DE4110138C1 - Carrier recovery for optical PSK homodyne receiver - by rotating local oscillator phase 90 deg. for one synchronisation bit period to produce phase error signal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem optischen PSK-Homodyn-Empfänger mit einem Lokaloszillator.

In der optischen Nachrichtentechnik ist ein Übertragungssystem, dessen Empfänger die mittels einer Phasenmodulation übertragene Information mit Hilfe einer Referenzphase zurückgewinnt, was als ein PSK-(Phase Shifting Keying-)Homodynempfang bezeichnet wird, hinsichtlich der Empfänger-Empfindlichkeit das derzeit bestmögliche System, da ein PSK- Homodyn-Empfänger im Vergleich zu anderen Modulations-Empfängerarten für eine geforderte Bitfehler-Wahrscheinlichkeit die geringste Signalleistung benötigt. In einem PSK-Homodyn- Empfänger wird eine Phasenregelung eines Lokallasers benötigt; das hierzu im allgemeinen angewendete Verfahren ist die spsäter im einzelnen genauer beschriebene, sogenannte Costas Loop-Methode mit einer Entscheidungsrückkopplung, da diese Methode im Vergleich zu anderen Verfahren die besten Synchronisationseigenschaften aufweist.

Zuerst wird jedoch nach einem groben Überblick über die optische Nachrichtentechnik kurz auf den optischen Überlagerungsempfang eingegangen, und anschließend wird dann die Funktionsweise eines phasensynchronen, optischen Empfängers, d. h. eines PSK-Homodyn-Empfängers, erläutert.

Aufgrund eines steigenden Bedarfs an Übertragungskapazität gewinnt innerhalb der allgemeinen Nachrichtentechnik Informationsübertragung mittels Licht zunehmend an Bedeutung. Als Übertragungsmedium dient in erster Linie die Glasfaser, die gegenüber dem Kupferkabel in vorteilhafter Weise eine höhere Übertragungskapazität, geringere Abmessungen und damit ein niedriges Gewicht, eine kleinere Dämpfung, was eine Übertragung über größere Strecken ermöglicht, ohne daß ein Regenerator verwendet werden muß, sowie eine große Störfestigkeit aufweist.

Wegen der dämpfenden Eigenschaften der Erdatmosphäre wird eine optische Freiraum-Übertragung überwiegend im Weltraum als Intersatelliten-Verbindung Anwendung finden. Gegenüber Mikrowellen-Richtfunkwellen hat eine optische Freiraum-Übertragung den Vorteil, daß sich ein Lichtstrahl enger bündeln läßt und durch die so gestiegene Übertragungseffizienz kleinere Sendeleistungen und höhere Übertragungsraten ermöglicht. Außerdem werden Richtfunkstrecken auf der Erde nicht durch eine Überlappung von Frequenzbereichen gestört.

Als einfachstes optisches Übertragungsverfahren wird heute fast ausschließlich eine Intensitätsmodulation des Lichtes, eine Direktdetektion mittels Photodetektoren eingesetzt. Demgegenüber weist der optische Überlagerungsempfang, bei dem die empfangene Lichtwelle mit dem Licht eines lokalen Lasers überlagert wird, die Vorteile einer höheren Empfindlichkeit und einer größeren Selektivität des Empfängers auf. Im übrigen können alle in der klassischen Nachrichtentechnik bekannten Modulationsverfahren angewendet werden.

Nachdem die für einen optischen Überlagerungsempfang erforderlichen Komponenten, wie beispielsweise frequenzstabile Halbleiterlaser mit kleiner Linienbreite, optische Koppler usw., in zunehmendem Maße sehr preiswert, in Zukunft sogar in Form von integrierter Technik, zur Verfügung stehen, dürfte bei Anwendungen, bei welchen Frequenzmultiplex nötig ist oder es auf höchste Empfängerempfindlichkeit ankommt, trotz seiner hohen Komplexibilität der Überlagerungsempfänger gegenüber dem Direktempfänger bevorzugt werden.

Bei einer Übertragung sowohl mittels Glasfaser als auch im Freiraum steigt die Kanaldämpfung mit zunehmender Streckenlänge, so daß für eine Übertragung über große Entfernungen entweder große Sendeleistungen oder hohe Empfänger-Empfindlichkeit oder aber die Zwischenschaltung von Regenerativverstärkern erforderlich wird, um bei vorgegebener Datenrate eine geforderte Bitfehler-Wahrscheinlichkeit nicht zu überschreiten.

Bei Weitverkehrsverbindungen, wo die Zwischenschaltung von Regenerativverstärkern schwierig (so beispielsweise bei Seekabeln) oder überhaupt nicht möglich ist, wie beispielsweise bei einer Intersatelliten-Verbindung, ist eine hohe Empfänger- Empfindlichkeit von ausschlaggebender Bedeutung, zumal, da ein optischer Sender beispielsweise im Hinblick auf Verlustleistung, Strahlqualität, spektrale Reinheit, Leistungsbudget eines Satelliten u. ä. nicht beliebig viel Leistung abgeben kann.

Bei Anwendung von Phasenmodulation und Homodynempfang, bei welchem das empfangene phasenmodulierte optische Signal mit Hilfe eines phasensynchronen Lichtträgers direkt in das Basisband heruntergesetzt wird, werden empfindlichste optische Empfänger erhalten. Hierzu werden in einem symmetrischen optischen Richtkoppler die elektrischen Feldstärken des empfangenen und des Lokallaser-Lichtes einander additiv überlagert und anschließend zur Mischung einer Photodiode zugeführt.

Phasenmoduliertes, empfangenes Licht läßt sich gemäß Gleichung (1.1) durch

und das Licht des Lokallasers läßt sich gemäß Gleichung (1.2) durch

E_L(t) = E_L · cos ω_Lt (1.2)

beschreiben, wobei mit ω_L und ω_E die Frequenzen des empfangenen bzw. des Laser-Lichtes und mit ϕ_mod die Modulationsphase bezeichnet sind. Hierbei wird in einem Licht-Koppler die Phase der übergekoppelten Lichtwelle jeweils um 90° gedreht, so daß an einer Photodiode anliegt:

E_E cos [ω_Et+ϕ_mod(t)] + E_L sin ω_Lt .

Der Photostrom i(t) in einer Photodiode ist proportional der auftreffenden Lichtleistung und somit proportional dem Quadrat der Feldstärke des Lichtes. Damit ist der Strom i(t) in der Photodiode proportional zum Quadrat der Summe der Lichtfeldstärken:

i(t) ∼ [E_E(t)+E_L(t)]². (1.3)

Der Photostrom i(t) setzt sich aus einem Gleichstrom- und einem Signalanteil zusammen:

wobei mit P_E und P_L die entsprechenden Lichtleistungen und mit R die Photodioden-Empfindlichkeit bezeichnet sind. Da beim Homodyn-Empfang ω_L=ω_E ist und da außerdem i. a. die Leistung P_L des ankommenden Lichtes viel größer als die Lokallaser- Lichtleistung P_E ist, wird für den Photostrom i(t) eines Homodyn-Empfängers unter Berücksichtigung von ϕ_mod(t)=±90° erhalten:

Wie aus den Gleichungen (1.4) und (1.5) zu ersehen ist ,teilt ein Koppler beide Eingangssignale jeweils zur Hälfte den beiden Ausgängen zu, weshalb zur Vermeidung eines Verlustes auch der zweite Kopplerausgang mit einer Photodiode versehen wird. Da die Signalanteile beider Photoströme entgegengesetzte Phasen aufweisen, werden die Photodioden elektrisch in Reihe geschaltet, wodurch der Signalanteil verdoppelt wird und aufgrund der Stromsubtraktion der unerwünschte Gleichanteil R · P_L wegfällt. Daher entspricht der Gesamtsignalstrom i_ges wieder genau dem Datensignal:

Diese Empfängerkonfiguration mit zwei Photodioden wird als "Balanced Receiver" bezeichnet und ist bei einer Standardkonfiguration an der Eingangsseite eines optischen Überlagerungsempfängers vorgesehen.

Bei einer Phasendifferenz ϕ_f zwischen den Phasen von Lokal- und Sende-Oszillator ergibt sich im Unterschied zu Gleichung (1.6) für den Gesamtsignalstrom i_ges:

Die Amplitude des Signalstromes i_ges hängt folglich von der Phasendifferenz ϕ_f ab und wird für ϕ_f=π/2 sogar null. Aus diesem Grund ist eine Phasenregelung erforderlich, durch welche die Phase des Lokaloszillators derjenigen des Sendeoszillators exakt nachgeführt wird, damit die Phasendifferenz ϕ_f null wird und das Signal maximal bleibt.

Zur Gewinnung des Fehlersignals stellt derzeit die eingangs bereits erwähnte Costas Loop-Methode mit Entscheidungsrückkopplung das beste Verfahren dar, das in Fig. 4 schematisch wiedergegeben ist. Zur Vereinfachung sind in Fig. 4 statt der vorstehend erwähnten Koppler und Photodioden Multiplizier- Einheiten 40₁ und 40₂ dargestellt.

In Fig. 4 entspricht der obere Signalzweig der Gleichung (1.7); hier entsteht das Datensignal. Im unteren Signalzweig der Fig. 4 wird das Eingangssignal mit dem um 90° phasenverschobenen Licht eines Lokaloszillators multipliziert, so daß auch das Basisbandprodukt gegenüber dem oberen Zweig um 90° phasenverschoben ist. Durch Multiplizieren der Signale beider Zweige fällt die Modulation für ϕ_mod=±π/2 weg, und es wird ein Fehlersignal erhalten, das in der Umgebung von ϕ_f=0 proportional zur Phasendifferenz ϕ_f ist und zur Phasenregelung des Lokaloszillators verwendet wird.

Die Vorgänge in einem PSK-Empfänger lassen sich besonders übersichtlich in einem Phasendiagramm (Fig. 5) darstellen. Hierbei repräsentieren zwei sich diametral gegenüberliegende Punkte im Phasendiagramm die beiden Zustände einer binären Übertragung, nämlich ±1. Der obere Signalzweig in Fig. 5 ist eine Projektion der beiden Punkte auf die horizontale Achse und damit das sogenannte Inphasesignal, während der untere Zweig in Fig. 5 die Projektion auf die vertikale Achse ist, was das sogenannte Quadratursignal ergibt. So ist für die Phasendifferenz ϕ_f=0 das "Inphasesignal" maximal und das "Quadratursignal" null.

Mit wachsender Phasendifferenz ϕ_f entsteht im unteren Zweig in Fig. 5 ein Signal, dessen Polarität ebenfalls von der übertragenen Datenfolge abhängt. Bei einer Berücksichtigung von zusätzlichem Rauschen ist es günstiger, das Quadratursignal nicht mit dem Inphasesignal direkt, sondern mit dem bereits gefilterten und entscheidenden Datenstrom zu multiplizieren ("Entscheidungsrückkopplung"), da auf diese Weise das Rauschen des Inphase-(I-)Zweiges überhaupt nicht in den Regelkreis gelangt. Im Quadratur-(Q-)Zweig ist noch ein Verzögerungsglied erforderlich, das eine Verzögerung um die Dauer eines Bits bewirkt.

Da sich das Rauschen in einem optischen Überlagerungsempfänger aus einem thermischen Rauschen der elektrischen Komponenten sowie dem sogenanten Schrotrauschen der Photodetektoren zusammensetzt, wird mit einer Schrotrauschleistungsdichte L_S

L_S = e · I_PDdc (1.8)

und einem Gleichstromanteil I_PDdc

für die gesamte Rauschleistung N_ges am Eingang des optischen Übertragungsempfängers, des sogenannten Balance Receivers, erhalten:

N_ges = N_th + e · R · P_L · B (1.10)

wobei, wie in Gleichung (1.8), mit e die Elementarladung und mit B die Bandbreite eines zweiseitigen Basisbandfilters bezeichnet sind.

Die Signalleistung S eines PSK-Homodyn-Empfängers mit einer Costas Loop ergibt sich durch Quadrieren des Inphasesignals nach Fig. 4 unter der Voraussetzung, daß ϕ_f=0 ist, zu:

S = R² · P_E · P_L. (1.11)

Hieraus wird dann das Signal-Rausch-Verhältnis im Empfänger erhalten zu:

Aus Gleichung (1.12) ist zu ersehen, daß das Signal-Rausch-(S/N-)Verhältnis mit steigender Lichtleistung P_L wächst, bis die Schrotrauschleistung wesentlich größer als die thermische Rauschleistung ist. Das S/N-Verhältnis geht also für eine große Lichtleistung P_L in die Sättigung über. In einem Fall, wo das Schrotrauschen die dominante Rauschgröße im Empfänger darstellt, wrid von der Schrotrauschgrenze gesprochen, welche die physikalische Empfindlichkeitsgrenze für einen optischen Überlagerungsempfänger bei einem vorgegebenen Modulationsverfahren ist.

Das Rauschen, welches in einem optischen Überlagerungsempfänger - eine Schrotrauschgrenze vorausgesetzt - das Signal- Rausch-Verhältnis bestimmt, entsteht in den Photodetektoren, also in der oder den optischen Mischstufe(n) und den nachfolgenden elektronischen Komponenten. In Fig. 6 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines PSK-Homodyn-Empfängers mit Rauschquellen n(t) dargestellt. Aufgrund der Tatsache, daß das Signal vor den Mischstufen und damit vor den eigentlichen Rauschquellen aufgeteilt wird, geht der Teil, welcher für die Synchronisation in dem in Fig. 6 unteren Quadraturzweig abgezweigt wird, für das eigentliche Datensignal verloren.

Wird das Eingangssignal bei einem PSK-Homodyn-Empfänger, welcher mit der Costas Loop-Methode mit Entscheidungsrückkopplung arbeitet, symmetrisch zwischen dem I- und dem Q-Zweig aufgeteilt, so ergibt sich am Empfänger ein Empfindlichkeitsverlust von 3 dB gegenüber dem Fall, bei welchem keine Signalleistung für eine Synchronisation abgezweigt wird. Wenn der Leistungsteilungsfaktor k (siehe Fig. 6) größer als 0,5 gewählt ist, wird das S/N-Verhältnis im Inphasezweig (dem oberen Zweig in Fig. 6) größer und nimmt für einen Leistungsteilungsfaktor k=1 den in der nachstehenden Gleichung (2.1) angegebenen Maximalwert an:

Das S/N-Verhältnis ist somit um einen Faktor 2 besser als bei einer symmetrischen Aufteilung nach Gleichung (1.12). Bei einer sehr guten Übertragungsqualität kann der Leistungsteilungsfaktor k bis nahe an 1 gewählt werden, ohne daß es zu einem Synchronisationsverlust kommt. Der Verlust gegenüber dem vorstehend beschriebenen idealen Fall kann also sehr klein werden.

Zur Erzeugung eines Inphase- und eines Quadratursignals muß das Eingangssignal mit zwei um 90° verschobenen Trägersignalen gemischt werden. In der optischen Nachrichtentechnik wird hierzu ein optisches Hybrid verwendet, in welchem das linear polarisierte Eingangssignal mit dem zirkular polarisierten Lokallaserlicht überlagert wird. Nach einer Polarisationsaufspaltung der überlagerten Lichtwellen steht dann an den beiden nachfolgenden Photodetektoren das Inphase- und das Quadratursignal zur Verfügung. Für eine verlustarme Ausführung ist für beide Zweige jeweils ein Balanced Receiver erforderlich, d. h., es werden insgesamt vier Photodioden benötigt. Zur Vereinfachung kann ein sogenannter Dreitor-Koppler verwendet werden, bei welchem jedoch der Teilungsfaktor k vom Hersteller fest eingestellt ist, so daß er nicht mehr mit Hilfe von entsprechenden Polarisationen eingestellt werden kann.

Obwohl das vorstehend beschriebene Phasensynchronisationsverfahren nach der Costas Loop-Methode mit Entscheidungsrückkopplung bezüglich Stabilität und Empfängerempfindlichkeit das beste bisher bekanntgewordene Phasensynchronisationsverfahren darstellt, ist die praktische Nutzung in der optischen Nachrichtentechnik fraglich, da durch die Synchronisation Empfindlichkeit verlorengeht und die Komplexibilität beispielsweise gegenüber einem herkömmlichen Restträger- Verfahren oder einem Heterodyn-System erheblich größer ist.

Die Nachteile des vorstehend beschriebenen Phasensynchronisationsverfahrens bei dem optischen PSK-Homodynempfang sind folgende:

Bei der Signalaufteilung zur Gewinnung der Inphase- und der Quadraturkomponente für eine Phasensynchronisation des Lokaloszillators geht, wie vorstehend bereits ausgeführt, Signalleistung verloren; hieraus ergibt sich am Empfänger ein Empfindlichkeitsverlust, welcher durch optische Verstärker nicht ausgeglichen werden kann. Bei einem optischen Überlagerungsempfänger, welcher an der Schrotrauschgrenze, also mit optimaler Empfindlichkeit, arbeitet, verschlechtert sich das S/N-Verhältnis durch einen optischen Vorverstärker aus quantenmechanischen Gründen grundsätzlich um mindestens einen Faktor 2, also um 3 dB; hieraus folgt, daß es nicht möglich ist, mit einem optischen Vorverstärker an einem Empfängereingang, der das Signal verstärkt und das im Empfänger dominante Rauschen liefert, einen Empfindlichkeitsgewinn zu erzielen, wie es beispielsweise bei Hochfrequenzempfängern der Fall ist.

Der Signalanteil, der für einen Synchronisation abgezweigt wird, ist durch den Empfängeraufbau fest vorgegeben und kann nicht oder nur mit Schwierigkeiten der Übertragungsqualität adaptiv angepaßt werden. Ein benötigtes optisches Hybrid ist ein kompliziertes optisches Bauteil mit eigenen Verlusten. Die Polarisationen der Eingangs- und der Lokallaser- Lichtwelle müssen für eine korrekte Funktion enge Toleranzgrenzen einhalten. Polarisationsschwankungen, welche bei einer Überlagerung über Glasfaser immer auftreten, müssen exakt ausgeregelt werden.

Ferner sind zwei identische Signalzweige mit Photodioden, Breitbandverstärkern und Basisbandfiltern sowohl in der Inphase- als auch in der Quadraturkomponente erforderlich; diese breitbandigen Hochfrequenzkomponenten sind teuer und nicht so bequem zu handhaben wie digitale Schaltungen.

Trotz einer Entwicklung von preisgünstigen Halbleiterlasern mit kleiner Linienbreite, welche im Prinzip für ein PSK-Homodyn- System mit hohen Datenraten geeignet wären, werden solche Systeme heute in der Praxis noch nicht eingesetzt, da der Empfindlichkeitsgewinn in keinem vertretbaren Verhältnis zum Aufwand steht. Da somit derzeit bei einem PSK-Homodyn- Empfänger die Komplexität und der Bedarf an teuren Bauelementen deutlich höher ist als bei einem entsprechenden Heterodyn- Empfänger hat diese Empfängerart in der optischen Nachrichtentehcnik bis heute für optische Übertragungsstrecken in der Praxis noch keine nennenswerte Bedeutubng erlangt.

Gemäß der Erfindung ist daher ein Verfahren zur Trägerrrückgewinnung für optische PSK-Homodyn-Empfänger geschaffen, mit welchem Verfahren mit einem erheblich geringeren Aufwand an teuren Komponenten im Empfänger zumindest die gleichen Ergebnisse wie mit der vorstehend beschriebenen Costas Loop- Methode mit Entscheidungsrückkopplung erzielbar sind. Gemäß der Erfindung ist dies bei einem Verfahren zur Trägerrückgewinnung nach dem Oberbegriff eines der Ansprüche 1 bis 4 durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des jeweiligen Anspruchs erreicht.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren werden sogenannte Synchronisationsbits, die im folgenden der Einfachheit halber oft auch als Syncbits bezeichnet sind, von einem Sender in den Datenstrom eingestreut; mit Hilfe des Syncbits kann dann der Empfänger einen Phasenfehler des Lokallasers feststellen und diesen ausregeln. Diese Syncbits können auch mit Redundanzinformation belegt und unter bestimmten Voraussetzungen im Empfänger zur Fehlerkorrektur verwendet werden.

Die Vorteile eines nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden optischen PSK-Homodyn-Empfängers liegen darin, daß gegenüber einem herkömmlichen PSK-Empfänger mit einer Costas Loop sich der Aufwand an teuren Bauelementen halbiert, daß ferner die Sendephase im Empfänger ohne eine Unsicherheit bekannt und daher keine differentielle Codierung des Datenstromes notwendig ist, daß ferner die Phasensynchronisation unempfindlicher gegenüber Polarisationsschwankungen ist und daß schließlich die optisch integrierte Bauweise leichter realisierbar ist. Beispielsweise im Vergleich mit einem optischen FSK-Empfänger wird bei einem geringeren Aufwand beinahe die vierfache Empfängerempfindlichkeit erreicht.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Prinzip-Blockschaltbild zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit einer Trägerrückgewinnung mit Hilfe von Synchronisationsbits,

Fig. 2 ein schematisches Sendeschema bei Anwendung der erfindungsgemäßen Verfahren,

Fig. 3A eine Ausführungsform eines nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden PSK-Homodyn-Empfängers mit nur noch einem Signalzweig,

Fig. 3B eine vorteilhafte Ausführungsform eines PSK-Homodyn- Empfängers nach Fig. 3A mit optischen Komponenten,

Fig. 3C eine weitere vorteilhafte Ausführungsform des PSK-Homodyn-Empfängers nach Fig. 3A mit optischen Komponenten,

Fig. 4 ein prinzipielles Blockschaltbild zur Erläuterung der Funktionsweise der Costas Loop-Methode mit Entscheidungsrückkopplung,

Fig. 5 ein Phasendiagramm bei einer herkömmlichen BPSK- (Binary Phase Shift-Keying-)Übertragung und

Fig. 6 ein prinzipielles Blockschaltbild eines PSK-Homodyn- Empfängers mit Schrotrauschquellen.

Die Fig. 1, 3A bis 3C und 6 sollen das Funktionsprinzip verdeutlichen; aus diesem Grund sind zur Verbesserung der Übersichtlichkeit die Verstärker, Filter und Regler weggelassen.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird empfangenes Eingangslicht grundsätzlich nicht kontinuierlich zu einem bestimmten Prozentsatz, sondern nur in bestimmten Zeitabständen für kurze Zeit ganz in den Quadraturzweig umgeleitet, welcher für eine Synchronisation erforderlich ist. Diese grundsätzliche Überlegung wird anhand von Fig. 1 nachstehend erläutert. Während der meisen Zeit befinden sich zwei Schalter S1 und S2 in ihrer in Fig. 1 ausgezogen wiedergegebenen Stellung, und das empfangene Signal E_E(t) wird vollständig, d. h. zu 100%, in den in Fig. 1 oberen Zweig, den sogenannten Inphasezweig geleitet. Es tritt also zunächst kein Verlust durch diese Signalabzweigung auf, so daß die eingangs angegebene Gleichung (2.1) gilt. Um nun die Synchronisation der Phase eines nicht näher dargestellten Lokallasers auf die Senderphase aufrechtzuerhalten, muß hin und wieder für einen bestimmten Zeitraum beispielsweise eine Bitdauer lang, auf den in Fig. 1 unteren Zweig, den sogenannten "Quadraturzweig" umgeschaltet werden. Das hierbei entstehende Signal wird dann mit einem zu diesem Zeitpunkt gesendeten Bit in einer Multipliziereinheit 10₂ multipliziert, d. h., das zur Phasensynchronisation verwendete Bit muß im Empfänger bekannt sein. Das bedeutet, es müssen sogenannte "leere Bits", d. h. Bits, welche - zunächst einmal - keine Information tragen, die jedoch dem Empfänger bekannt sind, zwischen den eigentlichen Datenbits D eingefügt werden. Diese Bits sind sogenannte Synchronisationsbits oder Syncbits S. In dem in Fig. 2 wiedergegebenen Sendeschema sind neben den eigentlichen Datenbits D die vorstehend erwähnten Syncbits S dargestellt. Ferner sind in Fig. 2 mit T_B die Bitdauer, mit T_R die Rahmendauer und mit n die Anzahl aller Bits pro Rahmen bezeichnet.

Eine andere äquivalente Möglichkeit besteht darin, von jedem Bit einen geringen Anteil zur Synchronisation zu verwenden. Das Einstreuen von Syncbits ist dann nicht erforderlich. Auf diese spezielle Variante ist am Ende der Beschreibung näher eingegangen.

Um trotz der Syncbits S die gleiche Menge an Datenbits D in der gleichen Zeit übertragen zu könen, muß die Kanaldatenrate und damit die Bandbreite B eines Basisbandfilters entsprechend dem zeitlichen Anteil dieser Bits höher gewählt werden. Hierdurch verschlechtert sich dann entsprechend Gleichung (2.1) das S/N-Verhältnis und damit die Empfängerempfindlichkeit. (Die Frage, wie häufig bzw. wie selten Syncbits S eingefügt werden müssen, um eine gute Synchronisation zu gewährleisten, wird später noch im einzelnen ausgeführt.) Das bisher beschriebene Verfahren weist jedoch noch keinen Vorteil gegenüber der üblichen Standardschaltung nach Fig. 4 auf, denn es ergibt sich immer noch ein Verlust, und es werden nach wie vor ein optisches Hybrid und zwei Signalzweige benötigt.

In dem PSK-Homodyn-Empfänger nach Fig. 1 werden jedoch die beiden Zweige niemals gleichzeitig benutzt, so daß prinzipiell ein einziger Zweig ebenfalls ausreichend ist. Das bedeutet, daß der Aufwand an Photodioden undbreitbandigen Hochfrequenzkomponenten auf die Hälfte abnimmt und kein optisches Hybrid benötigt wird. Um jedoch die benötigte Quadraturinformation zu erhalten, muß jetzt während eines Snycbits S entweder die Senderphase gegenüber einer der Datenphasen oder die Phase eines Lokaloszillaotrs 20 um 90° gedreht werden.

In Fig. 3A ist ein aus Fig. 1 abgeleitetes Blockschaltbild eines PSK-Homodyn-Empfängers mit nur noch einem Signalzweig dargestellt. Zur Gewinnung der Quadraturinformation während eines Syncbits S, dessen zeitliche Position in der Steuerlogik beispielsweise aufgrund einer eigenen Syncbit-Synchronisation oder der Rahmensynchronisation bekannt ist, wird hier die Phase des Lokaloszillators 20 in einem Phasenmodulator 30 um 90° (π/2) gedreht. In dem schematischen Blockschaltbild der Fig. 3A sind zur besseren Übersicht Verstärker, Filter und Regler weggelassen. Eine entsprechende Ausführungsform mit optischen Komponenten ist in Fig. 3B wiedergegeben. In einer Ausführungsform nach Fig. 3C ist die Senderphase während eines Syncbits S um 90° gegenüber einer der Phasen der Datenbits D gedreht. Die Phase des Lokaloszillators 20 bleibt dann konstant.

Bei der in Fig. 3C dargestellten Ausführungsform ist der geringste Aufwand erforderlich, da die Phase der Syncbits S in einem nicht näher dargestellten, aber ohnehin in einem Sender vorhandenen Phasenmodulator erzeugt wird. Hierbei wird für die Snycbits S grundsätzlich immer die gleiche Phase verwendet, beispielsweise haben die Syncbits S eine Phase von 0° und die Datentis eine Phase von ±90°, so daß der Empfänger im synchronisierten Zustand automatisch immer die absolute Phase des Senders kennt und die Datenfolge in der richtigen Polarität abgibt. Im Unterschied hierzu ist bei einem Empfänger, welcher nach der Costas Loop-Methode arbeitet, die Polarität der abgegebenen Datenfolge mit einer Wahrscheinlichkeit von 50% falsch, so daß beispielsweise eine differentielle Vorcodierung angewendet werden muß.

In der Ausführungsform nach Fig. 3B hat der Empfänger die Möglichkeit, die Position der Syncbits S selbst zu bestimmen, so daß in dem Empfänger die Häufigkeit der Syncbits S adaptiv an die Übertragungsqualität angepaßt werden kann, weshalb in Fig. 2 die Größe n variabel ist. Da jedoch für jede Syncbit-Dauer T_B, in welcher die Lokallaser-Phase um 90° gedreht wird, ein Datenbit zerstört wird, muß sendeseitig ein Codierverfahren vorgesehen sein, mit welchem die zerstörten Datenbits auch für den Fall einer empfangsseitig limitierten höchsten Synchronbitrate, d. h., der kleinstmöglichen Größe n in Fig. 2, wieder hergestellt werden kann und so auch die für eine Synchronisation erforderliche Information über die Polarität des Syncbits S geliefert wird.

In diesem Extremfall ist jedoch der Verlust aufgrund der Synchronbits S ebenso groß wie bei dem mittels des PSK-Homodyn- Empfängers nach Fig. 3C durchgeführten statischen Verfahrens, wie nachstehend noch im einzelnen gezeigt wird. Wird jedoch die Übertragungsqualität besser, so daß der Homodyn- Empfänger eine gute Synchronisation des Lokaloszillators 20 auch mit einer kleineren Synchronbit-Rate T_B erreichen kann, so könen mittels des Codes auch andere Bitfehler korrigiert werden. Der so erzielte Codegewinn wächst also mit sinkender Syncbit-Rate T_B, weshalb die Bitfehler-Ratenkurve steiler verläuft als in einem System ohne eine adaptive Anpassung.

Sobald daher der Codegewinn größer als der Verlust durch die Redundanz wird, ist der PSK-Homodyn-Empfänger nach Fig. 3B an der Schrotrauschgrenze empfindlicher als der ideale PSK-Homodyn- Empfänger. Dieser Vorteil wird dadurch erreicht, daß im PSK-Homodyn-Empfänger nach Fig. 3B ein zusätzlicher optischer Phasenmodulator 30 vorgesehen ist. Außer dem zusätzlich erforderlichen optischen Phasenmodulator ist jedoch als nachteilig anzusehen, daß die erforderlichen Codierverfahren mit wachsender Datenrate technisch immer schwieriger zu realisieren sind.

Wenn die Synchronbits S bei der Ausführungsform der Fig. 3C statisch und nicht informationstragend in den Datenstrom eingeflochten werden, kann zusätzlich ein Codierverfahren zur Steigerung der Empfängerempfindlichkeit angewendet werden; allerdings ist dann die Bandbreite in dem Übertragungskanal größer. Derzeit spielen jedoch aufgrund der großen, in optischen Übertragungskanälen zur Verfügung stehenden Erweiterung der Bandbreiten in derartigen Größenordnungen selbst bei optischen Frequenz-Multiplexsystemen noch keine Rolle.

Wie vorstehend bereits erwähnt, muß die Brutto-Datenrate und damit die Bandbreite des Basisbandfilters entsprechend dem zeitlichen Anteil der für die Synchronisation verwendeten Bits erhöht werden, um pro Zeiteinheit die gleiche Datenmenge wie in einem herkömmlichen Empfänger ohne Syncbits S übertragen zu können. Dadurch kommt es zu einer Verschlechterung des S/N-Verhältnisses und damit der Empfängerempfindlichkeit, welche im folgenden berechnet wird. Gemäß Fig. 2 ergibt sich bei einer Netto-Datenrate f_B.netto eine Brutto- Datenrate f_B.brutto zu

Da auch die Bandbreite B des Basisbanndfilters entsprechend der Brutto-Datenrate f_B.brutto größer gewählt werden muß, verschlechtert sich das Signal-Rausch-(S/N-)Verhältnis [siehe Gleichung (2.1)]. Für einen optischen Empfänger, welcher an der Schrotrauschgrenze arbeitet, ergibt sich dann der folgende Verlust:

Aus Gleichung (3.2) ist zu ersehen, daß der Verlust steigt, je häufiger Synchronbits S in den Datenstrom eingestreut werden.

Um zu zeigen, wie viele Syncbits S pro Zeiteinheit erforderlich sind, um eine stabile Synchronisation zu erhalten, wird nachstehend das S/N-Verhältnis eines Regelsignals für die Costas Loop-Methode sowie des erfindungsgemäßen Verfahrens berechnet. Hierbei ist stets auf einen hypothetischen, nach der Costas Loop-Methode arbeitenden, idealen Empfänger Bezug genommen, in welchem das Empfangssignal in beiden Zweigen gleichzeitig voll, d. h. zu 100%, zur Verfügung steht und für das S/N-Verhältnis die eingangs angeführte Gleichung (2.1) gilt.

Bei der in Fig. 6 schematisch wiedergegebenen Costas Loop-Methode wird ein Regelsignal dadurch gebildet, daß das ständig vorhandene Quadratursignal zur Polaritätskorrektur mit dem Inphasesignal multipliziert wird und das Produkt dann in einem Tiefpaßfilter anschließend gefiltert wird. Hierbei hängt die Wahl der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters von der Stabilität und dem Phasenrauschen sowohl des Sende- als auch des Lokallasers ab. Das S/N-Verhältnis im Regelkreis ist um den Signalaufteilungsfaktor K schlechter als in dem vorstehend angeführten idealen Empfänger. Es wird also durch die Bandbreite des Reglers sowie durch den für die Synchronisation kontinuierlich abgezweigten Teil der Signalleistung bestimmt.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird die Information im Quadraturzweig mit Hilfe der Syncbits S im zeitlichen Abstand n · T_B abgetastet. Da das als ständig vorhanden angesehene Quadratursignal die gleiche Bandbreite f_B wie das Inphasesignal hat, wird es um einen Faktor n "unterabgetastet". (Die Bandbreite f_B bezeichnet eine zweiseitige, also mathematische Bandbreite.) Eine n-fache Überlappung der Rauschspektren führt dazu, daß die Rauschleistung im Regelkreis um einen Faktor n größer ist als in dem vorstehend beschriebenen idealen Empfänger. Somit wird das S/N-Verhältnis im Regelkreis durch die Bandbreite des Reglers sowie der zeitlichen Abtastrate l/nT_B bestimmt.

Einem kontinuierlichen Leistungsverhältnis k zwischen dem Inphase-(I-)- und dem Quadratur-(Q-)Zweig bei der Costas Loop- Methode (siehe Fig. 6) entspricht bei dem erfindungsgemäßen Verfahren das periodische Einfügen und Abtasten von Syncbits S im zeitlichen Abstand nT_B. Für die gleiche Empfindlichkeit des Empfängers gilt dann

Einem Leistungsfaktor von beispielsweise k=0,9, d. h., es werden 10% der Leistung für den Q-Zweig abgezweigt, entspricht dann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren ein Faktor n=10, d. h., jedes zehnte Bit wird für die Synchronisation verwendet. Mit Hilfe von Gleichung (3.3) läßt sich somit das PSK-Homodyn-Verfahren, das nach der Costas Loop-Methode mit Entscheidungsrückkopplung arbeitet, unmittelbar in das mit Syncbits S arbeitende Verfahren gemäß der Erfindung überführen. Hierbei spiegelt sich bei dem mit Syncbits arbeitenden Verfahren das Prinzip einer Entscheidungsrückkopplung darin wider, daß die Polarität des Syncbits S im Empfänger bekannt ist und der Abtastwert damit multipliziert wird.

Bei dem mit Syncbits arbeitenden Verfahren gemäß der Erfindung ist somit bei gleichen Eigenschaften der Verlust durch die Synchronisation ebenso groß wie in einem Empfänger, bei welchem die Costas Loop-Methode mit Entscheidungsrückkopplung angewendet ist; jedoch ist der Aufwand an optischen Komponenten und breitbandigen Hochfrequenz-Baugruppen erheblich reduziert, wodurch in beträchtlichem Maße Kosten eingespart werden. Mit Hilfe der integrierten Optik ist auch der Schritt zu einem preiswerten Massenprodukt erheblich erleichtert.

Das Bestimmen der zeitlichen Position der Syncbits und gegebenenfalls deren Polarität ist in Verbindung mit der immer vorhandenen Bit- und Rahmensynchronisation prinzipiell ohne große Schwierigkeiten möglich. Da die Syncbits aufgrund ihrer Eigenschaften leicht erkennbar sind, ist auch eine von der Rahmensynchronisation unabhängige Syncbit-Synchronisation zu realisieren. Hierzu sind zwar zusätzliche digitale Baugruppen erforderlich, welche jedoch in der übrigen digitalen Logik preiswert integrierbar sind. Die Anwendung des mit Synchronbits arbeitenden Verfahrens ist jedoch nur in der optischen Nachrichtentechnik sinnvoll, da in einem Hochfrequenzempfänger kein Verlust durch die Signalaufspaltung in dem sogenannten I- und Q-Zweig auftritt und daher ein HF- Empfänger, welcher nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeiten würde, auf jeden Fall unempfindlicher wäre.

Optische Übertragungssysteme, bei welchen die Information mittels Modulation der Lichtphase (PSK) übertragen und im Empfänger durch eine optische Referenzphase zurückgewonnen wird, sind heute selbst mit preiswerten Halbleiter-Lasern realisierbar; hierbei ist jedoch Voraussetzung, daß die Datenrate im Vergleich zu der Laser-Linienbreite ausreichend hoch ist, was bei den zukünftigen Übertragungsstandards jedoch gewährleistet ist.

Für spezielle Anwendungen, beispielsweise für Weitverkehrsverbindungen im Weltraum, kann es erforderlich sein, Information mit einer sehr kleinen Datenrate (von beispielsweise 1 MBits/s) zu übertragen, um eine geforderte Bitfehlerrate nicht zu überschreiten. Bei einer kleinen Bitrate kann aber wegen des Laserphasen-Rauschens der zeitliche Abstand des Syncbits für eine gute Phasensynchronisation zu groß werden. Das bedeutet, das erfindungsgemäße Verfahren könnte in der bisher beschriebenen Form nicht zur Anwendung kommen.

Aus diesem Grund wird das Verfahren für einen solchen Fall dahingehend modifiziert, daß zur Synchronisation keine ganzen Bits in bestimmten Zeitabständen, sondern von jedem Bit nur ein zeitlicher Teil verwendet wird. Das in Fig. 4 dargestellte und vorstehend beschriebene Prinzip bleibt hierbei jedoch erhalten. Entweder dreht nämlich der Empfänger selbst die Phase des Lokallasers für einen zur Rahmensynchronisation erforderlichen zeitlichen Prozentsatz eines jeden Bits um 90° (siehe Fig. 3B) oder der Sender gibt die Synchronisationsphase für diesen Zeitraum vor (Fig. 3C).

Ein derartiger zeitlicher Anteil der Bits entspricht im PSK- Homodyn-Empfänger mit Costas Loop genau dem Anteil der Lichtleistung, die in den Q-Zweig geleitet wird, also (l-k) (siehe Gleichung 3.3). Bei dieser speziellen Variante für kleine Bitraten ist im übrigen die Kanaldatenrate nicht höher als die zu übertragende Bitrate. Für hohe Bitraten ist diese Variante wegen der sehr kurzen Bitdauer nicht geeignet.

Ein optischer Überlagerungsempfänger, welcher die optische Referenzphase mit Hilfe des erfindungsgemäßen Synchronisationsverfahrens gewinnt, ist besonders für Anwendungen geeignet, wo es auf höchste Empfängerempfindlichkeit ankommt, also beispielsweise für Weitverkehrsverbindungen mit Hilfe von Glasfaser oder im Weltraum.

Aufgrund des geringen Aufwandes ist jedoch auch ein preiswertes Massenprodukt für den Verbraucherbereich herstellbar. Im Vergleich zu den FSK-Systemen, welche sich offensichtlich gerade für diesen Bereich durchsetzen, ist für ein PSK-System im Sender zwar zusätzlich noch ein externer optischer Phasenmodulator erforderlich, aber die Komplexität eines mit Syncbits arbeitenden Empfängers kann bei fast vierfacher Empfindlichkeit trotz einer Phasenregelung des Lokallasers geringer sein.

Claims (4)

1. Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem optischen PSK- Homodyn-Empfänger mit einem Lokaloszillator, dadurch gekennzeichnet, daß
ein Phasenfehlersignal, das für eine Phasensynchronisation des Lokaloszillators erforderlich ist, gewonnen wird, indem
jeweils nach n Bits für die Dauer eines Bits (eines Synchronisationsbits) die Phase des Lokaloszillators gegenüber der Normalphase um 90° gedreht wird und
zu diesem Zeitpunkt das durch die Überlagerung von empfangenem Licht und dem Licht des Lokaloszillators erhaltene Basisbandsignal abgetastet wird,
wobei die mit der Polarität des Synchronisationsbits multiplizierten und jeweils in einem Haltekreis gespeicherten Abtastwerte das Phasenfehlersignal bilden, das dann dem Lokaloszillator über Regler und Stellglied zur Phasenkorrektur zugeführt wird.

2. Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem optischen PSK- Homodyn-Empfänger mit einem Lokaloszillator, dadurch gekennzeichnet, daß
ein Phasenfehlersignal, das für eine Phasensynchronisation des Lokaloszillators erforderlich ist, gewonnen wird, indem
jeweils nach n Bits für die Dauer eines Bits (Synchronisationsbits) der Sender anstelle der Datenphasen (±90°) eine Referenzphase von 0° abgibt und
zu diesem Zeitpunkt im Empfänger das durch die Überlagerung von empfangenem Licht und dem Licht des Lokaloszillators erhaltene Basisbandsignal abgetastet wird,
wobei die in einem Haltekreis gespeicherten Abtastwerte das Phasenfehlersignal bilden, das dann dem Lokaloszillator über Regler und Stellglied zur Phasenkorrektur zugeführt wird.

3. Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem optischen PSK- Homodyn-Empfänger mit einem Lokaloszillator, dadurch gekennzeichnet, daß
ein Phasenfehlersignal, das für eine Phasensynchronisation des Lokaloszillators erforderlich ist, gewonnen wird, indem
am Ende eines jeden Bits für einen bestimmten Prozentsatz der Bitdauer die Phase des Lokaloszillators gegenüber der Normalphase um 90° gedreht wird und
zu diesem Zeitpunkt das durch die Überlagerung von empfangenem Licht und dem Licht des Lokaloszillators erhaltene Basisbandsignal abgetastet wird,
wobei die mit der Polarität des Synchronisationsbits multiplizierten und jeweils in einem Haltekreis gespeicherten Abtastwerte das Phasenfehlersignal bilden, das dann dem Lokaloszillator über Regler und Stellglied zur Phasenkorrektur zugeführt wird.

4. Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem optischen PSK- Homodyn-Empfänger mit einem Lokaloszillator, dadurch gekennzeichnet, daß
ein Phasenfehlersignal, das für eine Phasensynchronisation des Lokaloszillators erforderlich ist, gewonnen wird, indem
am Ende jeden Bits für einen bestimmten Prozentsatz der Bitdauer der Sender anstelle der Datenphasen (±90°) eine Referenzphase von 0° abgibt und
zu diesem Zeitpunkt das durch die Überlagerung von empfangenem Licht und dem Licht des Lokaloszillators erhaltene Basisbandsignal abgetastet wird,
wobei die in einem Haltekreis gespeicherten Abtastwerte das Phasenfehlersignal bilden, das dann dem Lokaloszillator über Regler und Stellglied zur Phasenkorrektur zugeführt wird.