DE4102659A1 - Optisches multiplex-bussystem zur seriellen datenkommunikation - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein optisches Multiplex-Bussystem zur seriellen Daten­ kommunikation mit den im Oberbegriff des Anspruches 1 angegebenen Merk­ malen.

Multiplex-Bussysteme und ihre Vorteile gegenüber herkömmlichen Verdrah­ tungen sind allgemein bekannt. Solche Systeme dienen zur Übertragung von Daten und digital-kodierten Befehlen zwischen verschiedenen elektronischen Baugruppen und gegebenenfalls einer zentralen Rechnereinheit. Als Beispiel kann der Einsatz eines Multiplex-Systems in Kraftfahrzeugen genannt werden, wo etwa für den Motorbetrieb charakteristische Daten (Umdrehungszahl, Mo­ torlast etc.) über den Bus zu einer zentralen Rechen- und Steuereinheit ge­ langen können, die daraus wiederum Steuerbefehle für beispielsweise den Gangwechsel eines automatischen Getriebes herleiten kann, welche Steuer­ befehle über den Bus zum automatischen Getriebe gesendet werden können. Auch werden für die Steuerung von Komfort-Funktionen, wie etwa der Sitz- und Außenspiegelverstellung, der Innenraumbeleuchtung, des Türschlosses usw. Steuerbefehle verwendet, die über den Bus zu den entsprechenden Steuerbaugruppen für diese Einheiten gelangen können.

Die Art und Weise der bitweisen Adress-, Daten- und Befehlsübergabe auf dem Bus sowie die Zuteilung der Sendeberechtigung der einzelnen Baugrup­ pen regelt das sogenannte Bus-Protokoll. Als Information dazu wird auf fol­ gende Veröffentlichungen zu Bussystemen und -protokollen in einschlägigen Fachzeitschriften hingewiesen:

• - Sharad Gandhi, "CSMA/CD-Verfahren auch in industriellen Netzwerken", Elektronik 5/3. 3. 1989, S. 110-115;
• - Thomas Hill et al., "Mikrocomputer in Kfz-Anwendungen", Elektro­ nik 4/17. 2. 1989, S. 48-56;
• - Falk/Beil et al, "Eine bit-serielle Universal-Schnittstelle nicht nur für Kfz-Anwendungen", Elektronik 4/17. 2. 1989, S. 102-105;
• - Martin Litschel et al, "CAN-Chip übernimmt Datenaustausch im Kfz", Elektronik-Informationen Nr. 3-1988, S. 46-53.

Zusammenfassend unterscheidet jedes Bussystem zwischen den logischen Zuständen "null" und "eins" an den Sende/Empfangsleitungen TXD/RXD zugeordnet den beiden Buszuständen "dominant" und "recessive". Der Buszustand ergibt sich aus der logischen UND-Verknüpfung der Sender-Zu­ stände der angeschlossenen Sende/Empfangsteile der einzelnen, an den Bus angeschlossenen Baugruppen. Die Sende/Empfangsteile werden im folgenden kurz als "Transceiver" bezeichnet. Aus der logischen UND-Verknüpfung der Sender-Zustände hinsichtlich des Buszustandes folgt, daß ein Transceiver im "dominant"-Zustand genügt, um den Buszustand "null" zu erzwingen. Der Buszustand "eins" tritt also nur dann auf, wenn alle Transceiver 14 im "recessive"-Zustand sind.

Der serielle Datenstrom eines sendenden Transceivers wird nur dann unver­ fälscht auf den Bus übertragen, wenn die von ihm gesendeten, "recessive"-Bits nicht durch "dominant"-Bits eines anderen Transceivers überschrieben werden. Dies impliziert, daß im Normalfall immer nur ein Transceiver senden kann, während alle übrigen den seriellen Bus-Datenstrom empfangen (Halb-Duplex-Be­ trieb). Es muß also eine Zuteilung der Sendeberechtigung über das Bus-Pro­ tokoll so erfolgen, daß Kollisionen durch einen gleichzeitigen Sendezugriff verschiedener Transceiver auf den Bus vermieden werden. Dazu wird bei kolli­ sionsfreien Protokollen die Sendeberechtigung von Transceiver zu Transceiver zyklisch weitergereicht, wie es z. B. beim sogenannten "Token-Ring" der Fall ist.

Bei kollisionsfähigen Bussystemen wird allen Transceivern ein sofortiger Zugriff auf den Bus erlaubt, sobald ein laufender Sendevorgang abgeschlossen ist. Damit werden Kollisionen zunächst in Kauf genommen, wenn mehrere Transceiver gleichzeitig auf den Bus senden. Entsprechende Protokolle sind unter der Bezeichnung "CSMA-CD", "CAN", "ABUS" aus der obengenannten Literatur bekannt. Der Kollisionsfall wird anhand eines von jedem Transeiver zunächst gesendeten Identifizierungscodes behandelt, der jeder Nachricht eine individuelle Priorität zuteilt. Jeder Transceiver kann erkennen, ob seine Nach­ richt die höchste Priorität, d. h. ob er den kleinsten Identifizierungscode besitzt. Er tut dies, indem er während des Sendevorganges die seriellen Busdaten empfängt und beginnend bei den höherwertigen zu den niederwertigen "recessive"-Bits des eigenen Identifizierungscodes überprüft, ob seine "recessive"-Bits durch "dominant"-Bits eines oder mehrerer anderer Transceiver überschrieben worden sind. Ist dies der Fall, so hat er die soge­ nannte Arbitrierung verloren, da ein anderer Transceiver eine Nachricht höherer Priorität senden will und er beendet zunächst den Sendebetrieb. Voraussetzung für die Kollisionserkennung ist, daß der Transceiver bei gesendeten "recessive"-Bits sofort empfangsbereit ist, um das Überschreiben durch ein "dominant"-Bit eines anderen Transceivers auf den Bus erkennen zu können. Bei drahtgebundenen, also elektrischen Bussystemen ist dies problemlos mög­ lich, da Sender und Empfänger eines Transceivers nur über die Busleitung miteinander verbunden sind.

Bei optischen Bussystemen der eingangs genannten Art, wie sie beispielsweise aus US-PS 42 81 253 oder DE-OS 29 05 734 bekannt sind, ergeben sich Probleme, da in jedem Transceiver als Sende- und Empfangselement eine einzige Luminiszenz-Diode verwendet wird, die in Sperrichtung betrieben als opto-elektronisches Empfangselement und die in Durchgangsrichtung betrie­ ben als elektro-optisches Sendeelement fungiert. Wie oben bereits erwähnt, muß jeder Transceiver, der auf den Bus sendet, im Betrieb mit Kollisions­ zulassenden Protokollen erkennen können, ob ein nach dem Senden eines dominanten Bits - dies ist gleichbedeutend mit einem gesendeten Lichtimpuls auf den Bus - gesendetes recessives Bit - dies entspricht sozusagen Dunkelheit auf dem Bus, wobei der Zustand der Treiberschaltung und der Lu­ miniszenzdiode dem Empfangszustand des Transceivers entspricht - durch ein dominantes Bit eines anderen Transceivers überschrieben worden ist. Dazu muß innerhalb eines Bruchteils (z. B. 10%) der Bitzeit die Luminiszenz-Diode vom Betrieb in Durchlaßrichtung (= Sendebetrieb) in Sperrichtung (= Empfangsbetrieb) umgeladen werden. Der Umladestrom beträgt im allge­ meinen zunächst ein Vielfaches des Fotostromes der Luminiszenz-Diode und besitzt gleiche Polarität, damit liefert der Empfänger für die Zeit der Umladung unabhängig von einem tatsächlichen Empfangssignal an der Luminiszenz-Di­ ode am Empfangsausgang einen Pegel, der ein Empfangssignal anzeigt. Der Empfänger ist also während der Umladezeit nicht empfangsbereit (Empfänger-Tot­ zeit). Der Transceiver ist erst dann empfangsbereit, wenn der Umladestrom unter die Detektionsschwelle für den Fotostrom abgesunken ist, was praktisch bedeutet, daß die Luminiszenz-Diode von der Durchlaßspannung bis auf unter ein Millivolt auf den Sperrspannungs-Endwert umgeladen ist und dies bei einer Spannungsdifferenz zwischen Durchlaß- und Sperrspannung von mehreren Volt. Die Umladezeit ist von der Ladungsträgerlebensdauer und der Sperrka­ pazität der Luminiszenz-Diode sowie dem Umladestrom und dem Span­ nungshub abhängig. Die beiden erstgenannten physikalischen Größen sind Kenngrößen der Luminiszenz-Diode und damit hinsichtlich einer bestimmten Diodenart fest vorgegeben. Die die Umladezeit schaltungsseitig bestimmenden Größen, nämlich Spannungshub und insbesondere Umladestrom, werden we­ sentlich durch die Impedanz der Empfangs-Verstärkerschaltung bestimmt und durch deren Hochohmigkeit so stark begrenzt, daß die Umladezeit für die Lu­ miniszenz-Diode und damit die Empfänger-Totzeit so hoch sind, daß nur bei sehr langen Bit-Zeiten und damit verbunden sehr niedrigen Baud-Raten die Forderung erfüllt werden kann, daß die Empfänger-Totzeit auf etwa ein Zehntel der Bit-Zeit reduziert ist. Nur dann kann nämlich der Transceiver im Prinzip Protokolle unterstützen, die Kollisionen zulassen. Die damit erzielbaren Über­ tragungsgeschwindigkeiten sind aber im allgemeinen für CSMA-CD, CAN- und ABUS-Anwendungen uninteressant, wo Baud-Raten von mehreren 100 kbit/sec gefordert werden.

Zur Lösung der vorstehenden Probleme wird gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 vorgeschlagen, beim Umschalten der Leuchtdi­ oden-Treiberschaltung zwischen Sende- und Empfangsbetrieb die Eingangs-Im­ pedanz der Empfangs-Verstärkerschaltung zur schnellen Umladung der Lu­ miniszenz-Diode von einem hochohmigen auf einen niederohmigen Impe­ danzwert zu reduzieren. Durch dieses Beschaltungsprinzip ist es möglich, den Umladestrom zu vervielfachen und damit die Umladezeit für die Luminiszenz-Di­ ode und entsprechend die Empfänger-Totzeit bis in den Mikrosekun­ denbereich zu reduzieren, womit Baud-Raten im Bereich von einigen 100 kbit/sec erreichbar sind. Auch bei solchen Übertragungsgeschwindigkeiten ist durch die kurze Totzeit gewährleistet, daß bei einer Aufeinanderfolge von ge­ sendeten "dominant"- und "recessive"-Bits die Empfangs-Verstärkerschaltung so schnell empfangsbereit ist, daß sie überprüfen kann, ob das vom eigenen Transceiver gesendete "recessive"-Bit von einem "dominant"-Bit eines ande­ ren Transceivers überschrieben worden ist. Das optische Multiplex-Bussystem mit dem erfindungsgemäß weiter ausgestalteten Transceiver ist damit in der Lage, auch Kollisions-erlaubende Protokolle zu unterstützen.

In den Ansprüchen 2 bis 4 sind schaltungstechnische Ausgestaltungen des im Anspruch 1 niedergelegten Erfindungsgedankens gekennzeichnet. Diese Ausgestaltungen stellen eine schaltungstechnisch besonders einfache Reali­ sierung dar, mit deren Hilfe der Transceiver in Verbindung mit einem Einfach-Licht­ wellenleiter und einem passiven Sternkoppler den Aufbau eines preiswer­ ten optischen Bussystems erlaubt, das zu einem drahtgebundenen, elektrischen Bus bei Übertragungsraten bis zu mehreren 100 kbit/sec mit allen Vorteilen der Lichtwellenleitertechnik voll kompatibel ist. Dabei ist besonders hervorzuheben, daß durch die Fähigkeit des Transceivers zur Kollisionserkennung dieser für sogenannte Automotiv-Standard-Protokolle, wie CAN und ABUS tauglich ist.

Die Weiterbildung des Erfindungsgegenstandes gemäß Anspruch 2 nützt in vorteilhafter Weise die Tatsache aus, daß der Transimpedanzverstärker wäh­ rend des Umschaltens zwischen dem Sende- und Empfangsbetrieb der Lumi­ niszenz-Diode fast über die gesamte Umladezeit übersteuert ist und der Um­ ladestrom von dessen relativ hochohmigen Gegenkopplungswiderstand be­ stimmt ist. Es genügt also, während des Umladens diesen Gegenkopplungs­ widerstand über einen parallel dazu geschalteten, entsprechend schnellen Schalter kurzzuschließen, welcher Schalter über den TXD-Eingang des Transceivers steuerbar ist.

Zur Steuerung dieses Schalters ist zwischen den TXD-Eingang des Transcei­ vers und den Steueranschluß des Schalters ein Differenzierer geschaltet (Anspruch 3). Mit der ansteigenden Flanke des Steuerimpulses am TXD-Ein­ gang während des Übergangs vom Sende- in den Empfangsbetrieb wird ein positiver Nadelimpuls erzeugt, der den den Gegenkopplungswiderstand über­ brückenden Schalter schließt. Dabei ist es von Vorteil, wie in Anspruch 4 ge­ kennzeichnet ist, wenn die Zeitkonstante des Differenzierers gerade so groß dimensioniert wird, daß der Umladestrom abgeklungen, d. h. der Transimpe­ danzverstärker exakt auf seinen Ruhezustand eingeschwungen ist, wenn der Schalter wieder geöffnet wird. Ist die Zeitkonstante nämlich zu klein, so erzeugt der beim Öffnen des Schalter noch vorhandene Umladestrom über den Ge­ genkopplungswiderstand einen positiven Störimpuls.

Ein weiteres Problem bei der Konstruktion des Transceivers des optischen Multiplex-Bussystems stellt die Fixierung der Fotostrom-Detektionsschwelle des Empfängers bei der Übertragung von sogenannten NRZ(No Retourn to Zero)-Signalen dar. NRZ-Signale haben im Gegensatz zu beispielsweise um das Null-Potential symmetrischen, elektrischen Wechselspannungssignale keinen Nulldurchgang. Daraus und aus der Natur der Datenübertragung mittels Lichtimpulse ergeben sich folgende zu beachtende Gesichtspunkte:

• - NRZ-Signale enthalten einen datenabhängigen Gleichspannungsanteil, d. h. je mehr "dominant"-Bits in einem seriellen Bit-Paket gesendet wer­ den, desto größer ist dieser Gleichspannungsanteil.
• - Die einzelnen Daten-Pakete haben stark unterschiedlichen "dominant"-Pe­ gel, je nachdem, von welchem Transceiver des Bussystems sie ge­ sendet worden sind.
• - Das Bussystem muß gegen zeitlich konstante Störungen, wie Streulicht­ defekter, Dauerlichtsignal-sendender Transceiver, Dunkelstromdrift der Luminiszenz-Diode, Off-set-Drift des Empfangsverstärkers usw. immun sein.
• - Der Empfangsverstärker muß einen definierten "recessive"-Pegel an den RXD-Ausgang des Transceivers übergeben.
• - Der Arbeitspunkt des Empfangsverstärkers muß stabil sein.

Wegen des datenabhängigen Gleichspannungsanteils von NRZ-Signalen und deren unterschiedlich starken "dominant"-Pegel ist beispielsweise die kapazi­ tive Kopplung zwischen dem Transimpedanzverstärker und dem Videover­ stärker bei dem Transceiver gemäß US-PS 42 81 253 unbrauchbar, da die vorgenannten Effekte zu datenabhängigen Verschiebungen des Arbeitspunktes führen, die schwache Empfangssignale unterdrücken können.

Um die vorstehenden Nachteile zu vermeiden und die oben angegebenen Ge­ sichtspunkte zu beachten, ist gemäß Anspruch 5 eine Kompensationsschaltung vorgesehen, mittels derer der Ausgangspegel der Empfangs-Verstärkerschal­ tung bei fehlenden Sende-Lichtimpulsen auf dem optischen Bus, also bei­ spielsweise beim Senden von "recessive"-Bits auf einen festen Bezugspegel einregelbar ist.

In Anspruch 6 ist eine schaltungstechnische Ausgestaltung der Kompensa­ tionsschaltung angegeben. Hinsichtlich der Funktion und Vorteile dieser Aus­ gestaltung wird zur Vermeidung von Wiederholungen auf das entsprechende, einzige Ausführungsbeispiel verwiesen (Fig. 2, 3).

Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung sind der nachfol­ genden Beschreibung entnehmbar, in der ein Ausführungsbeispiel des Erfin­ dungsgegenstandes anhand der beiliegenden Figuren näher erläutert wird. Es zeigen:

Fig. 1 ein optisches Multiplex-Bussystem in schematischer Gesamtdarstel­ lung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Transceivers einer Baugruppe des Bussy­ stems, und

Fig. 3 einen Schaltplan eines solchen Transceivers.

In Fig. 1 ist ein optisches Multiplex-Bussystem mit vier Baugruppen 1, 2, 3, 4 gezeigt, die jeweils über einen Mikrocontroller µC₁, µC₂, µC₃ und µC₄ gesteuert werden. Jeder Mikrokontroller umfaßt neben einem Mikroprozessor mit u. a. anwendungsspezifischen Daten- und Befehlsein- und -ausgängen eine serielle Schnittstelle, über deren Empfangseingang RXD bzw. Sendeaus­ gang TXD die Verbindung zu jedem Transceiver hergestellt wird, die jeweils wiederum als Interface zum optischen Bus dienen. Jeder Transceiver 5, 6, 7, 8 der Baugruppen 1, 2, 3, 4 weist einen jeweils elektrischen RXD-Signalausgang bzw. TXD-Signaleingang 10 auf, die mit dem RXD-Eingang bzw. TXD-Aus­ gang des zugeordneten Mikrokontrollers verbunden sind. In den Mikrokontrollern ist softwaremäßig das bei dem Bussystem verwendete Bus-Pro­ tokoll implementiert, wodurch die Kommunikation zwischen den einzelnen Baugruppen 1, 2, 3, 4 nach festen Regeln abläuft.

Auf der "optischen Seite" eines jeden Transceivers 5, 6, 7, 8 ist jeweils ein Licht­ wellenleiter 11, 12, 13, 14 über einen üblichen Steckverbinder angekoppelt. Die entgegengesetzten Enden der Lichtwellenleiter 11, 12, 13, 14 sind durch einen Sternkoppler 15 gekoppelt, wodurch Lichtsignale von einer beliebigen Bau­ gruppe zu allen anderen Baugruppen gelangen können.

Bei den Lichtwellenleitern handelt es sich um kostengünstige Polymer-Licht­ wellenleiter mit einen Kern-Durchmesser von 0,98 mm und einer Dämpfung von typisch etwa 190 dB/km bei einer Lichtwellenlänge von 660 nm. Die Handhabung dieser Lichtwellenleiter ist sehr einfach, Steckverbinder dafür sind kostengünstig verfügbar.

In den Fig. 2 und 3 ist ein Prinzip-Schaltbild und ein Schaltplan einer der Transceiver 5, 6, 7, 8 dargestellt. Die Transceiver-Schaltung weist einen Eingang TXD auf, über den die zu sendenden Bit-Folgen in Form sich zeitlich ändern­ der, logischer Spannungspegel in die Schaltung eingespeist werden. Desglei­ chen ist ein Ausgang RXD vorhanden, über den die entsprechenden Emp­ fangssignale an den RXD-Eingang des mit dem Transceiver verbundenen Mi­ krokontrollers übergeben werden.

Mit dem Eingang TXD ist ein invertierender Schmitt-Trigger STT verbunden, dessen Ausgang anodenseitig die Luminiszenz-Diode DL nachgeschaltet ist. Diese steht in optischer Verbindung mit dem Ende des Lichtwellenleiters LWL (entspricht einem der Lichtwellenleiter 11, 12, 13, 14 gemäß Fig. 1), so daß einerseits von der Luminiszenz-Diode DL im Sendebetrieb erzeugte Lichtim­ pulse in den Lichtwellenleiter LWL eingestrahlt und andererseits Lichtimpulse aus dem Lichtwellenleiter LWL im Empfangsbetrieb von der Luminiszenz-Di­ ode DL detektiert und in einen entsprechenden Fotostrom umgewandelt werden können.

Die eingangsseitige Treiberschaltung für die Luminiszenz-Diode DL umfaßt neben dem Schmitt-Trigger STT weiterhin die spannungsgesteuerte Strom­ quelle UIQ, deren Steueranschluß mit der Anode der Luminiszenz-Diode DL verbunden ist. Weiterhin ist die Stromquelle UIQ in Reihe zwischen die Kathode der Luminiszenz-Diode DL und Masse geschaltet. Wie aus Fig. 3 deutlich wird, ist die spannungsgesteuerte Stromquelle UIQ durch einen Transistor T1 (Typ 2N2222) sowie die Widerstände R2, R3, R4 realisiert. Der Steueranschluß des Tranistors T1 ist mit dem als Spannungsteiler zwischen die Anode der Luminiszenz-Diode DL und Masse geschalteten Spannungsteilers R2, R3 verbunden, der Widerstand R4 liegt zwischen dem Emitter des Transistors T1 und Masse. Der Kollektoranschluß des Transistors T1 ist mit der Kathode der Luminiszenz-Diode DL verbunden. Bei letzterer handelt es sich im übrigen um eine Diode Typ FH 1011, die eine GaAIAs-Doppelheterostruktur aufweist und mit einer Lichtwellenlänge von 660 nm arbeitet.

Kathodenseitig schließt sich an die Luminiszenz-Diode DL die Empfangs-Ver­ stärkerschaltung bestehend aus dem Transimpedanzverstärker AT und den beiden Hauptverstärkern AH1, AH2 an. Der Ausgang des Hauptverstärkers AH2 ist über einen weiteren invertierenden Schmitt-Trigger STR mit dem Ausgang RXD des Transceivers verbunden. Wie aus Fig. 3 deutlich wird, sind die beiden Schmitt-Trigger STT, STR in einen Baustein, Typ 74 HC 14 integriert.

Unter Bezugnahme auf die gleiche Figur wird deutlich, daß die Verstärker AT, AH1 und AH2 aus Invertern IN1, IN2, IN3 aufgebaut sind, die in einen ge­ meinsamen Baustein 74 HCU 04 integriert sind. Zwischen dem Ausgang des Inverters IN1 und dem Eingang des Inverters IN2 ist der Widerstand R5 zwi­ schengeschaltet, desgleichen ist zwischen dem Ausgang des Inverters IN2 und dem Eingang des Inverters IN3 der Widerstand R7 zwischengeschaltet. Inver­ ter IN1 ist durch den Widerstand RG, Inverter IN2 durch den Widerstand R6 und IN3 durch den Widerstand R8 gegengekoppelt. Parallel zum Gegenkopp­ lungswiderstand RG des Inverters IN1 liegt der Halbleiter-Analogschalter SR, der - wie aus Fig. 3 deutlich wird - von einem CMOS-Schalter Typ 74 HC 4066 gebildet wird. Dieser Schalter hat im Gegensatz zu dem Wi­ derstandswert des Gegenkopplungswiderstands RG im KOhm- bis MOhm-Bereich einen Widerstand im Ein-Zustand von weniger als 100 Ohm. Der Steueranschluß des Schalters SR ist über einen Diffenzierer DF, gebildet aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1 mit dem Eingang TXD des Transceivers verbunden.

Die Kompensationsschaltung zur Einregelung des Ausgangspegels der Emp­ fänger-Verstärkerschaltung auf einen festen Bezugspegel besteht aus dem Spitzenwertgleichrichter GL und dem Regler AK. Der Spitzenwertgleichrich­ ter GL ist zwischen den Ausgang des Hauptverstärkers AH2 und den Ist-Re­ geleingang des Reglers AK geschaltet. Wie aus Fig. 3 deutlich wird, ist der Spitzenwertgleichrichter GL durch eine Diode D1 (Typ 1N4148), einen Widerstand R9 und den Kondensator C2 realisiert. Die Kathode der Diode D1 ist mit dem Ausgang des Hauptverstärkers AH2 verbunden. Deren Anode ist über den Kondensator C2 mit Masse sowie über den Widerstand R9 mit dem Abgriff zwischen den beiden Widerständen R10, R11 des Spannungsteilers R10, R11, R12 verbunden, der zwischen der Betriebsspan­ nung +5 V und Masse geschaltet ist. Der Spannungsabfall über dem Wider­ stand R12 dient zur Festlegung der Referenzspannung UR für den Regler AK, entsprechend ist der Abgriff zwischen den Widerständen R11, R12 über den Widerstand R13 des Reglers mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP1 (Typ TLC272) verbunden. Zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers OP1 und dessen invertierenden Eingang sind zur Gegenkopplung der Widerstand R14 und der Kondensator C3 geschaltet. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP1 ist mit der Anode der Diode D1 des Spitzenwertgleichrichters GL verbunden. Der Ausgang des Reglers AK ist über den Widerstand RK mit dem Eingang des Transimpedanzverstärkers AT verbunden.

Die Betriebsspannungsanschlüsse VDD der einzelnen erwähnten Bausteine sind jeweils mit der Betriebsspannung +5 V verbunden, die Masseanschlüsse VSS liegen logischerweise an Masse.

Die Funktion des Transceivers stellt sich wie folgt dar:
Im Sendebetrieb und zwar beim Senden von "dominant"-Bits liegt der TXD-Eingang des Transceivers auf dem log. "0"-Pegel, also auf "low"-Potential. Diese umgekehrte Logik rührt daher, daß bei elektrischen Bussystemen "dominant"-Bits durch ein Herunterziehen des Potentials der Busleitung auf 1 den "low"-Pegel definiert sind.

Der "low"-Pegel am TXD-Eingang führt dazu, daß der Ausgang des Schmitt- Triggers STT auf "high"-Potential geht und die spannungsgesteuerte Strom­ quelle UIQ damit eingeschaltet wird. Damit wird der Luminiszenz-Diode DL ein Strom in Durchlaßrichtung eingeprägt, wodurch ein Lichtimpuls gesendet und auf den Lichtwellenleiter LWL gegeben wird. Gleichzeitig wird damit das Ein­ gangspotential des Transimpedanzverstärkers AT unter das Bezugspotential UB gezogen, an seinem Ausgang und am Ausgang des Hauptverstärkers AH2 entsteht damit die maximale positive Ausgangsspannung. Diese wird über den invertierenden Schmitt-Trigger STR am Ausgang RXD zum log. "0"-Pegel transformiert. Am RXD-Ausgang erscheint also das vom Transceiver gesen­ dete "dominant"-Bit.

Wird nach einem "dominant"-Bit ein "recessive"-Bit gesendet, geht der Ein­ gang TXD vom log. "0"-Pegel auf den log. "1"-Pegel über. Am Ausgang des invertierenden Schmitt-Triggers STT liegt dann "low"-Potential, der Transi­ stor T1 der Stromquelle UIQ sperrt und folglich wird die Luminiszenz-Diode DL durch die Bezugsspannung in Sperrichtung vorgespannt und sie befindet sich im Empfangszustand. Wie schnell der Transceiver nach dem Übergang vom "dominant"-Zustand seines Einganges TXD zum "recessive"-Zustand emp­ fangsbereit ist, hängt davon ab, wie schnell es gelingt, die Luminiszenz-Di­ ode DL vom Durchlaßbetrieb in Sperrichtung umzuladen. Da der Umladestrom im allgemeinen zunächst ein Vielfaches des Fotostromes der Luminiszenz-Di­ ode DL beträgt und gleiche Polarität besitzt, liefert der Empfänger für die Zeit der Umladung unabhängig vom Empfangspegel den log. "0"-Pegel an RXD, den Pegel also, der auch bei Empfang eines "dominant"-Bits am Ausgang RXD auftritt. Die Umladezeit ist also eine Empfänger-Totzeit, während der nicht de­ tektiert werden kann, ob während des Sendens des "recessive"-Bits durch den Transceiver von einem anderen Transceiver des Bussystems ein "dominant"-Bit auf den Bus gesendet wurde und das eigene "recessive"-Bit damit über­ schrieben wurde. Die Umladezeit, die von der Ladungsträgerlebensdauer und der Sperrkapazität der Luminiszenz-Diode DL sowie dem Umladestrom und dem Spannungshub abhängig ist, muß also im Bereich von etwa 10% der Bit-Zeit liegen, damit der Transceiver erkennen kann, ob das eigene "recessive"-Bit durch ein "dominant"-Bit eines anderen Transceivers überschrieben wurde. Zur Reduzierung der Umladezeit, die wegen der Übersteuerung des Transim­ pedanzverstärkers AT während fast der gesamten Umladezeit von dessen rela­ tiv hochohmigen Gegenkopplungswiderstand RG bestimmt ist, wird dieser Gegenkopplungswiderstand RG über den dazu parallelen Schalter SR während des Übergangs von log. "0"-Pegel auf log. "1"-Pegel am Eingang TXD kurzge­ schlossen, indem über die ansteigende Flanke des Pegels am Eingang TXD über den Differenzierer DF ein Nadelimpuls erzeugt wird, der den Schalter SR schließt. Damit wird der Gegenkopplungswiderstand des Transimpedanzver­ stärkers AT und entsprechend der Umladestrom und die Umladezeit für die Luminiszenz-Diode DL um mehrere Größenordnungen reduziert. Die Zeitkon­ stante des Differenzierers DF wird gerade so groß dimensioniert, daß der Um­ ladestrom abgeklungen, d. h. der Transimpedanzverstärker AT exakt auf seinen Ruhezustand eingeschwungen ist, wenn der Schalter SR wieder öffnet. Ist die Zeitkonstante nämlich zu klein, so erzeugt der beim Öffnen des Schalters SR noch vorhandene Umladestrom über den Gegenkopplungswiderstand RG einen positiven Störimpuls. Da durch ihre kurze Umladezeit die Luminiszenz-Diode praktisch mit dem Senden des "recessive"-Bits - was tatsächlich dem Emp­ fangszustand der Luminiszenz-Diode DL entspricht - empfangsbereit ist, kann über die Empfangs-Verstärkerschaltung detektiert werden, ob währenddessen auf dem Lichtwellenleiter LWL ein "dominant"-Bit von einem anderen Transceiver gesendet wurde. Dies äußert sich in einem Fotostrom durch die Luminiszenz-Diode DL, der über den Empfangs-Verstärker zu einem "high"-Pe­ gel an seinem Ausgang und somit zu einem "low"-Pegel am Ausgang RXD des Transceivers führt. Derselbe Vorgang passiert, wenn während des Emp­ fangszustandes des Transceivers von der Luminiszenz-Diode DL ein "dominant"-Bit auf dem Bus detektiert wird.

Die beschriebene Kompensationsschaltung zeigt folgende Funktionsweise: Zum Ausgleich der eingangs genannten NRZ-Signal- und Störeffekte wird aus dem Ausgangssignal des Empfangs-Hauptverstärkers über den Spitzenwert­ gleichrichter GL der kleinste, d. h. der "recessive"-Pegel gewonnen, der unab­ hängig vom sendenden Transceiver ist und daher als Bezugspegel dient. Der Regler AK regelt diesen Wert auf die Referenzspannung UR ein, indem er über RK einen Strom in den Empfängereingang einprägt, der den "recessive"-Foto­ strom kompensiert. UR muß dazu unter der unteren Schwellspannung des in­ vertierenden Schmitt-Triggers STR liegen, so daß ohne Sendeimpulse der log. "1"-Pegel am Ausgang RXD liegt. Impulse von "dominant"-Bits, welche die obere Schwellspannung des Schmitt-Triggers STR überschreiten, erzeugen am RXD-Ausgang den log. "0"-Pegel. Die Zeitkonstante des Gleichrichters be­ stimmt, wie lange ein Lichtimpuls sein darf, damit er nicht als Dauerstörung durch die Kompensation auf den "recessive"-Ausgangspegel ausgeregelt wird. Der Regelkreis ist im Gleichgewicht, wenn die Spannung am Kondensator C2 im Spitzenwertgleichrichter GL konstant bleibt, d. h. der Ladestrom durch den Widerstand R9 durch den mittleren Entladestrom über die Diode D1 kompen­ siert wird. Der Ladestrom wird durch den hochohmigen Widerstand R9 und den relativ kleinen Spannungs-Offset am Widerstand R11 bestimmt. Steigt der "recessive"-Fotostrom beispielsweise durch ein von einem gestörten Transceiver herrührenden Dauerlichtsignal an, so steigt die Spannung am Kondensator C2 und damit auch der Kompensationsstrom durch den Wider­ stand RK an, bis der Gleichgewichtszustand wieder erreicht ist. Das Dauer­ lichtsignal wird somit unterdrückt und es können überlagerte "dominant"-Bits auf dem Lichtwellenleiter nach wie vor detektiert werden. Der Kondensator C3 im Regler AK filtert die Restwelligkeit aus, die durch die bitweise Entladung über die Diode D1 am Kondensator C2 entsteht.

Es ist auf einige weitere Schaltungsdetails hinzuweisen. So kommt die Schal­ tung mit einer Betriebsspannung von +5 V aus und ist somit für den Einsatz in Bordnetzen, beispielsweise in Kraftfahrzeugen, bestens geeignet. Die Be­ zugsspannung UB, wie sie in Fig. 2 eingezeichnet ist, ist nicht zugänglich. Sie wird als interne Bezugsspannung durch die Übertragungskennlinie der CMOS-In­ verter IN1, IN2, IN3 generiert und liegt etwa auf halber Betriebsspannung, d. h. auf ca. 2,5 Volt. Da die Inverter IN1, IN2, IN3 auf einem Chip integriert sind, weisen ihre internen Bezugsspannungen praktisch keine Offsets zueinander auf. Ungebufferte CMOS-Inverter eignen sich aus folgenden Gründen beson­ ders als Empfangsverstärker:

• - Hochohmiger Eingang,
• - große Bandbreite bei hoher Verstärkung,
• - keine Stabilitätsprobleme im gegengekoppelten Betrieb,
• - keine Sättigungseffekte bei Übersteuerung,
• - sie sind sechsfach mit praktisch gleichen Daten in einem integrierten Bau­ stein verfügbar.

Der Sender bestehend aus dem Schmitt-Trigger STT, der Luminiszenz-Di­ ode DL und der spannungsgesteuerten Stromquelle UIQ wurde so dimensio­ niert, daß im Sendebetrieb - also log. "0"-Pegel am TXD-Eingang - das Ein­ gangspotential des Transimpedanzverstärkers unter der Bezugsspannung UB liegt, damit am RXD-Ausgang ebenfalls log. "0"-Pegel entsteht. Wird der Wi­ derstand RK etwa so groß wie der Gegenkopplungswiderstand RG dimensio­ niert, kann die Dämpfung des Nutz-Empfangssignals durch den Widerstand RK vernachlässigt werden. Die Änderung des "recessive"-Pegels am Eingang des Schmitt-Triggers STR bezogen auf den Stör-Gleichstrom am Empfänger-Ein­ gang entspricht dem durch die Regelverstärkung des Reglers AK dividierten Widerstand RK.

Bezugszeichenliste

 1, 2, 3, 4 Baugruppe
 5, 6, 7, 8 Transceiver
 9 TXD-Eingang
10 RXD-Ausgang
11, 12, 13, 14 Lichtwellenleiter
15 Sternkoppler
µC₁ Mikrokontroller
µC₂ Mikrokontroller
µC₃ Mikrokontroller
µC₄ Mikrokontroller

Claims (7)

1. Optisches Multiplex-Bussystem zur seriellen Datenkommunikation zwischen Mikrokontroller-gesteuerten Baugruppen mit einem optischen Bus in Stern­ form, von dessen zentralen Sternkoppler (15) ausgehend je ein einfacher, bi­ direktionaler Lichtwellenleiter (11, 12, 13, 14) zum opto-elektronischen Sende/Empfangsteil (Transceiver 5, 6, 7, 8) einer jeden Baugruppe (1, 2, 3, 4) führt, wobei jedes Sende/Empfangsteil (Transceiver 5, 6, 7, 8) eine elektroni­ sche Schaltung mit folgenden Teilen aufweist:

• - Einer optisch mit dem jeweiligen Ende des Lichtwellenleiters (11, 12, 13, 14) in Verbindung stehenden Luminiszenz-Diode (DL), die in Sperrichtung be­ trieben als opto-elektronisches Empfangselement und die in Durchgangs­ richtung betrieben als elektro-optisches Sendeelement fungiert,
• - eingangsseitig (Eingang TXD) einer Luminiszenz-Dioden-Treiberschaltung zur Ansteuerung der Luminiszenz-Diode (DL) im Sendebetrieb und zu deren Umschalten zwischen Sende- und Empfangsbetrieb, wobei im Sendebetrieb beim Senden sogenannter "recessive"-Bits der Zustand der Treiberschaltung und der Luminiszenz-Diode (DL) dem Empfangszustand entspricht, und
• - ausgangsseitig (Ausgang RXD) einer Empfangs-Verstärkerschaltung, be­ stehend aus einem Transimpedanz- (AT) und nachgeschaltet einem Hauptverstärker (AH1, AH2) zum Verstärken und Aufbereiten von der Lu­ miniszenz-Diode (DL) detektierter, serieller Bus-Datensignale,

dadurch gekennzeichnet, daß beim Umschalten der Luminiszenz-Dioden-Treiberschaltung zwischen Sende- und Empfangsbetrieb die Eingangs-Impedanz der Empfängerver­ stärkerschaltung (Transimpedanzverstärker AT, Hauptverstärker AH1, AH2) zur schnellen Umladung der Luminiszenz-Diode (DL) von einem hochoh­ migen auf einen niederohmigen Impedanzwert reduziert ist.

2. Bussystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Gegenkopplungswiderstand eines Transimpedanzverstärkers (AT) der Empfangs-Verstärkerschaltung über einen parallel dazu geschalteten, schnellen Halbleiterschalter (SR) während des Umschaltens von Sende- auf Empfangsbetrieb der Luminiszenz-Diode (DL) kurzschließbar ist, welcher Schalter (SR) über den Eingang (TXD) des Sende/Empfangsteils (Transceiver 5, 6, 7, 8) steuerbar ist.

3. Bussystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung des Schalters (SR) zwischen den Eingang (TXD) des Sende/Empfangsteils (Transceiver 5, 6, 7, 8) und den Steueranschluß des Schalters (SR) ein Differenzierer (DF) geschaltet ist.

4. Bussystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante des Differenzierers (DF) der Einschwingzeit des Transimpedanzverstärkers (AT) auf seinen Ruhezustand entspricht.

5. Bussystem nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensationsschaltung vorgesehen ist, mittels derer der Aus­ gangspegel der Empfangs-Verstärkerschaltung (Transimpedanzverstärker AT, Hauptverstärker AH1, AH2) im "recessive"-Bus­ zustand auf einen festen Bezugspegel einregelbar ist.

6. Bussystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung einen mit dem Ausgang der Empfänger-Ver­ stärkerschaltung (Transimpedanzverstärker AT, Hauptverstär­ ker AH1, AH2) verbundenen, deren minimales Ausgangssignal selektieren­ den Spitzenwertgleichrichter GL, eine Referenzspannungsquelle (UR) sowie einen die Ausgangssignale des Spitzenwertgleichrichters (GL) und der Re­ ferenzspannungsquelle (UR) als Eingangssignale aufnehmenden Regler (AK) aufweist, dessen Ausgang über einen Widerstand (RK) mit dem Ein­ gang der Empfangs-Verstärkerschaltung (Transimpedanzverstärker AT, Hauptverstärker AH1, AH2) verbunden ist, so daß deren Ausgangssignal im "recessive"-Buszustand auf den Referenzspannungswert (UR) einregelbar ist.