist, ergibt sich
Hierbei ist der Term ukLk bei bekanntem Bit uk = 1 auf +∞
und uk = -1 auf -∞ bzw. auf den höchsten oder niedrigsten
bei den Metriken verwendeten Wert zu setzen. Am Empfänger
sind, wenn die Werte ukLk und Lok nicht bekannt sind, gemäß
der Erfindung entsprechende Schätzeinrichtungen vorzusehen.
Bei einer Decodierung am Gaußschen Kanal bzw. am Rayleigh
Kanal wird als Metrik üblicherweise
- a) für den Gaußschen Kanal:
- b) beim Rayleigh-Fading Kanal mit der Fadingamplitude ak,i verwendet. Gemäß der Erfindung ist dann der Term Bk (Metrikzuschlag) für die beiden Fälle (12a und 12b) für alle Zustände mit uk = +1 hinzuzufügen, wobei mit Es/NO das mittlere Signal-Rauschverhältnis bezeichnet ist. Bei Gl. (12b) ist also die Kenntnis des Fadingfaktors ak,i und bei den Termen Bk in Gl. (13) sind zusätzlich zu der Kenntnis des mittleren Signal-Rauschverhältnisses Es/NO auch noch aus A-priori-, A-posteriori- oder sonstigen Informationen erforderlich. Ebenso ist in der beschriebenen Weise eine Normierung durchzuführen.
Gemäß der Erfindung werden somit durch die Steuerung des Vi
terbi-Algorithmus mit dem Metrikzuschlag Bk
die Zustände mit uk = +1 voreingestellt.
Ist der Kanal schlecht, d. h. der Likelihood-Wert Lok bzw.
das Signal-Rauschverhältnis Es/NO klein, wird die Informa
tionsschätzung ukLk wichtiger; bei gutem Kanal wird dagegen
der Term Bk klein und die empfangenen Kanalwerte werden über
den Metrik-Zuwachs λk wichtiger. Es wird also gemäß der Er
findung in optimaler Weise auch eine Balance zwischen Prä
diktion und empfangenen Werten durchgeführt.
Nachstehend werden Möglichkeiten und Anwendungsbeispiele für
die Ermittlung des Metrikzuschlages angegeben.
1) Es werden bekannte Trainingsbits eingestreut; für diese
Bits ist dann:
Hierbei ist ∞ der maximale Wert der im Decodierer gewähl
ten Zahlendarstellung.
2) Bei einer A-priori-Kenntnis ist häufig bekannt, daß be
stimmte Bits mit einer bestimmten Wahrscheinlichkeit P(uk =
+1) auftreten; dann ist zu wählen.
3) Eine Korrelation zu vorherigen Datenrahmen stellt den häu
figsten Anwendungsfall dar. Bei der PCM-Codierung, bei einer
Sprachübertragung, beispielsweise im Mobilfunknetz D, bei
einer Audioübertragung im neuen Hörrundfunksystem DAB, bei
einer Bildübertragung beispielsweise bei zukünftigem, digi
talem Fernsehen werden die Daten in Rahmen übertragen und
rahmenweise codiert, wie beispielsweise in Fig. 2 schematisch
dargestellt ist, wobei in Fig. 2 mit MSB das höchstwertige
Bit und mit LSB das niedrigstwertige Bit bezeichnet sind.
In der schematischen Darstellung der Fig. 2a sind Übergangs
wahrscheinlichkeiten Pk bei korrelierten Binärzeichen wie
dergegeben. Ist hierbei der vorherige Rahmen (k-1) bereits
decodiert, d. h. die Daten uk-1, l sind bekannt, so kann bei
bekannter Korrelationswahrscheinlichkeit Pl k der für den Me
trikzuschlag (Basisterm) benötigte Wert berechnet werden.
Somit kann der Metrikzuschlag bestimmt werden:
In Fig. 3 ist als Beispiel der gemessene Übergangs-Likeli
hood-Wert Lk bei 5fach überabgetasteter Pulscodemodulation
(PCM) dargestellt, wobei auf der Ordinate der Likelihood-
Wert und auf der Abszisse der Index l des l-ten PCM-Bits
eingetragen ist.
Noch genauere Werte lassen sich erzielen, wenn nicht der Vi
terbi-Algorithmus, sondern der in DE 39 10 739 C2 beschrie
bene SOV-Algorithmus verwendet wird. In diesem Fall steht
dann vom vorherigen Rahmen nicht nur die Entscheidung
uk-1, l sondern auch deren Likelihood-Wert Lk-1, l zur Verfü
gung; hiermit wird dann erhalten:
bzw. als Näherung
Dieser Wert wird dann in den Metrikzuschlag (Gl. 13b) einge
setzt. Das bedeutet, daß gemäß der Erfindung der Basiswert
d. h. der Metrikzuschlag die Zuverlässigkeit der vorherigen
Entscheidungen mit den statischen Korrelationen aufeinan
derfolgender Quellenrahmen in optimaler Weise verbindet.
Auch ist eine Verbindung mit anderen Apriori- oder Aposteri
ori-Informationen ohne weiteres möglich.
Diese Methode ist für jedes Quellenkompressionsverfahren
verwendbar. Hierzu müssen nur die Korrelationen der Bits
aufeinanderfolgender Quellenrahmen bekannt sein bzw. laufend
geschätzt werden. Die Schätzung der Werte Pk l kann auch re
kursiv und adaptiv laufend geschehen. Hierzu werden aus K
vorausgegangenen Rahmen die relativen Häufigkeiten von Wech
selvorgängen der Bits uk, l geschätzt:
bzw.
in den letzten K Rahmen. Dabei kann eine progressive Gewich
tung der kürzlich aufgetretenen Abweichungen erfolgen, um
raschen Änderungen der Korrelation der Quellensignale folgen
zu können.
4) Durch Iterationen bei verketteten (concatenated) Codesy
stemen oder bei Produktcodes kann die Decodierung nach den
Entscheidungen der zweiten Stufe verbessert werden, wenn
diese als Aposteriori-Informationen der ersten Stufe zuge
führt werden.
Hierbei wird angenommen, daß der innere Code durch einen er
weiterten Viterbi-Algorithmus (SOVA) decodierbar ist. Bei
einer Stufen- bzw. Produktcode-Codierung werden, wie aus
Fig. 5 zu ersehen ist, die empfangenen Codewerte yk im inne
ren Decoder 1 decodiert, gegebenenfalls mit einem der ein
gangs unter a) bis c) beschriebenen Verfahren. Nach einer
eventuell erforderlichen Spreizung (De-Interleaving) durch
eine Spreizeinheit 1′ stehen nach der Decodierung des äuße
ren Codes in dem äußeren Decodierer 2 "bessere" recodierte
Werte uk′ und deren Zuverlässigkeiten Lk am Ausgang eines
äußeren Re-Encoders 3 und eventueller Spreizung zur Verfü
gung. Damit wird der innere Decoder 1, dem jetzt die Metrik
zuschläge (Basisterme) zur Verfügung stehen, entsprechend
dem erfindungsgemäßen Verfahren erneut decodiert und so wird
eine Iteration der Decodierung eingeleitet.
Diese Art Iteration ist besonders wirksam, wenn vom äußeren
Decoder 2 und von dem Re-Encoder 3 gute Zuverlässigkeiten ge
liefert werden. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn
der äußere Decoder 2 sicher decodiert, beispielsweise bei
Reed-Solomon-Codes, die eine kleine Decodierfehler-Wahr
scheinlichkeit aufweisen, oder dies ist auch dann der Fall,
wenn der äußere Code zuverlässige Werte Lk liefert, wie bei
spielsweise bei Parity-Check Codes und orthogonalen Verfah
ren, die nach dem Verfahren von Battail aufbereitet sind,
wie von G.Battail in "Coding for the Gaussian Channel: The
Promise of Weighted-Output-Decoding" in INT. Journal of
Satellite Communications, Bd. 7, Sten. 183 bis 192 (1989) be
schrieben ist.
Anwendungen der beschriebenen Methode sind Produktcodes aus
zwei Faltungscodes, Faltungs- und Paritycheck-Codes, trel
liscodierte Modulation und Faltungscodes sowie Reed-Solomon-
Codes wie beim ESA/NASA Deep-Space Standard.
Nachstehend wird anhand einer bevorzugten Ausführungsform
eine Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Erwei
terung des Viterbi-Algorithmus im Hinblick auf eine Verbes
serung einer Decodierung im Mobilfunknetz D beschrieben,
welches nach dem GSM-Standard ausgelegt ist. Hierzu ist in
Fig. 6 als Beispiel eine schematische Darstellung eines Feh
lerschutz-diagramms für das "Full Rate-Codec" des Mobilfunk
netzes D wiedergegeben. Hierbei sind im oberen Teil des Dia
gramms rahmenorganisierte Sprachdaten in drei Unterrahmen
verschiedener Schutzwürdigkeit, nämlich in 50 Bits der Klas
se 1a, in 132 Bits der Klasse 1b sowie 78 Bits der Klasse 2
aufgeteilt.
Die 50 Bits der Klasse 1a werden zunächst mittels eines
Blockcodes in Form einer Paritätsprüfung codiert, indem im
Diagramm der Fig. 8 3 Paritätsbits hinzugefügt werden. Die
132 Bits der Klasse 1b werden um 4 bekannte Abschlußbits er
weitert. Die um die 4 Abschlußbits erweiterten 132 Bits der
Klasse 1b werden sodann an die codierten 53 Bits der Klasse
1a angehängt und anschließend einer Faltungscodierung mit
einer Rate r = 1/2 und einer Einflußlänge K = 5 unterworfen.
Wie dem unteren Teil des Diagramms in Fig. 6 zu entnehmen
ist, werden schließlich die 78 Bits der Klasse 2 an die fal
tungscodierten Bits, in der dargestellten Ausführungsform an
378 Bits, angehängt und stellen somit in ihrer Gesamtheit
die codierten Sprachdaten dar, deren Rahmen in dieser Form
übertragen wird. Analog zu diesem Vorgehen wird eine Auftei
lung des sogenannten "Half-Rate-Codec" verwendet.
Für beide Verfahren läßt sich die Decodierung nach dem er
findungsgemäßen Verfahren, wie nachstehend ausgeführt, ver
bessern. In Fig. 7 ist eine schematische Darstellung zur emp
fangsseitigen Realisierung eines Verfahrens hinsichtlich
einer Verbesserung einer Decodierung im Mobilfunknetz D nach
dem GSM-Standard wiedergegeben.
Bei der Decodierung des ersten Rahmens benützt der Decoder
72 lediglich die Kanalwerte und erzeugt schließlich nach dem
SOVA-Algorithmus (DE 39 10 739 C2) die Werte uk-1, l, Lk-1, l.
Für den nächsten Rahmen stehen diese Werte zusammen mit den
Übergangswerten zur Ermittlung der Metrikzuschläge (Basis
werte) gemäß vorliegender Erfindung zur Verfügung.
In dem in Fig. 7 dargestellten empfangsseitigen Decoder
werden von vorhergehenden Sprachrahmen Entscheidungen uk-1,
und die Güte dieser Entscheidungen Lk-1, l für die 50 Prüf
bits der Klasse 1a, d. h. für die Bits = 1 . . . 50, für die in
der Ausführungsform vorgesehenen 3 Bits l = 51, 52 und 53
sowie für die 132 Bits der Klasse 1b, nämlich für die Bits
l = 54, . . . ., 185 abgelegt. Anschließend werden aus Übergangs
werten uk l·Lk l in einer Verknüpfungseinheit 71 beispiels
weise durch die Operation
mit einem Faktors α 1 neue Metrikzuschläge uk′, l·Lk′, l für
eine neue Decodierung im Trellis eines Viterbi Decoders ein
gestellt. Der Faktor α, wird nahe bei 1 gewählt, wenn den
vorherigen Werten vertraut wird, und näher bei 0, wenn ihnen
mißtraut wird.
Mit neu empfangenen, zeitdiskreten Kanalwerten, die als
Soft- oder Hard-Decisions eventuell mit Kanalzustandsinfor
mationen vorliegen, und welche in einen sogenannten SOVA-
(Soft-Output-VA)Viterbi-Decoder 72 eingegeben werden, wird
anschließend eine SOVA-Viterbi-Decodierung durchgeführt, so
daß an dessen Ausgang neue decodierte Werte ûk, l·k, l an
liegen. Anschließend werden beispielsweise durch Blockcodes
geschützte Bits, in der wiedergegebenen Ausführungsform die
Bits 1, . . . , 53 durch eine Paritätsprüfung in der Einheit 73
einer Nachbesserung unterzogen, wobei für die durch eine Pa
ritätsbeziehung verknüpften Bits
ûi = ±1, n = 1, 2, 3
anschließend nachstehende Verbesserung eingestellt wird:
für alle j∈{In} mit n=1, 2, 3.
Damit stehen sowohl für den Quellendecoder im Empfänger als
auch für die Decodierung des nächsten Sprachrahmens neue
Bits uk, l und deren Qualität Lk, l zur Verfügung. Dies ist in
Fig. 7 durch den am untersten Pfeil eingetragenen Hinweis
"Zum Sprachdecoder und zur Speicherung für den nächsten Rah
men" angedeutet, welcher im prinzipiellen Ablauf dem in
Fig. 7 oben wiedergegebenen Rahmen entspricht.
Claims (7)
1. Verfahren zur quellengesteuerten Kanalcodierung durch Er
weiterung des Viterbi-Algorithmus, dadurch gekenn
zeichnet, daß zur Bevorzugung bestimmter Informati
onsbits eine Anzahl Zustände, z. B. die Zustände mit uk = +1,
durch einen Metrikzuschlag Bk angehoben oder abgesenkt wer
den, über welchen Apriori- oder Aposteriori-Information vor
liegt, und welcher aus der Wahrscheinlichkeit P(uk = 1) pas
send zu dem Metrikinkrement
ermittelt wird, nämlich
bei einem binären symmetrischen Kanal (BSC) und
beim Gaußschen und Fadingkanal, wobei
ist, und Es/NO das Signal-Rauschleistungsverhältnis (SNR)
und
mit der Fehlerwahrscheinlichkeit Pok des binären symmetri
schen Kanals (BSC) ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Wert ukLk für bekannte oder für
hart entschiedene Bits uk ohne Qualitätsinformation Lk zu
uk·Lmax gewählt wird, wobei der Likelihood-Wert Lmax der
implementationsabhängig größtmögliche Betrag der Rechenein
heit des Metrikrechenwerks ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß zur Ermittlung eines Likelihood-Wertes
Lk, l für eine rahmengebundene Übertragung das Produkt aus
früheren Entscheidungen uk-1, l und früheren Likelihood-Wer
ten Lk-1, l und den Übergangswerten Lk l entsprechend
bzw. als Näherung
gewonnen wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekenn
zeichnet, daß zur Ermittlung der Übergangswerte
(Lk, l) diese entsprechend
laufend aus den letzten K-Werten an den entsprechenden Stel
len der vorherigen Rahmen ermittelt werden, wobei die neue
sten Werte vorzugsweise übergewichtet werden.
5. Verwendung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 4 zur
Verbesserung der Decodierung eines Stufen- oder Produktcodes
bzw. einer Codierung mit innerem und äußerem Code, dadurch
gekennzeichnet, daß die Informationsbits k und
ihre Likelihood-Werte (k) nach einer Decodierung mit dem
äußeren Code und einer eventuellen Spreizung als uk′Lk′ zur
Ermittlung des Metrikzuschlags (nach Anspruch 1) und damit
zu einer erneuten iterativen Decodierung des inneren Codes
herangezogen werden kann, wobei dann nach der Decodierung
des äußeren Codes der ganze Vorgang iterativ wiederholt wer
den kann, und wobei für den Fall, daß der äußere Code ein
Faltungscode ist, das recodierte Bit als
und
bestimmt wird, wobei ck,i = {0,1} die Elemente der Genera
tormatrix des Codes sind.
6. Verwendung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 4 zur
Verbesserung einer Decodierung im D-Netz nach GSM-Standard,
bei welchem sendeseitig rahmenorganisierte Sprachdaten in
drei Unterrahmen verschiedener Schutzwürdigkeit, nämlich in
Bits der Klassen 1a, 1b und 2, aufgeteilt werden;
die so erhaltenen Daten der Klasse 1a zunächst mittels eines Blockcodes codiert werden;
sodann die Daten der Klasse 1b, die um Abschlußbits erwei tert sind, an die codierten Bits der Klasse 1a angehängt werden und sodann einer Faltungscodierung unterworfen und übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß im empfangsseiti gen Decoder von vorhergehenden Sprachrahmen Entscheidungen (uk-1, l) und die Güte dieser Entscheidungen Lk-1, l für die Bits der Klasse 1a, für die Prüfbits und für Bits der Klasse 1b abgelegt werden;
anschließend aus den Übergangswerten (uk l·Lk l) dann in einer Verknüpfungseinheit (71) durch die Operation und mit einem Faktors α1 die neuen Metrikzuschläge (Bk) im Trellis des Viterbi-Decoders eingestellt werden, wobei sie für den ersten Rahmen null zu setzen sind, mit den neu emp fangenen zeitdiskreten Kanalwerten anschließend eine SOVA oder normale Viterbi-Decodierung (72) durchgeführt wird und die neuen Werte ûk, l · k, l bzw. uk, l·Lmax geliefert werden, und für die durch Blockcodes geschützten Bits noch eine Nachbes serung (73) möglich ist, wobei für die durch die Paritätsbe ziehung verknüpften Bits ûi = ±1; n = 1, 2, 3
die nachfolgende Verbesserung eingestellt wird: für alle j∈{In} mit n=1, 2, 3
so daß für den Quellendecoder (im Empfänger) und für die De codierung des nächsten Sprachdatenrahmens die neuen Bits (uk, l) und ihre Qualität (Lk, l) zur Verfügung stehen.
die so erhaltenen Daten der Klasse 1a zunächst mittels eines Blockcodes codiert werden;
sodann die Daten der Klasse 1b, die um Abschlußbits erwei tert sind, an die codierten Bits der Klasse 1a angehängt werden und sodann einer Faltungscodierung unterworfen und übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß im empfangsseiti gen Decoder von vorhergehenden Sprachrahmen Entscheidungen (uk-1, l) und die Güte dieser Entscheidungen Lk-1, l für die Bits der Klasse 1a, für die Prüfbits und für Bits der Klasse 1b abgelegt werden;
anschließend aus den Übergangswerten (uk l·Lk l) dann in einer Verknüpfungseinheit (71) durch die Operation und mit einem Faktors α1 die neuen Metrikzuschläge (Bk) im Trellis des Viterbi-Decoders eingestellt werden, wobei sie für den ersten Rahmen null zu setzen sind, mit den neu emp fangenen zeitdiskreten Kanalwerten anschließend eine SOVA oder normale Viterbi-Decodierung (72) durchgeführt wird und die neuen Werte ûk, l · k, l bzw. uk, l·Lmax geliefert werden, und für die durch Blockcodes geschützten Bits noch eine Nachbes serung (73) möglich ist, wobei für die durch die Paritätsbe ziehung verknüpften Bits ûi = ±1; n = 1, 2, 3
die nachfolgende Verbesserung eingestellt wird: für alle j∈{In} mit n=1, 2, 3
so daß für den Quellendecoder (im Empfänger) und für die De codierung des nächsten Sprachdatenrahmens die neuen Bits (uk, l) und ihre Qualität (Lk, l) zur Verfügung stehen.
7. Verfahren zur weiteren Verbesserung der Codierung nach
den Ansprüchen 5 oder 6, dadurch gekennzeich
net, daß nach einer verallgemeinerten Blockcodierung eine
erneute iterative Viterbi-Decodierung des gerade aktuellen
Rahmens durchgeführt wird, wobei für die Bits der Klasse 1a
und den hinzugefügten Prüfbits neue Basiswerte eingestellt
werden, wobei dies auch für den ersten Rahmen möglich ist.
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