DE19837408C1

DE19837408C1 - Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem optischen PSK-Homodyn-Empfänger

Info

Publication number: DE19837408C1
Application number: DE1998137408
Authority: DE
Inventors: Christoph Rapp
Original assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Current assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Priority date: 1998-08-18
Filing date: 1998-08-18
Publication date: 2000-01-05
Anticipated expiration: 2018-08-19

Abstract

Zur Trägerrückgewinnung in einem PSK-modulierte optische Signale eines optischen Senders nach einer Übertragung empfangenden optischen PSK-Homodyn-Empfänger wird eine Lokaloszillator-Schwingung erzeugt, die mit dem empfangenen optischen PSK-modulierten Signal zur Bildung eines im Basisband liegenden Detektionssignals gemischt und unter Verwendung eines Phasenfehlersignals mit dem Trägersignal des empfangenen optischen Signals phasensynchronisiert wird. Das Phasenfehlersignal wird aus periodischen Schwankungen eines im Sender erzeugten Modulationshubs des optischen PSK-Signals zurückgewonnen, indem bei vorhandenem Phasenfehler die durch die nichtlineare Eigenschaft des optischen PSK-Modulations- und Demodulationsvorgangs entstandenen Asymmetrien in der Einhüllenden des Detektionssignals und die daraus abgeleiteten Signale ausgewertet werden. Im Empfänger wird dann nur eine Demodulation der Inphase-Signalkomponente vorgenommen.

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem PSK(Phase Shift Keying)-modulierte optische Signale eines optischen Senders nach einer Übertragung empfangenden optischen PSK-Homodyn-Empfänger nach dem Oberbegriff des An spruchs 1.

In einem solchen optischen PSK-Homodyn-Empfänger ist ein phasenmoduliertes Signal mit der Schwingung eines Lokaloszillators zu überlagern und so direkt ins Basisband herunterzumischen. Die Phasenlage des Lokaloszillators muß dazu mit der Referenzphase der Emp fangslichtwelle übereinstimmen. Dies macht eine Phasenrege lung zwingend erforderlich. Hierzu ist aus dem empfangenen Signal ein geeignetes Fehlersignal zu gewinnen. Die hierfür in der optischen Nachrichtentechnik bisher verfügbaren Ver fahren weisen dabei gravierende Nachteile auf.

Eine Phasenregelung im homodynen Überlagerungsempfänger ist auch deshalb zwingend erforderlich, weil andernfalls Fre quenzdrift und Phasenrauschen der verwendeten Laser eine sinnvolle Detektion unmöglich machen würden. Für diese Pha senregelung stehen diverse im folgenden kurz dargestellte Verfahren zur Verfügung, die jedoch mit gewissen Nachteilen behaftet sind.

Ein weit verbreitetes Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs ist das sogenannte Costas Loop Verfahren, bekannt aus z. B. Leeb, "Coherent Optical Space Communications", in "Advanced Methods for Satellite and Deep Space Communicati ons", Lecture Notes in Control and Information Sciences 182, Springer 1992, dessen Funktionsweise anhand von Fig. 1 ver deutlicht wird. Die ankommende Welle wird in Inphase-(I) und Quadraturkomponente (Q) demoduliert; die Nutzanteile der bei den Zweige werden miteinander multipliziert und somit der Einfluß der Datenfolge eliminiert. So wird ein vom Phasenfeh ler abhängiges Signal proportional sin(Δϕ) erhalten, das als Führungsgröße für eine Regelung dienen kann.

Nachteilig für den Einsatz des Costas Loop Verfahrens in ei nem optischen Überlagerungssystem ist die Notwendigkeit einer Demodulation der Q-Komponente. Die Empfangslichtwelle muß da zu in zwei Zweige aufgeteilt werden. Damit kann das optimale Signal-Rausch-Verhältnis (S/N) nicht erreicht werden. Ein weiteres Problem ergibt sich aus der benötigten Phasenver schiebung der Lokaloszillatorwelle um 90° oder π/2. Entspre chende Hybride sind nur schwierig und sehr verlustbehaftet realisierbar.

Das Problem des 90°-Hybrids kann mit dem Syncbit-Verfahren umgangen werden (DE 41 10 138 C1 und M. Wittig "Large- Capacity Multimedia Satellite Systems", IEEE Communications Magazine, Juli 1997, S. 44 bis 49; siehe Fig. 2a und 2b). Hier wird für einen bestimmten Prozentsatz einer Bitdauer am Ende jedes Bits oder regelmäßig am Ende eines Blocks von Bits die Phasenlage des Sendelasers oder des Lokaloszillators um 90° gedreht. Somit kann, obwohl nur die I-Komponente demoduliert wird, anstelle eines Datenbits eine Phasenfehlerinformation proportional sin(Δϕ) durch Abtastung gewonnen werden. (Siehe Fig. 2b) Die Phasendrehung wird zumeist sendeseitig reali siert, da hier ohnehin ein Phasenmodulator vorhanden ist.

Nachteilig bei dem Syncbit-Verfahren ist die Bandbreitener weiterung, die durch das Einfügen der sogenannten Syncbits in den Datenstrom eintritt und zu einem schlechteren Signal- Rausch-Verhältnis führt, sowie die Tatsache, daß beim Neuauf bau einer Verbindung die Detektion der Syncbits bereits einen Datentakt benötigt, bevor überhaupt die Phase richtig akqui riert wurde. Zudem ist die erforderliche Taktratenumsetzung bei hochratigen Systemen schwer zu realisieren.

Wie in Fig. 3a und 3b dargestellt, ist als weitere Möglichkeit das Restträger- oder Pilottonverfahren zu nennen (siehe hier zu W. Leeb an der vorstehend angegebenen Fundstelle). Hier wird der Modulationshub m geringfügig vermindert. Dadurch wird konstant ein gewisser Trägeranteil mitübertragen, aller dings wird dadurch auch die Augenöffnung geringer. Gewonnen werden kann die Phasenfehlerinformation im Empfänger durch einfache Tiefpaßfilterung. Dies macht freilich eine Gleich strom-Kopplung notwendig, womit dieses Verfahren in prakti schen Realisierungen von hochratigen Systemen kaum zur Anwen dung kommen kann.

Ohne Gleichstrom-Kopplung kommt dagegen eine Variante des Restträgerverfahrens, das sogenannte "Switched Residual Car rier"-Verfahren, aus. (Siehe W. Glatt, M. Schreiblehner, Ch. Haider and W. Leeb: "Optical Homodyne system using a switched residual carrier for phase synchronisation", Electronics Let ters, Vol 32, Nr. 15, 1996.) Dieses Verfahren beruht darauf, daß die Polarität des Restträgers nach einer halben Bitdauer umgeschaltet wird. Für hochratige Realisierungen entstehen allerdings auch hier technologische Probleme. Eine Bandbrei tenerweiterung durch das schnelle Umschalten, eine Reduzie rung der Augenöffnung auch bei idealer Synchronisation und eine zwangsweise nicht ideale Filterung im nicht-linearen Sy stem beim Auftreten von Phasenfehlern führen zu Verlusten.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren für optische PSK Homodynempfänger zu schaffen, welches die Gewin nung eines Phasenfehlersignals erlaubt, ohne daß die verlustbehaftete Aufteilung des Empfangslichts wie im Co stas-Loop Empfänger notwendig ist, zusätzliche teuere und verlustbehaftete optische Komponenten, wie das optische 90°-Hybrid im Costas Loop Empfänger benötigt werden, eine Bandbreitenerweiterung und zusätzliche hochratige Digi tallogik mit Ratenumsetzung, wie im Syncbitverfahren sowie eine zusätzliche breitbandige Analogelektronik wie im "Switched Residual Carrier"-Verfahren erforderlich wären.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 durch die Merkmale in dessen kennzeichnendem Teil gelöst. Vorteilhafte Weiterbil dungen sind Gegenstand der auf den Anspruch 1 mittelbar oder unmittelbar rückbezogenen Ansprüche.

Vorteilhaft bei dem erfindungsgemäßen Verfahrens ist, daß nur die Inphase-Komponente demoduliert wird, und damit die Kom plexität, Verluste und Kosten des optischen Teils des Empfän gers minimiert werden.

Ferner ist der zusätzlich notwendige Anteil der Elektronik einfach auszuführen und es muß nur mit im Verhältnis zur Da tenrate geringen Bandbreiten gearbeitet werden. Auch benötigt das erfindungsgemäße Verfahren zur Messung des Phasenfehlers kein mit dem Datentakt synchrones Signal, was bei einem neuen Verbindungsaufbau während der Frequenzakquisition sehr vor teilhaft ist.

Obendrein ist der Nutzdatenkanal völlig transparent; d. h. das Datensignal wird ohne Veränderung und Hinzufügen zusätzlicher Daten vom Eingang eines Senders bis zum Ausgang eines Empfän gers übertragen. Dadurch kann das System auch sehr leicht an verschiedene Übertragungsraten angepaßt werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren bietet somit eine sehr einfa che Möglichkeit, gleichzeitig mit den Nutzdaten einen zusätz lichen niedrigratigen Datenkanal zu übertragen, welcher im Empfänger kombiniert mit der Phasenfehlerinformation zurück gewonnen wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausfüh rungsformen unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisiertes Blockschaltbild eines Costas- Loop-Empfängers;

Fig. 2a und 2b Phasenlagen von Datenbits und Syncbits, und zwar in Fig. 2a ohne einen Phasenfehler und in Fig. 2b mit einem Phasenfehler;

Fig. 3a und 3b Darstellungen von Phasenlagen im Restträger- oder Pilotton-Verfahren;

Fig. 4a und 4b Darstellungen der Phasenlage bei einem Verfah ren mit moduliertem Restträger, und zwar in Fig. 4a bei einem Datensignal mit aufmodulierten kleinen Hüllkurvenschwankungen und in Fig. 4b bei Auftreten eines Phasenfehlers;

Fig. 5 Darstellung von Ausschnitten aus modulierten Daten signalen bei Phasenfehlern von -0,2 rad bis +0,2 rad;

Fig. 6 eine Loop-S-Kurve für ein Fehlersignal δ_err bei Aus wertung der Einhüllenden bei der Frequenz f_m;

Fig. 7 eine der Kurvendarstellung in Fig. 6 entsprechende Loop-S-Kurve für das Fehlersignal δ_err bei Auswer tung der Einhüllenden bei der zweifachen Frequenz 2f_m;

Fig. 8 in Form eines Blockschaltbilds eine Ausführung ei ner Sendeanordnung zur Modulation des Phasenhubs;

Fig. 9 in Form eines Blockschaltbilds eine Ausführungsform einer Empfangsanordnung, und

Fig. 10 in Form eines Blockschaltbilds eine weitere Ausfüh rungsform einer Schaltungsanordnung mit einer kom binierten Subkanal- und Phasenfehlersignal-Auswer tung.

Wie Fig. 4a und 4b zu entnehmen ist, wird der Phasenhub m in der Darstellung

nicht konstant eingestellt, sondern er wird periodisch oder auch zufällig zwischen zwei Werten m ≦ 1 variiert. Dabei wird der maximale Wert m_max zweckmäßigerweise auf 1 eingestellt, die Wahl des minimalen Werts m_min stellt einen Kompromiß zwi schen Leistungsverlust für die Datendetektion und gutem Feh lersignal für die Phasenregelung dar.

Zunächst wird die periodische Variation des Modulationsindex betrachtet. Durch die Demodulation des empfangenen Lichts mit einem frequenz- und phasensynchronisierten Lokallaser ergibt sich ein Datensignal mit aufmodulierten kleinen Hüllkurven schwankungen (Siehe Bereich A in Fig. 4a).

Die Grundfrequenz der Hüllkurvenschwankungen entspricht wie der der Frequenz des periodisch variierten Modulationshubs. Tritt nun ein Phasenfehler auf, ergibt sich für die empfange ne Lichtwelle das Phasendiagramm nach Fig. 4b. Das detektierte Datensignal entspricht wieder der Projektion auf die Inphase- Achse.

Aufgrund der nichtlinearen Abbildung im Demodulationsvorgang ergeben sich nun in der Hüllkurve des detektierten Signals gut sichtbare Asymmetrien. Die 'obere' (positive) Hüllkurve des Datensignals enthält in diesem Beispiel eine deutlich ge ringere Amplitude der Grundwelle (C) vom zeitvarianten Modu lationshub als die 'untere' (negative) Hüllkurve (B). Bei ei nem negativen Phasenfehler dreht sich der Effekt entsprechend um.

Dieser Effekt ist in Fig. 5 ergänzend anhand verschiedener Au schnitte des zeitlichen Verlaufs des Datensignals gezeigt. Die Differenz der Amplituden der oberen und unteren Einhül lenden bzw. die Differenz der Leistung dieser beiden Grund wellen enthält eine Information über den Phasenfehler, welche für eine konventionelle Regelung verwendet werden kann. Für eine Auswertung dieser Information sind im Empfänger ledig lich zwei separate Hüllkurvendetektoren für die 'obere' und 'untere' Einhüllende sowie zwei sehr schmalbandige Bandpaß filter und entsprechende Amplituden- oder Leistungsdetektoren notwendig.

Analytische Beschreibung des erfindungsgemäßen Verfahrens:

Eine einfache Realisierungsvariante des erfindungsgemäßen Ver fahrens ist die sinusförmige Veränderung des Modulationshubs m(t) mit

m(t) = (1 - ε) + ε . sin(2πf_mt).

Im verallgemeinerten Fall muß nur ein periodischer Anteil bei einer bestimmten Frequenz f_m enthalten sein, welcher jedoch unabhängig von der Datenrate bei einer frei wählbaren und re lativ niedrigen Frequenz liegen kann.

Wie vorstehend ausgeführt, wird die informationstragende Pha se bei BPSK Modulation nun mit

beschrieben. Die Phase des Empfangslichts im kohärenten Homo dynempfänger mit variablem Modulationshub lautet dann mit Be rücksichtigung eines Phasenfehlers Δϕ_err:

wobei das normierte Datensignal a(t) entsprechend der Daten folge zwischen den Zuständen +1 und -1 umschaltet. Die Demo dulation des Inphaseanteils im Empfänger entspricht in der Darstellung von Fig. 4 einer Cosinus-Bildung der Phase ϕ_E(t).

Die 'obere' (positive) Einhüllende r₁(t) des Datensignals wird durch Einsetzen von a(t) = -1 und mit Berücksichtigung von

erhalten zu:

Die negative Einhüllende ergibt sich mit a(t) = 1 entsprechend zu

Durch trigonometrische Umformung ergibt sich:

Die Anwendung der Reihenentwicklungen

mit Hilfe der Besselfunktionen J_n der Ordnung n ergibt

und

Auswertung der Anteile bei f_m:

Die Anteile bei der Frequenz f_m, welche in r₁(t) und r₂(t) ent halten sind ergeben sich zu

und

Ein Fehlersignal δ_err in Abhängigkeit vom Phasenfehler Δϕ_err läßt sich nun durch Auswertung der Amplitudendifferenz

oder auch durch Auswertung der entsprechenden Differenz in der Leistung gewinnen.

Das Fehlersignal δ_err in Abhängigkeit vom Phasenfehler Δϕ_err die sogenannte Loop-S-Kurve, ist in Fig. 6 gezeigt. Der freie Parameter ε wurde hier zu 0.1 gewählt.

Auswertung der Anteile bei 2 . f_m:

Wie oben gezeigt, sind in den Einhüllenden auch Signale bei Mehrfachen der Frequenz f_m enthalten, welche zur Fehlersi gnalgewinnung ausgewertet werden können. Die durch Auswertung der Einhüllenden der Frequenzanteile beim Zweifachen der Fre quenz f_m entstandene Loop-S-Kennlinie ist in Fig. 7 wiederge geben.

Zur Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist ein Beispiel mit sinusförmiger Modulation des Phasenhubs anhand von Blockschaltbildern einer Sendeanordnung in Fig. 8 und ei ner Empfangsanordnung in Fig. 9 wiedergegeben.

In der Sendeanordnung der Fig. 8 ist einem Laser 10 ein elek tro-optischer Phasenmodulator 11 nachgeschaltet. Die Modula tion des Phasenhubs kann in der Sendeanordnung durch einen analogen Multiplizierer bzw., wie in Fig. 8 dargestellt, durch einen schnell regelbaren Verstärker 12 durchgeführt werden. Die sinusförmige Modulation m(t) des Phasenhubs ist dann

m(t) = (1 - ε) + ε sin(2πf_mt),

wobei mit ε der Modulationsgrad des Restträgers bezeichnet ist.

In der Empfangsanordnung wird das empfangene Signal über ei nen additiven optischen Mischer 13, Photodioden 14 sowie ei nen Frontend-Verstärker 15 geleitet, dem ein Empfangsfilter in Form eines Detektionsfilters 16 nachgeordnet ist.

In der Empfangsanordnung der Fig. 9 können die Hüllkurven schwankungen des Datensignals nach dem Empfangsfilter 16 aber auch schon nach dem bandbegrenzenden Frontend-Verstärker 15, was in Fig. 9 durch eine gestrichelte Linie angedeutet ist, mittels zweier einfacher Einweggleichrichter 17a und 17b aus gewertet werden. Durch eine anschließende sehr schmalbandige Bandpaßfilterung in Filtern 18a bzw. 18b um die bekannte Mit tenfrequenz f_m wird die gesuchte Schwingung extrahiert und das Rauschen unterdrückt. Hierbei können sehr schmalbandige Schwingkreise hoher Güte verwendet werden. Die anschließende Auswertung der Amplituden kann mit im Aufbau einfachen Ampli tuden- oder Leistungsdetektoren 19a und 19b durchgeführt wer den.

Anschließend wird durch Subtraktion der Ausgangssignale der beiden Amplituden- oder Leistungsdetektoren 19a und 19b in einem Subtrahierglied 20 der Phasenfehler gewonnen. Das Pha senfehlersignal wird über ein konventionelles PLL- Schleifenfilter 21 dem lokalen Laser (LO) 22 zugeführt, wel ches die Ansteuerung des Lasers (LO) übernimmt. Mit dem Aus gangssignal des lokalen Lasers 22 wird der additive optische Mischer 13 beaufschlagt.

Anstatt der vorstehend ausführlich beschriebenen periodischen Modulation des Phasenhubs kann bei dem erfindungsgemäßen Ver fahren auch eine nicht-periodische Modulation angewendet wer den. Eine derartige nicht-periodische Modulation kann dazu dienen, einen niedrigratigen Sub-Kanal zu übertragen.

Ein Sub-Kanal ist in den beschriebenen Systemen oft er wünscht, um niedrigratige Signalisierungs- und Betriebsdaten zwischen den optischen Terminals auszutauschen. Die Datenrate im Sub-Kanal kann in weiten Bereichen frei gewählt werden.

Die Datenrate sollte groß genug sein, um zu verhindern, daß eine automatische Verstärkungsregelung im Empfänger die er zeugten Amplitudenschwankungen ausregelt. Die Datenrate soll te allerdings auch nicht zu groß gewählt werden, um eine kleine Übertragungsbandbreite, und dadurch ein gutes Signal- Rauschverhältnis im Sub-Kanal zu erreichen.

Eine bevorzugte Ausführungsvariante mit integriertem Sub- Kanal wird nachstehend beschrieben:

In einer Sendeanordnung wird der Modulationshub m(t) mit dem Sub-Datenkanalsignal a_sub(t) moduliert:

m(t) = (1 - ε) + ε . a_sub(t),

wobei das Sub-Datenkanalsignal entsprechend

die Signalwerte +1 oder -1 annimmt. Hierbei sind mit a_k,sub das Datensymbol mit einem Wert +1 oder -1 im k-ten Intervall des Subkanals, und mit g(t - kT_sub) die üblicherweise rechteckförmi ge Grundimpulsform mit der Symboldauer T_sub bezeichnet. Die Modulation von m(t) kann analog der anhand von Fig. 8 be schriebenen Realisierung durchgeführt werden.

Eine Extraktion des Phasenfehlersignals und des Subkanal- Datensignals wird in einer in Fig. 10 dargestellten Empfangs anordnung durchgeführt. Die Empfangsanordnung in Fig. 10 un terscheidet sich von der in Fig. 9 dargestellten Schaltungsan ordnung dadurch, daß anstelle der schmalbandigen Filter 18a und 18b zur Detektion der Kennfrequenz nunmehr jeweils im pulsangepaßte Detektionsfilter in Form von Tiefpässen (Matched Filter) 23a und 23b für den Subkanal verwendet wer den.

Hierbei ergibt sich das Phasenfehlersignal wieder aus der Differenz des Betrags der Amplituden die an den Ausgängen der zwei Tiefpässen 23a und 23b anliegen. Das Subkanal-Datensignal wird durch eine Summierung der beiden an den Ausgängen der zwei Tiefpässen 23a und 23b anliegenden Signale in einem Sum mierglied 24 erhalten.

Ein in dieser Weise realisierter Subkanal ist völlig transpa rent und kann durch weitere externe Maßnahmen mit Hilfe be kannter Verfahren, beispielsweise durch Fehlerkorrektur zu sätzlich geschützt werden.

Claims

1. Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem PSK(Phase Shift Keying)-modulierte optische Signale eines optischen Senders nach einer Übertragung empfangenden optischen PSK-Homodyn- Empfänger, in dem eine Lokaloszillator-Schwingung erzeugt wird, die mit dem empfangenen optischen PSK-modulierten Si gnal zur Bildung eines im Basisband liegenden Detektions signals gemischt wird und die unter Verwendung eines Phasen fehlersignals mit dem Trägersignal des empfangenen optischen Signals phasensynchronisiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenfehlersignal durch periodische Veränderung ei nes im Sender erzeugten Modulationshubs des optischen PSK-Si gnals erzeugt wird, indem, bei vorhandenem Phasenfehler, die durch die nichtlineare Eigenschaft des optischen PSK-Modula tions- und Demodulationsvorgangs entstandenen Asymmetrien in der Einhüllenden des Detektionssignals und die daraus abge leiteten Signale ausgewertet werden und hierbei im Empfänger nur eine Demodulation der Inphase-Signalkomponente vorgenom men wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ver änderung des Modulationshubs im Sender mit einer frei wählbaren Kennfrequenz f_m, die kleiner als die Bitrate des Informations signals ist, vorgenommen wird, und daß der Modulationshub maxi mal ±π/2 (bzw. ±90°) beträgt und im Minimum auf einen etwas ge ringeren Wert, also auf ±(π/2) - δ, eingestellt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektion der asymmetrischen Einhüllenden über zwei Einweg gleichrichterzweige, der eine (17a) für die positive Einhül lende und der andere (17b) für die negative Einhüllende, vorge nommen wird, und daß die Amplituden oder Leistungen der in bei den Einweggleichrichterzweigen gebildeten Schwingungen mit der bekannten Kennfrequenz f_m inkohärent mittels sehr schmal bandiger Bandfilter (18a, 18b) und Amplituden- oder Leistungs detektoren (19a, 19b) detektiert werden und zur Fehlersignalge winnung in einem Subtrahierglied (20) voneinander subtrahiert werden.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektion der asymmetrischen Einhüllenden über zwei Ein weggleichrichterzweige, der eine (17a) für die positive Einhül lende und der andere (17b) für die negative Einhüllende, vorge nommen wird, und daß die Amplituden oder Leistungen der in bei den Einweggleichrichterzweigen enthaltenen Grundschwingung mit der bekannten Kennfrequenz f_m kohärent unter Anwendung der her kömmlichen Phase-Lock-Loop-Technik und kohärenter Demodulation detektiert und zur Fehlersignalgewinnung voneinander subtra hiert werden.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch eine entsprechende Empfänger-Hüllkurvenauswertung der durch die Bes selreihenentwicklung bei senderseitiger sinusförmiger Modulati on des Modulationshubs entstandenen Frequenzanteile bei Mehrfa chen der Kennfrequenz f_m in den entstehenden positiven und ne gativen Hüllkurvensignalen.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekenn zeichnet durch die periodische Veränderung des Modulationshubs mit variabler oder umschaltbarer Amplitude, so daß das System zur Übertragung durch Vergrößerung des Modulationshubs am Be ginn einer Übertragungsverbindung die Frequenz- und Phasen akquisition vereinfacht und nach erfolgter Akquisition und be stehender Übertragungsverbindung durch Verkleinerung des Modu lationshubs für den Informationsdatenempfang empfindlicher ge macht werden kann.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderung des Modulationshubs im Sender mit einem zufälligen niedrigratigen Datensignal erzwungen wird, um einen Subkanal zu übertragen, und der Modulationshub maximal ±π/2 (bzw. ±90°) beträgt und im Minimum auf einen etwas niedri geren Wert, nämlich auf ±(π/2 - δ) eingestellt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichent, daß die Detektion der asymmetrischen Einhüllenden mittels zweier Ein weggleichrichter (17a, 17b) für die positive und negative Ein hüllende durchgeführt wird, und die Amplituden des in den bei den Einweggleichrichterzweigen enthaltenen Signals jeweils mit tels an die Datenrate des Subkanals angepaßten Tiefpässen (23a, 23b) detektiert werden und zur kombinierten Fehlersignalgewin nung und Subkanal-Datensignalgewinnung additiv in einem Addier glied (24) und subtraktiv in einem Subtrahierglied (25) ausge wertet werden.