DE4210705A1 - Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren sowie Verfahren zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein die Eingangssignalfrequenz repräsentierendes Ausgangssignal - Google Patents
Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren sowie Verfahren zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein die Eingangssignalfrequenz repräsentierendes AusgangssignalInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Frequenz-Spannungswandler für
Vibrations-Füllstand-Detektoren, gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1, sowie ein Verfahren zur Umwandlung eines
Eingangssignals in ein die Eingangssignalfrequenz repräsen
tierendes Ausgangssignal, gemäß dem Oberbegriff des Pa
tentanspruchs 17.
Vibrations-Füllstand-Detektoren arbeiten mit einem me
chanischen Schwingungselement, das in den das Füllgut auf
nehmenden Behälter hineinragt. Das mechanische Schwingungs
element wird durch einen Oszillator mit seiner Resonanzfre
quenz zu mechanischen Schwingungen angeregt, wobei die Reso
nanzfrequenz vom Ausmaß der Bedeckung des mechanischen
Schwingungselements (z. B. Schwinggabel) durch das zu
überwachende Füllgut, insbesondere Flüssigkeit, abhängt. Bei
nicht durch das Füllgut bedeckter freier Schwinggabel liegt
die Resonanzfrequenz z. B. bei 380 Hz, während die
Resonanzfrequenz bei bedeckter Schwinggabel auf z. B. 290 Hz
absinkt. Die jeweilige Resonanzfrequenz des mechanischen
Resonanzsystems ist somit ein Maß für die Füllstandshöhe des
zu überwachenden Füllguts, so daß durch Frequenzüberwachung
die Füllstandshöhe detektierbar ist.
Solche frequenzauswertenden Vibrations-Füllstand-Detektoren
unterliegen in der Praxis aber einerseits Kurzzeit- und an
dererseits Langzeitstöreinflüssen. Während Kurzzeitstörungen
das Ausgangssignal des Meßsystems möglichst nicht verfäl
schen sollten, ist erstrebenswert, daß Langzeitstörungen zu
Störmeldungen beziehungsweise zu einem fail-safe-Verhalten
führen. Zu den Kurzzeitstörungen zählen beispielsweise elek
trostatisch- und elektromagnetisch-basierte Einkopplungen
(Transientenimpulse, Spikes) oder mechanische Fremd
erregungen des Resonanzsystems, während Langzeitstörungen
durch korrosionsbedingte oder durch Bruch verursachte
Schwingsystemschäden oder den Ausfall des die mechanische
Schwinggabel erregenden Oszillators hervorgerufen sein kön
nen. Insbesondere wirken sich bei schwingungsbasierten Flüs
sigkeitsdetektoren mechanische Impulserregungen, die durch
Stöße, Schläge oder rhythmische Erschütterungen ausgelöst
werden, negativ aus.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Frequenz-
Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren zu
schaffen, dessen Störanfälligkeit gegenüber Störungen ver
mindert ist. Weiterhin soll mit der Erfindung ein Verfahren
geschaffen werden, dessen Störanfälligkeit bei der Umsetzung
der Eingangssignalfrequenz in ein hierfür repräsentatives
Ausgangssignal vermindert ist.
Diese Aufgabe wird mit den in den Patentansprüchen 1 bzw. 17
genannten Maßnahmen gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Un
teransprüchen angegeben.
Bei der Erfindung wird somit eine asymmetrische Integration
eingesetzt, bei der die Integration in Richtung abnehmender
Frequenzen rascher erfolgt als bei ansteigender Frequenz.
Dies ist insbesondere bei Vibrations-Füllstand-Detektoren
von Bedeutung, bei denen hohe Resonanzfrequenzen einem unbe
deckten mechanischen Schwingungselement, d. h. niedrigem
Füllstand entsprechen, während niedrige Resonanzfrequenzen
für höheren Füllstand repräsentativ sind. Durch die mit
langsamerer Integrationszeitkonstante erfolgende Integration
in Richtung höherer Frequenzen können kurzzeitige Störungen,
die zu kurzfristiger unerwünschter Erhöhung der
Oszillatorfrequenz führen, sich nur entsprechend langsam und
verzögert auf das Ausgangssignal des Frequenz-
Spannungswandlers auswirken, so daß deren negativer Einfluß
verringert ist.
Im übrigen wird insgesamt durch die vorgesehene Integration
der Einfluß von kurzzeitigen Störungen nivelliert, so daß
diese zumindest bei kürzerer Dauer nicht nennenswert auf das
Ausgangssignal durchschlagen können.
Mit der Erfindung wird somit ein Frequenz-Spannungswandler
mit analogem Ausgangssignal geschaffen, bei dem die soge
nannte Schlagempfindlichkeit von Vibrations-Füllstand-Detek
toren, insbesondere von Flüssigkeits-Vibrationsgrenzschal
tern, und auch die Auswirkungen anderer energetisch
bedingter Kurzzeitstörungen minimiert sind. Zugleich wird
jedoch eine sichere Detektion von Langzeitfehlern
gewährleistet, die sich über die Integration schließlich
doch in entsprechenden, detektierbaren Veränderungen der
Ausgangssignalamplitude niederschlagen.
Der erfindungsgemäße Frequenz-Spannungswandler mit analogem
Ausgang ist zum Beispiel in Meßsystemen einsetzbar, bei
denen ein örtlich entfernt angeordnetes Auswertegerät Test
prozeduren in Interaktionen mit dem Füllstands-Sensor durch
führt. Eine durch Störungen verursachte kurzzeitige Frequen
zerhöhung eines bedeckten, d. h. bei korrekter Funktion mit
niedriger Frequenz schwingenden Schwingungselements kann so
mit nicht auf das Ausgangssignal durchgreifen, da bei der
erfindungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlung eine asymmetri
sche Integration vorgesehen ist. Hierdurch wird das
Ausgangssignal bei einer Frequenzerniedrigung relativ rasch
nachgeführt, während bei ansteigenden Frequenzen eine
deutlich längere Zeitkonstante wirkt. Durch diese
unterschiedliche Bemessung der Lade- und
Entladezeitkonstante des das Ausgangssignal abgebenden
Integrators wird die Schlagempfindlichkeit eliminiert.
Die erfindungsgemäße Frequenz-Spannungswandlung ist insbe
sondere für den Einsatz bei Vibrations-Füllstand-Detektoren,
und hier speziell für Vibrations-Füllstand-Grenzschalter für
Flüssigkeitsüberwachung, konzipiert. Allerdings ist die er
findungsgemäße Frequenz-Spannungswandlung auch bei anderen
Systemen einsetzbar.
Vorzugsweise integriert der das Ausgangssignal erzeugende
(erste) Integrator ständig, mit Ausnahme kurzzeitiger
Intervalle, in Richtung zu - höheren Oszillatorfrequenzen
entsprechenden - Werten mit geringer Steigung. Das
Ausgangssignal besitzt somit eine künstliche, schwache
Drift, welcher das periodische Rückintegrieren
entgegenwirkt. D.h. in den kurzzeitigen Intervallen wird das
Ausgangssignal dann in Gegenrichtung zu dem der aktuellen
Eingangssignalfrequenz entsprechenden Wert nachgeführt. Bei
gleichbleibender oder sich verringernder Eingangssignal
frequenz wird somit das Ausgangssignal in den kurzzeitigen
Intervallen sehr rasch nachgeführt. Bei tatsächlichen oder
durch Störungen vorgetäuschten
Eingangssignalfrequenzerhöhungen verändert sich das
Ausgangssignal maximal lediglich mit einer der künstlichen
Drift entsprechenden Steigung und damit verlangsamt, so daß
derartige kurzzeitige Störungen kaum negativ auf das
Ausgangssignal durchschlagen.
Die sägezahnförmige Integration des Meßwertes besitzt gegen
über einer e-funktionsförmigen Mittelwertbildung eine gerin
gere Empfindlichkeit gegenüber kurzzeitigen Signaländerun
gen, wie sie durch Störimpulse verursacht werden. Bei einer
dauerhaften Signaländerung hingegen wird der Endwert jedoch
früher erreicht.
Vorzugsweise ist ein zweiter Integrator vorhanden, der ein
durch die Frequenz des Eingangssignals bestimmtes Sägezahn
signal erzeugt. Die Eingangssignalfrequenz wird in ent
sprechende Spitzenamplituden des Sägezahnsignals umgesetzt,
wobei der das Ausgangssignal erzeugende Integrator diesen
Spitzenwerten in einfacher Weise zuverlässig nachgeführt
werden kann.
Das den Spitzenwerten der sägezahnförmigen Ausgangsspannung
des zweiten Integrators nachgeführte Ausgangssignal des er
sten Integrators gewichtet die tieferen Frequenzanteile in
dem Signaleingangsspektrum wesentlich stärker als die höher
frequenten. Die gibt einer Überfüllmeldung, die bedeckter
Schwinggabel und damit niedriger Frequenz entspricht, Vor
rang gegenüber der Meldung "niedrigerer Füllstand (entspre
chend freier Schwinggabel und damit hoher Frequenz)" und un
terdrückt hiermit die bei Einwirkung von Fremdvibrationen
andernfalls eventuell auftretende Meldung von vermeintlich
zu niedrigen Füllständen.
Die in bevorzugter Ausgestaltung vorgesehene Einfügung eines
Monoflops am Oszillatorfrequenz-Eingang ermöglicht es, jede
Eingangssignalperiode in einen festen, durch die Monoflop-
Schwingungsdauer bestimmten Zeitabschnitt und einen restli
chen, die Eingangssignal-Periodendauer abzüglich der
Monoflop-Schwingungsdauer repräsentierenden variablen Ab
schnitt zu unterteilen. Hierdurch kann eine von der Ampli
tude des Eingangssignals unabhängige Weiterverarbeitung der
durch die Monoflop-Signalzustände repräsentierten und unter
teilten Eingangssignal-Periodendauer erreicht werden. Das
Monoflop kann hierbei auf positive oder negative Flanken des
Oszillatorsignals ansprechen. Dabei ist auch denkbar, daß
das Monoflop sowohl auf positive als auch auf negative Null
durchgänge des Eingangssignals reagiert, d. h. zweimal je
Eingangssignalperiode gesetzt wird. Hierdurch lädt sich eine
noch feinere Zeitunterteilung erreichen. Bevorzugt ist aber,
daß das Monoflop jeweils nur einmal bei jeder Eingangssi
gnalperiode gesetzt wird.
Vorzugsweise integriert der zweite Integrator nur während
der Restperiodendauer nach Abfall des Monoflop-Ausgangssi
gnals. Hierdurch wird erreicht, daß der Spitzenwert des Sä
gezahnsignals des zweiten Integrators lediglich der Restpe
riodendauer entspricht. Damit wird einerseits sicherge
stellt, daß das Ausgangssignal des zweiten Integrators bei
größeren Periodendauern keinen übermäßigen Amplitudenhub
durchlaufen muß, da die Integration erst nach Abfall des
Monoflops einsetzt. Andererseits ist der jeweils erreichte
Sägezahnspitzenwert aber weiterhin vollständig repräsentativ
für die aktuelle Eingangssignalfrequenz. Dieses Verhalten
kann in bevorzugter Weise durch Einsatz eines integrierenden
Operationsverstärkers erreicht werden, dessen Integrati
onskapazität während der Dauer des Monoflopsignals kurzge
schlossen wird.
Weiterhin kann ein Vergleich vorgesehen sein, der die beiden
Integrator-Ausgangssignale miteinander vergleicht und auf
den das Ausgangssignal erzeugenden Integrator einwirkt.
Letzterer ist somit in Abhängigkeit von den Amplitudenver
hältnissen der Ausgangssignale der beiden Integratoren steu
erbar. Diese Steuerung kann in bevorzugter Ausführung über
einen Schalter erfolgen, über den eine Referenzspannung an
den ersten Integrator anlegbar ist. Die Referenzspannung
wird somit nur bei bestimmten Verhältnissen der
Ausgangssignale der beiden Integratoren angelegt und hiermit
das Integrationsverhalten des ersten Integrators gezielt in
Abhängigkeit von den Amplitudenwerten der beiden
Ausgangssignale der beiden Integratoren gesteuert.
In bevorzugter Ausgestaltung ist der erste Integrator als
integrierender Operationsverstärker ausgebildet, dessen
einer Eingang mit einer festen Referenzspannung gespeist
wird und an dessen anderen Eingang eine über den Schalter
umschaltbare Spannung angelegt wird. Die Eingangsspannungen
des ersten Integrators sind somit stets definiert und von
der Amplitude des Eingangssignals unabhängig, wobei die
Umschaltung des Schalters von der Periodendauer des
Eingangssignals abhängt. Die Lade- und Entladezeitkonstanten
sind somit stets definiert und langzeitstabil.
Um Kurzzeitstörungen, die zu Eingangssignalfrequenzen
außerhalb des normalen Arbeitsbereichs führen, stärker zu
unterdrücken, ist vorteilhafterweise eine zusätzliche
Schutzschaltung vorhanden, die auf derartige abnorme Ein
gangssignalfrequenzen anspricht. Bei längerfristigem
Auswandern der Eingangsfrequenz in solche anomale
Frequenzbereiche aber wird vorzugsweise ein Warnsignal
erzeugt.
Zu niedrige Frequenzen können in einfacher Weise durch Ver
gleich der Ausgangsspannung des zweiten Integrators mit ei
ner festen, für die niedrigste zulässige Eingangssignalfre
quenz repräsentative Referenzspannung erfaßt werden.
Die Zeitverzögerung zwischen der Erfassung abnormer Ein
gangssignalfrequenzen und der Erzeugung eines Warnsignals
läßt sich in einfacher Weise unter Heranziehung des ersten
Integrators erreichen, der bei Erfassung eines solchen Zu
stands derart mit Eingangspotentialen beaufschlagt wird, daß
er kontinuierlich bis zum Erreichen eines vorbestimmten In
tegrator-Aussgangssignalpegels, bei dem die Warnung ausge
löst wird, integriert.
Die Schutzschaltung kann in schaltungstechnisch einfacher
und zuverlässiger Weise durch zwei hintereinander geschal
tete D-Flip-Flops realisiert werden, von denen eines bei
Auftreten zu niedriger Eingangssignalfrequenzen gesetzt wird
und hierbei die maximale Integrationsdauer des zweiten Inte
grators begrenzt. Damit wird die von diesem bei großen Peri
odendauern maximal erreichbare Sägezahnamplitude begrenzt,
so daß extreme Amplituden und auch eine unnötig lange Inte
gration des zweiten Integrators vermieden werden.
Zur Erfassung zu hoher Eingangssignalfrequenzen kann das
weitere D-Flip-Flop der Schutzschaltung die Monoflop-Si
gnaldauer mit der Eingangssignaldauer vergleichen, so daß
das Monoflop zugleich auch als Zeitnormal für die minimale
zulässige Eingangssignalperiodendauer dient.
Die vorstehend genannten Vorteile der Erfindung treffen in
gleicher Weise auch für das erfindungsgemäße Verfahren zu.
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbei
spiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrie
ben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen
Frequenz-Spannungswandlers und
Fig. 2 mehrere Signalverläufe, die an unterschied
lichen Punkten der in Fig. 1 gezeigten Schaltung auftreten.
Im folgenden wird das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbei
spiel näher beschrieben. Zur besonderen Veranschaulichung
der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung sind in
Fig. 1 an bestimmten Schaltungspunkten Buchstaben A bis H
eingetragen, zu denen in Fig. 2 jeweils die dort auftreten
den, mit denselben Buchstaben bezeichneten Signalverläufe
veranschaulicht sind.
An einem Eingangsanschluß 1 wird das Eingangssignal des er
findungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlers eingegeben. Das
Eingangssignal wird von einem mit seiner mechanischen Reso
nanzfrequenz schwingenden Vibrations-Füllstand-Sensor mit
Schwinggabel abgegeben. Die Frequenz des Eingangssignals ist
ein Maß für den aktuellen Füllstand und wird durch den er
findungsgemäßen Frequenz-Spannungswandler in ein an einen
Ausgangsanschluß 32 abgegebenes analoges Ausgangssignal um
gesetzt. Wenn das am Eingangsanschluß 1 auftretende Ein
gangssignal keinen rechteckförmigen Verlauf besitzt, sondern
beispielsweise als Sinussignal vorliegt, kann mit dem Ein
gangsanschluß 1 ein Signalformer verbunden sein, der die Si
gnalflanken zu Rechteckflanken verstellt.
Das am Eingangsanschluß 1 eingegebene Eingangssignal wird an
den Takteingang einer monostabilen Kippstufe (Monoflop) 3
gelegt, die durch jede positive Flanke getriggert wird. Die
Zeitkonstante des Monoflops 3, d. h. die Zeitdauer des
positiven Ausgangssignals an seinem Q-Ausgangsanschluß nach
einer Monoflop-Triggerung, ist ausreichend kürzer als die
Periodendauer des Eingangssignals innerhalb des normalen Ar
beitsfrequenzspektrums. Der übliche Resonanzfrequenzbereich
des mit dem Eingangsanschluß 1 verbundenen, aus elektrischer
Oszillator-Baugruppe und mechanischem frequenzbestimmenden
Schwingelement bestehenden Schwingungssystems liegt typi
scherweise zwischen 290 Hz bei Füllgut-bedeckter Gabel
(Schwingelement) und 380 Hz bei freier Gabel, d. h. niedrigem
Füllstand. Einschließlich eines zusätzlichen Toleranzbe
reichs liegt der zu erwartende Eingangssignal-Frequenzbe
reich somit bei 260 bis 420 Hz. Diese Eingangsfrequenz wird
durch den erfindungsgemäßen Frequenz-Spannungswandler in
eine proportionale Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß 32
umgesetzt.
Die Dauer der in jeder Schwingungsperiode des
Eingangssignals durchgeführten Monoschwingung des Monoflops
3 ist vorzugsweise so groß gewählt, daß sie der
Periodendauer bei der höchsten zu erwartenden zulässigen
Eingangssignalfrequenz, in diesem Fall 420 Hz, entspricht.
Der -Ausgang des Monoflops 3 ist über eine Leitung 4 mit
einem Eingang eines NAND-Glieds 7 verbunden. Der andere Ein
gang des NAND-Glieds 7 ist mit einer Leitung 6 gekoppelt,
die an den -Ausgangsanschluß eines später noch näher be
schriebenen Flip-Flops 16 angeschlossen ist. Da das Flip-
Flop 16 im Normalfall rückgesetzt bleibt, liegt die Leitung
6 normalerweise dauerhaft auf dem Signalpegel logisch 1.
Durch diese Verschaltung besitzt das mit dem Buchstaben C
bezeichnete und in Fig. 2 näher gezeigte Ausgangssignal des
Nand-Glieds 7 einen Verlauf, der invers zu dem mit dem Buch
staben B bezeichneten und in Fig. 2 gezeigten Signalverlauf
auf der Leitung 4 ist und damit dem Signalverlauf am Aus
gangsanschluß Q des Monoflops 3 entspricht.
Das Ausgangssignal C des NAND-Glieds 7 steuert einen Schal
ter 14 derart, daß dieser bei positivem Ausgangssignalpegel
des Signals C geschlossen ist und bei dessen Nullpegel öff
net. Der Schalter 14 liegt parallel zu einer Integrationska
pazität 13 eines Integrators 10, der einen Operationsver
stärker 12 mit der Integrationskapazität 13 im Rückkopp
lungszweig aufweist. Der Plus-Eingang des Operationsverstär
kers 12 wird mit einer festen Referenzspannung UR2 gespeist,
die an einem Eingangsanschluß 8 angelegt ist, während der
Minus-Eingang über einen Widerstand 11 und eine Leitung 20
mit Versorgungsspannung +UB gespeist wird. Bei geschlossenem
Schalter 14 arbeitet der Operationsverstärker 12 somit als
direkt rückgekoppelter 1:1-Verstärker, während er bei Öffnen
des Schalters 14 in negative Richtung zu integrieren be
ginnt. Der Ausgangssignalverlauf des Integrators 10 ist mit
dem Kurvenzug D in Fig. 2 veranschaulicht.
Der Ausgang des Integrators 10 ist über eine Leitung 17 mit
dem Minus-Eingang eines Vergleichers 18 verbunden, an dessen
anderen Eingangsanschluß die über eine Leitung 19 zuge
führte, auch am Ausgangsanschluß 32 abgegebene analoge Aus
gangsspannung eines das Ausgangssignal erzeugenden weiteren
Integrators 24 anliegt.
Der Ausgang des Vergleichers 18 ist mit dem Buchstaben E in
Fig. 2 veranschaulicht und steuert den Schaltzustand eines
Schalters 21 derart, daß dieser bei positivem Ausgangssignal
des Vergleichers 18 in den Schließzustand geschaltet wird.
Der Integrator 24 besitzt einen Operationsverstärker 25 mit
einer im Gegenkopplungszweig liegenden Integrationskapazität
26. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 25
ist an eine Widerstandsteilerschaltung aus Widerständen 22,
23, 27 angeschlossen, die über den in Reihe mit der
Widerstandsteilerschaltung 22, 23, 27 liegenden Schalter 21
mit der Leitung 20, d. h. der Versorgungsspannung verbindbar
ist. Der nicht mit den Widerständen 22, 27 verbundene
Anschluß des Widerstands 23 liegt auf Masse. Der
nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 25 wird
mit der am Anschluß 8 angelegten Referenzspannung UR2
gespeist. Das Ausgangssignal des Integrators 24 (und damit
das analoge Ausgangssignal des erfindungsgemäßen Frequenz-
Spannungswandlers) wird über eine Leitung 31 an den
Ausgangsanschluß 32 angelegt und ist mit dem Buchstaben H in
Fig. 2 veranschaulicht.
Zur Unterdrückung von Kurzzeitstörungen, die außerhalb des
zulässigen Frequenzbereichs des Vibrations-Füllstands-
Detektors liegen, ist eine Schutzschaltung vorgesehen, die
einen Vergleicher 15, das Flip-Flop 16 und ein Flip-Flop 29
umfaßt. Der Vergleicher 15 wird an einem Anschluß über die
Leitung 17 mit der Ausgangsspannung des Integrators 10
gespeist und ist mit seinem anderen Eingang an einen
Anschluß 9 angeschlossen, an dem eine Referenzspannung UR1
anliegt. Die Referenzspannung UR1 ist deutlich niedriger als
die Referenzspannung UR2 am Anschluß 8, wie dies auch in
Fig. 2, Kurvenzug D, linke Skalenbeschriftung, dargestellt
ist. Das Ausgangssignal des Vergleichers 15 ist mit F
bezeichnet und in Fig. 2 gezeigt.
Das Ausgangssignal F des Vergleichers 15 wird an den Setz-
Eingang des Flip-Flops 16 angelegt.
Der Vergleicher 15 dient zur Erfassung zu niedriger Ein
gangssignalfrequenzen. Bei längerer Signalperiodendauer un
terschreitet das linear sägezahnförmige Ausgangssignal des
Integrators 10 nämlich die Referenzschwelle UR1, so daß der
Vergleicher 15 ein positives Ausgangssignal an den Setzan
schluß des Flip-Flops 16 abgibt. Hierdurch wird dieses ge
setzt, so daß sein -Ausgang auf den logischen Pegel Null
wechselt. Dieses über die Leitung 6 an das NAND-Glied 7 an
gelegte Nullpegelsignal bewirkt einen Wechsel von dessen
Ausgangssignal C auf logisch 1, wodurch der Schalter 14 ge
schlossen wird und das Ausgangssignal D des Integrators 10
wieder auf den Pegel UR2 wechselt. Das Flip-Flop 16 und das
NAND-Glied 7 dienen somit zur Steuerung der Rücksetzung und
Sperrung des Integrators 10 bei zu niedrigen Eingangssignal
frequenzen. Wenn eine solche Niederfrequenzüberwachung nicht
notwendig sein sollte, können der Vergleicher 15, das Flip-
Flop 16 und das NAND-Glied 7 auch entfallen, wobei der Steu
eranschluß des Schalters 14 in diesem Fall direkt mit dem Q-
Ausgang des Monoflops 3 verbunden werden kann.
Der Q-Ausgang des Flip-Flops 16 ist mit dem Setz-Eingang des
Flip-Flops 29 verbunden, so daß dieses beim Setzen des Flip-
Flops 16 gleichfalls gesetzt wird. Während die
Rücksetzeingänge der Flip-Flops 16 und 29 sowie der Daten-
Eingang des Flip-Flops 16 mit Nullpotential verbunden sind,
ist der Daten-Eingang des Flip-Flops 29 über die Leitung 5
mit dem Q-Ausgang des Monoflops 3 gekoppelt. Die Takt-
Eingänge CL der Flip-Flops 16, 29 sind über eine Leitung 2
direkt mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden. Hierdurch kann
eine Erfassung zu hoher Eingangssignalfrequenzen außerhalb
des zulässigen Toleranzbands erfaßt werden. Bei zu hohen
Eingangssignalfrequenzen tritt nämlich die positive Flanke
der nächsten Eingangssignalschwingung bereits auf, während
die Monoschwingung des Monoflops 3 noch nicht beendet ist.
Folglich liegt am Daten-Eingang des Flip-Flops 29 noch ein
Pegel logisch 1 an, während ein Taktimpuls, d. h. die
positive Flanke der nächsten Eingangsschwingung auftritt.
Hierdurch wechselt der Q-Ausgang des Flip-Flops 29 in
gleicher Weise wie bei zu niedrigen, über das Flip-Flop 16
erfaßten und zu einem Setzen des Flip-Flops 29 führenden
Eingangssignalfrequenzen auf den Pegel logisch 1. Das Q-
Ausgangssinal des Flip-Flops 29 ist mit dem Buchstaben G in
Fig. 2 veranschaulicht. Der Q-Ausgang ist über eine Leitung
30 und den Widerstand 27 mit dem invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 25 und damit mit dem Verbindungspunkt
zwischen den Widerständen 22, 23 verbunden.
Im folgenden wird die Funktionsweise der erfindungsgemäßen
Schaltung näher beschrieben. Von jeder Periode des Eingangs
signals am Eingangsanschluß 1 wird über das Monoflop 3 ein
Periodendauergrundwert subtrahiert, d. h. es findet eine Dif
ferenzbildung zwischen der Periodendauer der Resonanzfre
quenz einerseits und der Monoschwingung des Monoflops 3 an
dererseits statt. Hieraus resultiert eine Restperiodendauer,
die durch den Kurzzeitintegrator 10 zeitproportional in eine
lineare sägezahnförmige Ausgangsspannung D umgesetzt wird.
Die Ausgangsspannung D des Integrators 10 wird mit zunehmen
der Periodendauerlänge des Eingangssignals negativer in Be
zug zur Referenzspannung UR2. Die Ausgangsspannung H der den
asymmetrischen Integrator 24 und den Vergleicher 18 enthal
tenden Baustufe wird den Spitzenwerten der Sägezahnspannung
des Integrators 10 nachgeführt, so daß eine der variablen
Eingangssignal-Resonanzfrequenz proportionale Ausgangsspan
nung H gewonnen wird. Die Nachführung der Ausgangsspannung
H des Integrators 24 über den Schalter 21 erfolgt jedoch nur
dann, wenn und solange die Ausgangsspannung D des
Integrators 10 negativer als die Ausgangsspannung H ist. Bei
Nichtansteuerung, d. h. geöffnetem Schalter 21, läuft die
Ausgangsspannung H des Integrators 24 mit geringer Steigung
positiv, und zwar bedingt durch die - bei rückgesetztem
Flip-Flop 29 - parallelgeschalteten und auf Schaltungsnull
gelegten Widerstände 23, 27.
Um das asymmetrische Arbeiten des Integrators 24 erreichen
zu können, ist dessen Ladezeitkonstante unterschiedlich zur
Entladezeitkonstante bemessen. Während die Übernahme der Sä
gezahnspitzenwerte der Ausgangsspannung D - und damit das
Nachführen der Ausgangsspannung H in Richtung niedrigerer
Resonanzfrequenzen - mit relativ kurzer Zeitkonstante ge
schieht (durch Anlegen der Versorgungsspannung +UB über die
Widerstandsteilerschaltung 22, 23, 27 an den invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 25), folgt die Ausgangs
spannung H bei Frequenzerhöhung dem neuen Wert deutlich lang
samer, nämlich entsprechend der deutlich niedriger gewählten
Steigung des Ausgangssignals H des Integrators 24 bei geöff
netem Schalter 21. Damit führt das durch eine Störung ausge
löste kurzzeitige Umspringen von niedrigen Resonanzfrequen
zen (bei Füllgut-bedecktem Schwingsystem) auf höhere
Frequenzen zu keiner nennenswerten Veränderung des
Ausgangssignals H.
Zu niedrige Eingangssignalfrequenzen unterhalb des zulässi
gen Toleranzbereichs, hier unterhalb von ca. 260 Hz, werden
über den Vergleicher 15 erfaßt und führen zu einem Setzen
der Flip-Flops 16, 29. Hierdurch wechselt das Ausgangssignal
G des Flip-Flops 29 auf den Pegel logisch 1, wodurch die Wi
derstände 27, 23 nun als Spannungsteiler geschaltet sind,
über dessen Abgriff an den invertierenden Eingang des Opera
tionsverstärkers 25 eine Spannung angelegt wird, die ge
ringfügig oberhalb der als Integrationsreferenzspannung die
nenden Spannung UR2 liegt. Hierdurch wird bewirkt, daß der
Integrator 24 zwar kurzzeitig im wesentlichem den bisherigen
Meßwert beibehält, langfristig aber zu negativeren Werten,
d. h. höheren Füllständen hin integriert. Hierdurch wird bei
langfristig wirksamen Frequenzen unterhalb 260 Hz
schließlich eine Störmeldung, nämlich eine Überfüllmeldung
ausgelöst.
Zu hohe Eingangssignalfrequenzen oberhalb des zulässigen To
leranzbereichs, dessen Obergrenze beim vorliegenden Ausfüh
rungsbeispiel bei ca. 420 Hz liegt, führen zu einem Setzen
des Flip-Flops 29 auf Grund der Übernahme des Pegels logisch 1
am Dateneingang des Flip-Flops 29 bei Auftreten des näch
sten Taktimpuls, d. h. der nächsten positiven Eingangssignal
flanke, wodurch das Ausgangssignal G des Flip-Flops 29 in
gleicher Weise wie bei zu niedrigen Eingangssignalfrequenzen
auf hohen Pegel wechselt. Damit wird wiederum eine Spannung
an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 25
angelegt, die knapp oberhalb der Spannung UR2 liegt. Der In
tegrator 24 integriert folglich auch in diesen Fall mit
langsamer Zeitkonstante in Richtung zu negativeren Werten,
d. h. in Richtung zur Auslösung einer Überfüllmeldung als
Störmeldung.
Die Flip-Flops 16, 29 werden bei jeder positiven Eingangssi
gnalflanke über die Leitung 2 getaktet und übernehmen somit
den am Dateneingang anstehenden Wert. Liegen die zu hohe
oder zu niedrige Eingangssignalfrequenzen widerspiegelnden
Störungen nur kurzzeitig an, werden die Flip-Flops 16, 29
nach Abklingen dieser Störungen somit wieder in ihren alten
Zustand versetzt, so daß das Ausgangssignal G wieder auf den
Pegel logisch Null wechselt. Damit arbeitet der Integrator
24 wieder normal. Da die Eingänge des Integrators 24 im
Störfall so gespeist werden, daß nur geringer Spannungsun
terschied zwischen ihnen ansteht, verändert sich die Aus
gangsspannung H durch Einwirkung solcher Kurzzeit-Störungen
praktisch nicht. Frequenzanteile, die außerhalb des normalen
Resonatormeßbereichs liegen, werden auf diese Weise nicht
ausgewertet, führen aber bei zu langem Anstehen zu einem
Auswandern des Ausgangssignals H in den sicheren Zustand der
Überfüllmeldung, der der Bedeckung des Schwingelements und
folglich niedriger Schwingfrequenz entspricht.
Zur näheren Veranschaulichung des Frequenzverhaltens des er
findungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlers sowie des erfin
dungsgemäßen Verfahrens sind in Fig. 2 jeweils abschnitts
weise unterschiedliche Eingangssignalfrequenzen aufgetragen.
Die Signalabschnitte I und II entsprechen Eingangsfrequenzen
innerhalb des normalen Arbeitsbereichs des Vibrati
onsresonators. Der Signalabschnitt III entspricht einer zu
niedrigen Eingangsfrequenz unterhalb der unteren Grenzfre
quenz des zulässigen Toleranzbereichs. Der Kurvenabschnitt
IV stellt eine Eingangsfrequenz oberhalb der oberen zulässi
gen Eingangssignalfrequenz daß.
Die strichpunktierte Darstellung in den Abschnitten V reprä
sentiert eine zeitliche Lücke, wobei die nachfolgend aufge
tragenen Signale jeweils den bereits eingeschwungenen
Zustand nach dem Frequenzwechsel darstellen.
Durch den strichpunktierten Signalabschnitt VI ist veran
schaulicht, daß eine Asymmetrie des Puls-Pausen-Verhältnis
ses des Eingangssignals ohne Auswirkung auf die weitere Aus
wertung bleibt. Änderungen des Tastverhältnisses sind somit
unproblematisch. Dies liegt darin begründet, daß die nega
tive Eingangssignalflanke ohne Auswirkungen auf die Auswer
tung bleibt.
Mit dem Abschnitt VII ist veranschaulicht, daß eine
Frequenzverringerung beim Übergang vom Signalabschnitt I auf
den niederfrequenteren Signalabschnitt II zur zeitweisen
Verbreiterung der Nachladeimpulse für den Integrator 24
führt. Bei einer Frequenzerhöhung des Eingangssignals ver
kürzen sich dem gegenüber die Nachladeimpulse des Integra
tors 24 beziehungsweise verschwinden zeitweise ganz. Der
Übergangszeitraum ist hierbei zeitlich gerafft dargestellt.
Im Signalabschnitt VIII ist die Ausgangsamplitudenungleich
mäßigkeit aus Darstellungsgründen vergrößert gezeichnet. In
der Praxis liegt sie bei ca. 1% des Meßbereichs.
Im Signalabschnitt IX ist dargestellt, daß das Ausgangs
signal des Integrator 24 bis auf die untere Aussteuergrenze
des Integrators 24 absinkt, und zwar auf Null Volt bei einem
als ideal angenommenen Integrator.
Claims (19)
1. Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-
Detektoren, die ein vorzugsweise rechteckförmiges Oszilla
torsignal abgeben, dessen Frequenz sich mit zunehmendem
Füllstand verringert und das durch den Frequenz-Spannungs
wandler in ein füllstandsabhängiges Ausgangssignal umgesetzt
wird, gekennzeichnet durch einen Integrator (24), der durch
ein intern erzeugtes, mit der Periodendauer des Frequenz-
Spannungswandler-Eingangssignals (A) verknüpftes Signal (D)
gesteuert wird und an seinem Ausgang das füllstandsabhängige
Ausgangssignal (H) abgibt, wobei der Integrator (24) asymme
trische Ladezeitkonstanten für Aufwärts- und Abwärtsintegra
tion besitzt, derart, daß sein Ausgangssignal (H) bei Fre
quenzerniedrigung des Eingangssignals rascher nachgeführt
wird als bei Erhöhung der Eingangssignalfrequenz.
2. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch ge
kennzeichnet, daß der Integrator (24) ständig, mit Ausnahme
eines kurzzeitigen Intervalls je Eingangssignalperiode, in
Richtung höheren Eingangssignalfrequenzen entsprechenden
Werten mit geringer Steigung integriert und in den kurzzei
tigen Intervallen mit größerer Steigung in Gegenrichtung zu
dem der aktuellen Eingangssignalfrequenz entsprechenden Wert
integriert.
3. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, gekenn
zeichnet durch einen zweiten Integrator (10), der ein Säge
zahnsignal erzeugt, dessen Spitzenwerte von der Frequenz des
Eingangssignals (A) abhängen.
4. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 3, dadurch ge
kennzeichnet, daß der erste Integrator (24) den Spitzenwer
ten des Sägezahnsignals des zweiten Integrators (10) nachge
führt wird.
5. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 3 oder 4, dadurch
gekennzeichnet, daß zwischen den das Eingangssignal (A) auf
nehmenden Eingangsanschluß (1) des Frequenz-Spannungswand
lers und den zweiten Integrator (10) ein flankengetriggertes
Monoflop (3) geschaltet ist, dessen Zeitkonstante kürzer ist
als die Periodendauer des Eingangssignals (A) im normalen
Arbeitsfrequenzbereich des Vibrations-Füllstand-Detektors.
6. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß das Monoflop (3) nur auf positive oder nur
auf negative Flanken des Eingangssignals (A) anspricht.
7. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 5 oder 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die Integration des zweiten Integrators
(10) durch das Ausgangssignal des Monoflops (3) gesperrt
wird und der zweite Integrator (10) nur während der Restpe
riodendauer nach Abfall des Monoflop-Ausgangssignals inte
griert.
8. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 5, 6 oder 7, da
durch gekennzeichnet, daß der zweite Integrator (10) einen
an festen Referenzspannungen (+UB, UR2) liegenden Operati
onsverstärker (12) mit einer Integrationskapazität (13) im
Rückkopplungszweig und einen durch das Monoflop-Ausgangssi
gnal gesteuerten, parallel zur Integrationskapazität (13)
liegenden Schalter (14) aufweist.
9. Frequenz-Spannungswandler nach einem der Ansprüche 3 bis
8, gekennzeichnet durch einen Vergleicher (18), an dessen
Eingängen die beiden Ausgangssignale (D, H) der beiden Inte
gratoren (10, 24) anliegen und der auf den ersten Integrator
(24) einwirkt.
10. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 9, dadurch ge
kennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Vergleichers (18)
einen Schalter (21) steuert, über den eine Referenzspannung
selektiv an den ersten Integrator (24) anlegbar ist.
11. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 10, dadurch ge
kennzeichnet, daß der erste Integrator (24) einen mit einem
Eingang an einer festen Referenzspannung (UR2) liegenden
Operationsverstärker (25) und eine auf den anderen Operati
onsverstärkereingang rückgekoppelte Integrationskapazität
(26) aufweist und der Schalter (21) mit dem anderen Operati
onsverstärkereingang gekoppelt ist.
12. Frequenz-Spannungswandler nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Schutzschaltung (15,
16, 29), die auf Eingangssignalfrequenzen außerhalb des
normalen Arbeitsbereichs anspricht und dabei ein Ausgangssi
gnal (G) erzeugt, das bei längerem Auftreten zur Abgabe ei
nes Warnsignals führt.
13. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 12 und einem der
Ansprüche 3 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutz
schaltung (15, 16, 29) einen die Ausgangsspannung des
zweiten Integrators (10) mit einer festen Referenzspannung
(UR1) vergleichenden Vergleicher (15) aufweist.
14. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 12 oder 13, da
durch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung (15, 16, 29)
bei Auftreten von Eingangssignalfrequenzen außerhalb des
normalen Arbeitsbereichs eine Spannung konstanter Amplitude
an den ersten Integrator (24) anlegt, derart, daß dieser
kontinuierlich bis zum Erreichen eines zur Abgabe des
Warnsignals führenden Integrator-Ausgangssignalpegels
integriert.
15. Frequenz-Spannungswandler nach einem der Ansprüche 12
bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung (15,
16, 29) zwei hintereinander geschaltete D-Flip-Flops (16,
29) umfaßt, von denen zumindest eines bei Auftreten zu
niedriger Eingangssignalfrequenzen gesetzt wird und die ma
ximale Integrationsdauer des zweiten Integrators (10) be
grenzt.
16. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 15, dadurch ge
kennzeichnet, daß das andere D-Flip-Flop (29) an seinem Da
ten-Eingang ein Ausgangssignal des Monoflops (3) und an sei
nem Takteingang das Eingangssignal (A) empfängt.
17. Verfahren zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein
die Eingangssignalfrequenz repräsentierendes Ausgangssignal,
insbesondere unter Verwendung des Frequenz-Spannungswandlers
gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Eingangssignal (A) in ein internes, sich
in Abhängigkeit von der Eingangssignalfrequenz veränderndes
Signal (D) umgesetzt wird, das zur Bildung des Ausgangssi
gnals (H) mit asymmetrischen Integrationszeitkonstanten für
positive und negative Integrationsrichtung integriert wird.
18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß
das interne Signal (D) ein Sägezahnsignal ist, dessen Ampli
tudenspitzenwerte von der Periodendauer des Eingangssignals
(A) abzüglich eines festen Zeitintervalls in vorzugsweise
linearer Weise abhängen.
19. Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeich
net, daß das Ausgangssignal (H) im wesentlichen kontinuier
lich mit langsamer Integrationszeitkonstante in einer höhe
ren Eingangssignalfrequenzen entsprechenden Richtung verän
dert wird und bei gleichbleibender oder sich verringernder
Frequenz des Eingangssignals während jeder Eingangssignalpe
riode kurzfristig mit schnellerer Integrationszeitkonstante
in entgegengesetzter Richtung verändert wird.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19924210705 DE4210705C2 (de) | 1992-04-01 | 1992-04-01 | Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren sowie Verfahren zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein die Eingangssignalfrequenz repräsentierendes Ausgangssignal |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4210705A1 true DE4210705A1 (de) | 1993-10-14 |
DE4210705C2 DE4210705C2 (de) | 1995-10-19 |
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Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE4210705C2 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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DE4412900A1 (de) * | 1994-04-14 | 1995-10-26 | Eberspaecher J | Verfahren und Vorrichtung zum Feststellen des Einsetzens einer Überflutung eines Ultraschallzerstäubers |
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- 1992-04-01 DE DE19924210705 patent/DE4210705C2/de not_active Expired - Fee Related
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DE4412900C2 (de) * | 1994-04-14 | 2000-04-27 | Eberspaecher J Gmbh & Co | Verfahren und Vorrichtung zum Feststellen des Einsetzens einer Überflutung eines Ultraschallzerstäubers |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE4210705C2 (de) | 1995-10-19 |
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