DE4224214A1

DE4224214A1 - Verfahren zur quellengesteuerten Kanaldecodierung durch Erweiterung des Viterbi-Algorithmus

Info

Publication number: DE4224214A1
Application number: DE4224214A
Authority: DE
Inventors: Joachim Prof Dr Hagenauer
Original assignee: Deutsche Forschungs und Versuchsanstalt fuer Luft und Raumfahrt eV DFVLR
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1992-07-22
Filing date: 1992-07-22
Publication date: 1994-01-27
Anticipated expiration: 2012-07-23
Also published as: FR2694647A1; DE4224214C2; US5511081A; FR2694647B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur quellengesteuerten Kanaldecodierung durch Erweiterung des Viterbi-Algorithmus unter Einbeziehung von Apriori- und Aposteriori-Informatio nen über die Quellensymbole.

Bei digitaler Übertragung von Quellensignalen, wie Sprache, Ton, Bilder, Fernsehen, wird nach einer Quellencodierung, beispielsweise einer Pulscodemodulation (PCM), einer redun danz- oder irrelevanzmindernden Codierung (MUSICAM), usw. eine Codierung im weitesten Sinn angewendet, beispielsweise in Form von

a) Kanalcodierung,
b) codierter Modulation,
c) Übersprechen, beispielsweise durch Mehrwegausbrei tung am Kanal.

In vielen, wenn nicht sogar in den meisten Fällen lassen sich die vorstehend unter a) bis c) angeführten Übertra gungsmethoden durch eine sogenannte "finite state"-Maschine mit ν Zuständen darstellen. Beispiele hierfür sind Fal tungscodes, trellis-codierte Modulationsverfahren, eine mehrstufige codierte Modulation, Übertragungskanäle mit Übersprechen, Magnetaufzeichnungskanäle u. ä . . Die Ausgangs symbole werden nach einer Übertragung gestört empfangen, und mittels eines Empfängers sind die Quellendaten zu detektie ren, um das Nutzsignal wieder herzustellen.

Bei einer Verwendung von Schieberegistern oder der sogenann ten "finite state"-Maschine werden dazu vorteilhafterweise der Viterbi-Algorithmus (VA), eine sequentielle Codierung der M-Algorithmus oder davon abgeleitete Algorithmen einge setzt. Die Algorithmen und die damit realisierten Geräte führen eine "Maximum-Likelihood"-(ML-)Schätzung oder eine "Maximum-A-Posteriori"-(MAP-)Schätzung der Quellendaten durch. Fehler bei einer solchen Schätzung führen zu Fehlern in den Quellensignalen, insbesondere dann, wenn signifikante Symbole, wie beispielsweise wichtigste Bits bei der PCM-Co dierung, verfälscht werden.

Der Viterbi-Algorithmus ist Stand der Technik und wird in großem Umfang bei den vorstehend unter a) bis c) angeführten Anwendungen eingesetzt. Ferner existieren verschiedene Er weiterungen und Implementationsformen des Viterbi-Algorith mus, darunter der Soft-Output-Viterbi-Algorithmus (SOVA), der in der Patentschrift DE 39 10 739 beschrieben ist, in welcher noch weitere Veröffentlichungen zu dem Viterbi-Algo rithmus angeführt sind.

Der zu einer Detektion, d. h. beispielsweise zu einer Demodu lation Entzerrung, Decodierung u.ä., verwendete Viterbi-Al gorithmus kann in der gegenwärtigen Form keine Apriori- oder Aposteriori-Kenntnis der Impulsdatenfolge verwenden, obwohl diese häufig verfügbar ist, wie beispielsweise bekannte Bits oder bekannte Bithäufigkeiten bzw. mit Hilfe von Methoden, wie sie nachstehend noch im einzelnen beschrieben werden, gewonnen werden kann. Ein Viterbi-Algorithmus, der in der selben Weise wie bisher benutzt wird, kann diese Informatio nen jedoch nicht verwenden.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren zur Erwei terung des Viterbi-Algorithmus zu schaffen, bei welchem bei einer Detektion Informationen über die Quellenbits in vor teilhafter Weise mitverwendet werden können.

Gemäß der Erfindung ist dies bei einem Verfahren zur Erwei terung des Viterbi-Algorithmus durch die Schritte im kenn zeichnenden Teil des Anspruchs 1 erreicht. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der auf den Anspruch 1 un mittelbar oder mittelbar rückbezogenen Unteransprüche. Das erfindungsgemäße Verfahren zur Erweiterung des Viterbi-Algo rithmus einschließlich dessen Weiterbildungen läßt sich in besonders vorteilhafter und zweckmäßiger Weise zur Verbesse rung der Decodierung im D-Netz nach dem GSM-Standard entspre chend den Verfahrensschritten im Anspruch 5 einsetzen.

Gemäß der Erfindung werden bei dem Verfahren zur Erweiterung des Viterbi-Algorithmus einige Zustände, beispielsweise die Hälfte durch einen Metrikzuschlag angehoben oder abgesenkt, um bestimmte Informationsbits zu bevorzugen, über welche A- priori- oder A-posteriori-Information vorliegt. Hierbei wird der Metrikzuschlag aus der Wahrscheinlichkeit P (u_k = 1) passend zu dem Metrikinkrement ermittelt.

Hierbei kann das erfindungsgemäße Verfahren in Form eines in Hardware, Firmware oder Software ausgeführten Zusatzes aus geführt sein, welcher allen eingangs angeführten Detektions verfahren a) bis c) auf einfache Weise hinzugefügt werden kann und bei sehr vielen Quellensignalen zu einer beträcht lichen Verbesserung der Signalqualität führt, wenn bei der Übertragung von codierten Signalen Störungen auftreten. Bei Kenntnissen über Statistik, Korrelation u.ä. der Informa tionsfolge wird die Detektion erheblich verbessert, da der Viterbi-Algorithmus besser gesteuert wird. Ferner kann ein Verfahren zur Detektion unter Berücksichtigung von Quellen information in besonders vorteilhafter Weise beispielsweise direkt bei der Übertragung im Mobilfunknetz D nach dem GSM- Standard eingesetzt werden.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Aus führungsformen unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeich nungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 einen Ausschnitt aus einem sogenannten Schiebe register-Trellis;

Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Beispiels einer 16 Bit Pulscodemodulation (PCM);

Fig. 2a eine schematische Darstellung von Übergangswahr scheinlichkeiten bei korrelierten Binärzeichen;

Fig. 3 ein Diagramm eines gemessenen Wahrscheinlichkeits verhältnisses

für fünffach überabgetastete PCM;

Fig. 4 eine schematische Darstellung von Übergangswahr scheinlichkeiten bei korrelierten Binärzeichen;

Fig. 5 ein Blockdiagramm eines verketteten Codesystems;

Fig. 6 eine schematische Darstellung eines Fehlerschutz- Diagramms im Mobilfunknetz D, und

Fig. 7 eine schematische Darstellung zur Realisierung eines Verfahrens zur verbesserten Decodierung im Mobilfunknetz D im GSM-Standard.

Gemäß der Erfindung wird bei einer Decodierung einer verall gemeinerten Codierung in einem sogenannten binären "Trellis" mit 2^ν Zuständen decodiert, wobei das Trellis aus dem in Fig. 1 wiedergegebenen Zustandsübergängen aufgebaut ist. Hierbei sind in Fig. 1 mit u die Daten und mit ν eine Ge dächtnislänge bezeichnet. Die ausgezogenen Rechtecke im "Trellis" veranschaulichen die sich bei diesem Übergang nicht verändernden Bits. Die hellen Kreise sind die Bits mit +1, die dunklen die mit -1. Als Binärdarstellung ist hier +1 statt "0" und -1 statt "1" gewählt.

Bei einem Schieben um einen Takt fällt in dem binären "Trellis" das letzte Bit u_k- heraus, und vorne wird das Bit u_k hineingeschoben.

Durch eine Ableitung der A-posteriori-Wahrscheinlichkeiten

mit Hilfe der Bayes′schen Regel und der Zustandsbeziehung

P(s _k) = P(s _k-1) · P(u_k) (2)

ist gezeigt, daß der Viterbi-Algorithmus verändert wird, wo bei in Gl. (2) mit P(S _k) bzw. P(S _k-1) durch die Wahrschein lichkeit des alten bzw. neuen Zustandes und mit P(u_k) die Wahrscheinlichkeit des neuen Informationsbits bezeichnet sind.

Statt der Kostenfunktion

wird eine neue Kostenfunktion verwendet, die folgendermaßen lautet:

wobei M_k ^(m) die Metrik M der m-ten Impulsfolge zum Takt k, mit λ_k der entsprechende Metrikzuwachs und mit P die Wahr scheinlichkeit des Informationsbits u_k bezeichnet sind.

Der "neue" Viterbi-Algorithmus arbeitet im ersten Schritt wie der "alte" Viterbi-Algorithmus, d. h. er berechnet für die neu en Zustände den Metrikzuwachs λ_k und zwei neue Metriken, und er wählt ferner die Metrik M_k ^(m) mit den niedrigsten Kosten aus und speichert den überlebenden Pfad ab.

Als Implementierungen sind weiterhin die "TRACEBACK" bzw. die "Register-Exchange" Methode möglich.

Gemäß der Erfindung ist der letzte Term in Gl. (5)

B_k = log (P(u_k = 1)/P(u_k = -1)) (6)

zu den Metriken der Zustände mit u_k = +1 hinzuzuaddieren, bevor der Viterbi-Algorithmus einen Takt weiterschreitet. Bei einer Schieberegisteranordnung sind das die ersten 2^-1 Zustände. Der Term B_k (Gl. (6)) kann dabei von einem Takt zum anderen wechseln und kann vom Empfänger laufend berechnet werden.

Erfindungsgemäße Methoden hierzu werden nachstehend beschrie ben. Weiterhin wird in einigen Beispielen dargestellt, wie der Term B_k in optimaler Weise berechnet wird, insbesondere relativ zu dem Metrikzuwachs λ_k.

Bei der Decodierung des Faltungscodes der Rate 1/N nach Übertragung über den binären symmetrischen Kanal (BSC) der codierten Bits x_k,i, (mit i = 1, . . . .N) ist die Fehlerwahr scheinlichkeit P_ok gegeben:

Dann ist wie üblich der Metrikzuwachs λ_k

zu wählen und der neue Term

mit

und

wobei L_k bzw. L_ok als Likelihood-Werte bezeichnet werden.

Da die Fehlerwahrscheinlichkeit P_ok üblicherweise kleiner als 0,5 ist, ergibt sich

Hierbei ist der Term u_kL_k bei bekanntem Bit u_k = 1 auf +∞ und u_k = -1 auf -∞ bzw. auf den höchsten oder niedrigsten bei den Metriken verwendeten Wert zu setzen. Am Empfänger sind, wenn die Werte u_kL_k und L_ok nicht bekannt sind, gemäß der Erfindung entsprechende Schätzeinrichtungen vorzusehen.

Bei einer Decodierung am Gaußschen Kanal bzw. am Rayleigh Kanal wird als Metrik üblicherweise

a) für den Gaußschen Kanal:
b) beim Rayleigh-Fading Kanal mit der Fadingamplitude a_k,i verwendet. Gemäß der Erfindung ist dann der Term B_k (Metrikzuschlag) für die beiden Fälle (12a und 12b) für alle Zustände mit u_k = +1 hinzuzufügen, wobei mit E_s/N_O das mittlere Signal-Rauschverhältnis bezeichnet ist. Bei Gl. (12b) ist also die Kenntnis des Fadingfaktors a_k,i und bei den Termen B_k in Gl. (13) sind zusätzlich zu der Kenntnis des mittleren Signal-Rauschverhältnisses E_s/N_O auch noch aus A-priori-, A-posteriori- oder sonstigen Informationen erforderlich. Ebenso ist in der beschriebenen Weise eine Normierung durchzuführen.

Gemäß der Erfindung werden somit durch die Steuerung des Vi terbi-Algorithmus mit dem Metrikzuschlag B_k

die Zustände mit u_k = +1 voreingestellt.

Ist der Kanal schlecht, d. h. der Likelihood-Wert L_ok bzw. das Signal-Rauschverhältnis E_s/N_O klein, wird die Informa tionsschätzung u_kL_k wichtiger; bei gutem Kanal wird dagegen der Term B_k klein und die empfangenen Kanalwerte werden über den Metrik-Zuwachs λ_k wichtiger. Es wird also gemäß der Er findung in optimaler Weise auch eine Balance zwischen Prä diktion und empfangenen Werten durchgeführt.

Nachstehend werden Möglichkeiten und Anwendungsbeispiele für die Ermittlung des Metrikzuschlages angegeben.

1) Es werden bekannte Trainingsbits eingestreut; für diese Bits ist dann:

Hierbei ist ∞ der maximale Wert der im Decodierer gewähl ten Zahlendarstellung.

2) Bei einer A-priori-Kenntnis ist häufig bekannt, daß be stimmte Bits mit einer bestimmten Wahrscheinlichkeit P(u_k = +1) auftreten; dann ist zu wählen.

3) Eine Korrelation zu vorherigen Datenrahmen stellt den häu figsten Anwendungsfall dar. Bei der PCM-Codierung, bei einer Sprachübertragung, beispielsweise im Mobilfunknetz D, bei einer Audioübertragung im neuen Hörrundfunksystem DAB, bei einer Bildübertragung beispielsweise bei zukünftigem, digi talem Fernsehen werden die Daten in Rahmen übertragen und rahmenweise codiert, wie beispielsweise in Fig. 2 schematisch dargestellt ist, wobei in Fig. 2 mit MSB das höchstwertige Bit und mit LSB das niedrigstwertige Bit bezeichnet sind.

In der schematischen Darstellung der Fig. 2a sind Übergangs wahrscheinlichkeiten P_k bei korrelierten Binärzeichen wie dergegeben. Ist hierbei der vorherige Rahmen (k-1) bereits decodiert, d. h. die Daten u_{k-1, l} sind bekannt, so kann bei bekannter Korrelationswahrscheinlichkeit P^l _k der für den Me trikzuschlag (Basisterm) benötigte Wert berechnet werden. Somit kann der Metrikzuschlag bestimmt werden:

In Fig. 3 ist als Beispiel der gemessene Übergangs-Likeli hood-Wert L_k bei 5fach überabgetasteter Pulscodemodulation (PCM) dargestellt, wobei auf der Ordinate der Likelihood- Wert und auf der Abszisse der Index l des l-ten PCM-Bits eingetragen ist.

Noch genauere Werte lassen sich erzielen, wenn nicht der Vi terbi-Algorithmus, sondern der in DE 39 10 739 C2 beschrie bene SOV-Algorithmus verwendet wird. In diesem Fall steht dann vom vorherigen Rahmen nicht nur die Entscheidung u_{k-1, l} sondern auch deren Likelihood-Wert L_{k-1, l} zur Verfü gung; hiermit wird dann erhalten:

bzw. als Näherung

Dieser Wert wird dann in den Metrikzuschlag (Gl. 13b) einge setzt. Das bedeutet, daß gemäß der Erfindung der Basiswert d. h. der Metrikzuschlag die Zuverlässigkeit der vorherigen Entscheidungen mit den statischen Korrelationen aufeinan derfolgender Quellenrahmen in optimaler Weise verbindet. Auch ist eine Verbindung mit anderen Apriori- oder Aposteri ori-Informationen ohne weiteres möglich.

Diese Methode ist für jedes Quellenkompressionsverfahren verwendbar. Hierzu müssen nur die Korrelationen der Bits aufeinanderfolgender Quellenrahmen bekannt sein bzw. laufend geschätzt werden. Die Schätzung der Werte P_k ^l kann auch re kursiv und adaptiv laufend geschehen. Hierzu werden aus K vorausgegangenen Rahmen die relativen Häufigkeiten von Wech selvorgängen der Bits u_{k, l} geschätzt:

bzw.

in den letzten K Rahmen. Dabei kann eine progressive Gewich tung der kürzlich aufgetretenen Abweichungen erfolgen, um raschen Änderungen der Korrelation der Quellensignale folgen zu können.

4) Durch Iterationen bei verketteten (concatenated) Codesy stemen oder bei Produktcodes kann die Decodierung nach den Entscheidungen der zweiten Stufe verbessert werden, wenn diese als Aposteriori-Informationen der ersten Stufe zuge führt werden.

Hierbei wird angenommen, daß der innere Code durch einen er weiterten Viterbi-Algorithmus (SOVA) decodierbar ist. Bei einer Stufen- bzw. Produktcode-Codierung werden, wie aus Fig. 5 zu ersehen ist, die empfangenen Codewerte y_k im inne ren Decoder 1 decodiert, gegebenenfalls mit einem der ein gangs unter a) bis c) beschriebenen Verfahren. Nach einer eventuell erforderlichen Spreizung (De-Interleaving) durch eine Spreizeinheit 1′ stehen nach der Decodierung des äuße ren Codes in dem äußeren Decodierer 2 "bessere" recodierte Werte u_k′ und deren Zuverlässigkeiten L_k am Ausgang eines äußeren Re-Encoders 3 und eventueller Spreizung zur Verfü gung. Damit wird der innere Decoder 1, dem jetzt die Metrik zuschläge (Basisterme) zur Verfügung stehen, entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren erneut decodiert und so wird eine Iteration der Decodierung eingeleitet.

Diese Art Iteration ist besonders wirksam, wenn vom äußeren Decoder 2 und von dem Re-Encoder 3 gute Zuverlässigkeiten ge liefert werden. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn der äußere Decoder 2 sicher decodiert, beispielsweise bei Reed-Solomon-Codes, die eine kleine Decodierfehler-Wahr scheinlichkeit aufweisen, oder dies ist auch dann der Fall, wenn der äußere Code zuverlässige Werte L_k liefert, wie bei spielsweise bei Parity-Check Codes und orthogonalen Verfah ren, die nach dem Verfahren von Battail aufbereitet sind, wie von G.Battail in "Coding for the Gaussian Channel: The Promise of Weighted-Output-Decoding" in INT. Journal of Satellite Communications, Bd. 7, Sten. 183 bis 192 (1989) be schrieben ist.

Anwendungen der beschriebenen Methode sind Produktcodes aus zwei Faltungscodes, Faltungs- und Paritycheck-Codes, trel liscodierte Modulation und Faltungscodes sowie Reed-Solomon- Codes wie beim ESA/NASA Deep-Space Standard.

Nachstehend wird anhand einer bevorzugten Ausführungsform eine Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Erwei terung des Viterbi-Algorithmus im Hinblick auf eine Verbes serung einer Decodierung im Mobilfunknetz D beschrieben, welches nach dem GSM-Standard ausgelegt ist. Hierzu ist in Fig. 6 als Beispiel eine schematische Darstellung eines Feh lerschutz-diagramms für das "Full Rate-Codec" des Mobilfunk netzes D wiedergegeben. Hierbei sind im oberen Teil des Dia gramms rahmenorganisierte Sprachdaten in drei Unterrahmen verschiedener Schutzwürdigkeit, nämlich in 50 Bits der Klas se 1a, in 132 Bits der Klasse 1b sowie 78 Bits der Klasse 2 aufgeteilt.

Die 50 Bits der Klasse 1a werden zunächst mittels eines Blockcodes in Form einer Paritätsprüfung codiert, indem im Diagramm der Fig. 8 3 Paritätsbits hinzugefügt werden. Die 132 Bits der Klasse 1b werden um 4 bekannte Abschlußbits er weitert. Die um die 4 Abschlußbits erweiterten 132 Bits der Klasse 1b werden sodann an die codierten 53 Bits der Klasse 1a angehängt und anschließend einer Faltungscodierung mit einer Rate r = 1/2 und einer Einflußlänge K = 5 unterworfen.

Wie dem unteren Teil des Diagramms in Fig. 6 zu entnehmen ist, werden schließlich die 78 Bits der Klasse 2 an die fal tungscodierten Bits, in der dargestellten Ausführungsform an 378 Bits, angehängt und stellen somit in ihrer Gesamtheit die codierten Sprachdaten dar, deren Rahmen in dieser Form übertragen wird. Analog zu diesem Vorgehen wird eine Auftei lung des sogenannten "Half-Rate-Codec" verwendet.

Für beide Verfahren läßt sich die Decodierung nach dem er findungsgemäßen Verfahren, wie nachstehend ausgeführt, ver bessern. In Fig. 7 ist eine schematische Darstellung zur emp fangsseitigen Realisierung eines Verfahrens hinsichtlich einer Verbesserung einer Decodierung im Mobilfunknetz D nach dem GSM-Standard wiedergegeben.

Bei der Decodierung des ersten Rahmens benützt der Decoder 72 lediglich die Kanalwerte und erzeugt schließlich nach dem SOVA-Algorithmus (DE 39 10 739 C2) die Werte u_{k-1, l}, L_{k-1, l}. Für den nächsten Rahmen stehen diese Werte zusammen mit den Übergangswerten zur Ermittlung der Metrikzuschläge (Basis werte) gemäß vorliegender Erfindung zur Verfügung.

In dem in Fig. 7 dargestellten empfangsseitigen Decoder werden von vorhergehenden Sprachrahmen Entscheidungen u_k-1, und die Güte dieser Entscheidungen L_{k-1, l} für die 50 Prüf bits der Klasse 1a, d. h. für die Bits = 1 . . . 50, für die in der Ausführungsform vorgesehenen 3 Bits l = 51, 52 und 53 sowie für die 132 Bits der Klasse 1b, nämlich für die Bits l = 54, . . . ., 185 abgelegt. Anschließend werden aus Übergangs werten u_k ^l·L_k ^l in einer Verknüpfungseinheit 71 beispiels weise durch die Operation

mit einem Faktors α 1 neue Metrikzuschläge u_k′_{, l}·L_k′_{, l} für eine neue Decodierung im Trellis eines Viterbi Decoders ein gestellt. Der Faktor α, wird nahe bei 1 gewählt, wenn den vorherigen Werten vertraut wird, und näher bei 0, wenn ihnen mißtraut wird.

Mit neu empfangenen, zeitdiskreten Kanalwerten, die als Soft- oder Hard-Decisions eventuell mit Kanalzustandsinfor mationen vorliegen, und welche in einen sogenannten SOVA- (Soft-Output-VA)Viterbi-Decoder 72 eingegeben werden, wird anschließend eine SOVA-Viterbi-Decodierung durchgeführt, so daß an dessen Ausgang neue decodierte Werte û_{k, l}·_{k, l} an liegen. Anschließend werden beispielsweise durch Blockcodes geschützte Bits, in der wiedergegebenen Ausführungsform die Bits 1, . . . , 53 durch eine Paritätsprüfung in der Einheit 73 einer Nachbesserung unterzogen, wobei für die durch eine Pa ritätsbeziehung verknüpften Bits

û_i = ±1, n = 1, 2, 3

anschließend nachstehende Verbesserung eingestellt wird:

für alle j∈{I_n} mit n=1, 2, 3.

Damit stehen sowohl für den Quellendecoder im Empfänger als auch für die Decodierung des nächsten Sprachrahmens neue Bits u_{k, l} und deren Qualität L_{k, l} zur Verfügung. Dies ist in Fig. 7 durch den am untersten Pfeil eingetragenen Hinweis "Zum Sprachdecoder und zur Speicherung für den nächsten Rah men" angedeutet, welcher im prinzipiellen Ablauf dem in Fig. 7 oben wiedergegebenen Rahmen entspricht.

Claims

1. Verfahren zur quellengesteuerten Kanalcodierung durch Er weiterung des Viterbi-Algorithmus, dadurch gekenn zeichnet, daß zur Bevorzugung bestimmter Informati onsbits eine Anzahl Zustände, z. B. die Zustände mit u_k = +1, durch einen Metrikzuschlag B_k angehoben oder abgesenkt wer den, über welchen Apriori- oder Aposteriori-Information vor liegt, und welcher aus der Wahrscheinlichkeit P(u_k = 1) pas send zu dem Metrikinkrement ermittelt wird, nämlich bei einem binären symmetrischen Kanal (BSC) und beim Gaußschen und Fadingkanal, wobei ist, und E_s/N_O das Signal-Rauschleistungsverhältnis (SNR) und mit der Fehlerwahrscheinlichkeit P_ok des binären symmetri schen Kanals (BSC) ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß der Wert u_kL_k für bekannte oder für hart entschiedene Bits u_k ohne Qualitätsinformation L_k zu u_k·L_max gewählt wird, wobei der Likelihood-Wert L_max der implementationsabhängig größtmögliche Betrag der Rechenein heit des Metrikrechenwerks ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß zur Ermittlung eines Likelihood-Wertes L_{k, l} für eine rahmengebundene Übertragung das Produkt aus früheren Entscheidungen u_{k-1, l} und früheren Likelihood-Wer ten L_{k-1, l} und den Übergangswerten L_k ^l entsprechend bzw. als Näherung gewonnen wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekenn zeichnet, daß zur Ermittlung der Übergangswerte (L_{k, l}) diese entsprechend laufend aus den letzten K-Werten an den entsprechenden Stel len der vorherigen Rahmen ermittelt werden, wobei die neue sten Werte vorzugsweise übergewichtet werden.

5. Verwendung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 4 zur Verbesserung der Decodierung eines Stufen- oder Produktcodes bzw. einer Codierung mit innerem und äußerem Code, dadurch gekennzeichnet, daß die Informationsbits _k und ihre Likelihood-Werte (_k) nach einer Decodierung mit dem äußeren Code und einer eventuellen Spreizung als u_k′L_k′ zur Ermittlung des Metrikzuschlags (nach Anspruch 1) und damit zu einer erneuten iterativen Decodierung des inneren Codes herangezogen werden kann, wobei dann nach der Decodierung des äußeren Codes der ganze Vorgang iterativ wiederholt wer den kann, und wobei für den Fall, daß der äußere Code ein Faltungscode ist, das recodierte Bit als und bestimmt wird, wobei c_k,i = {0,1} die Elemente der Genera tormatrix des Codes sind.

6. Verwendung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 4 zur Verbesserung einer Decodierung im D-Netz nach GSM-Standard, bei welchem sendeseitig rahmenorganisierte Sprachdaten in drei Unterrahmen verschiedener Schutzwürdigkeit, nämlich in Bits der Klassen 1a, 1b und 2, aufgeteilt werden;
die so erhaltenen Daten der Klasse 1a zunächst mittels eines Blockcodes codiert werden;
sodann die Daten der Klasse 1b, die um Abschlußbits erwei tert sind, an die codierten Bits der Klasse 1a angehängt werden und sodann einer Faltungscodierung unterworfen und übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß im empfangsseiti gen Decoder von vorhergehenden Sprachrahmen Entscheidungen (u_{k-1, l}) und die Güte dieser Entscheidungen L_{k-1, l} für die Bits der Klasse 1a, für die Prüfbits und für Bits der Klasse 1b abgelegt werden;
anschließend aus den Übergangswerten (u_k ^l·L_k ^l) dann in einer Verknüpfungseinheit (71) durch die Operation und mit einem Faktors α1 die neuen Metrikzuschläge (B_k) im Trellis des Viterbi-Decoders eingestellt werden, wobei sie für den ersten Rahmen null zu setzen sind, mit den neu emp fangenen zeitdiskreten Kanalwerten anschließend eine SOVA oder normale Viterbi-Decodierung (72) durchgeführt wird und die neuen Werte û_{k, l} · _{k, l} bzw. u_{k, l}·L_max geliefert werden, und für die durch Blockcodes geschützten Bits noch eine Nachbes serung (73) möglich ist, wobei für die durch die Paritätsbe ziehung verknüpften Bits û_i = ±1; n = 1, 2, 3
die nachfolgende Verbesserung eingestellt wird: für alle j∈{I_n} mit n=1, 2, 3
so daß für den Quellendecoder (im Empfänger) und für die De codierung des nächsten Sprachdatenrahmens die neuen Bits (u_{k, l}) und ihre Qualität (L_{k, l}) zur Verfügung stehen.

7. Verfahren zur weiteren Verbesserung der Codierung nach den Ansprüchen 5 oder 6, dadurch gekennzeich net, daß nach einer verallgemeinerten Blockcodierung eine erneute iterative Viterbi-Decodierung des gerade aktuellen Rahmens durchgeführt wird, wobei für die Bits der Klasse 1a und den hinzugefügten Prüfbits neue Basiswerte eingestellt werden, wobei dies auch für den ersten Rahmen möglich ist.