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Diese Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltungsanordnung mit
einer ersten und zweiten Stufe in Kaskade, die erste Stufe verfügt über ein langes
Schwanzpaar erster und zweiter Transistoren desselben Konduktivitätstyps und erste und
zweite Widerstände, die die Ausgangselektroden der besagten ersten und zweiten
Transistoren jeweils mit einem ersten Spannungsreferenzpunkt verbinden, und die
zweite Stufe verfügt über eine Stromverstärkerschaltung und einen dritten Widerstand,
wobei das Ende der Ausgangselektrode des besagten ersten Widerstands über den
besagten dritten Widerstand und in dieser Reihenfolge über die Stromeingangsleitung
der besagten Stromverstärkerschaltung mit einem zweiten Spannungsreferenzpunkt, und
das Ende der Ausgangselektrode des besagten zweiten Widerstands über die
Stromausgangsleitung der besagten Stromverstärkerschaltung mit einen zweiten
Spannungsreferenzpunkt verbunden ist.
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Lange Transistorschwanzpaare werden oft in
Verstärkerschaltungsanordnungen verwendet, besonders wenn die Anordnungen die Form integrierter
Schaltungen haben. Individuelle Herstellungstechniken für integrierte Schaltungen
tendieren zur bevorzugten Herstellung von Transistoren eines bestimmten
Konduktivitätstyps anstelle von Transistoren des umgekehrten Kondiktivitätstyps, z.B.
weil die des bestimmten Konduktivitätstyps die Form sogenannter "vertikaler"
Transistorstrukturen ergeben, während die des umgekehrten Konduktivitätstyps die
Form sogenannter "lateraler" Transistoren ergeben. "Vertikale" Transistorstrukturen
tendieren zu höherer Leistung und höheren Grenzfrequenzen als "laterale"
Transistorstrukturen, mit dem Ergebnis, daß es bei vielen Anwendungen üblich ist, die
Verwendung "lateraler" Transistoren wenn möglich völlig zu vermeiden. Zuweilen
kommen jedoch andere Betrachtungsweisen ins Spiel, die dagegen angehen. Eine davon
ist die Anforderung bei einigen Anwendungen, daß das an der Spannungszufuhr der
Anordnung übergelagerte Rauschen am Ausgangssignal der Anordnung nicht oder
unbedeutend auftritt. Eine Verstärkeranordnung allgemeiner, in diesem ersten Abschnitt
beschriebenen Art ist von dem Patent US-A-4 710 728 bekannt. In diesem bekannten
Verstärker wird der (differentielle) Ausgang der ersten Stufe durch die Enden der
Ausgangselektrode der ersten und zweiten Widerstände gebildet. Natürlich sind die
auftretenden Signalspannungen an diesen Punkten, da sie jeweils zwischen den ersten
und zweiten Widerständen aufgebaut sind, relativ zu den ersten
Spannungsreferenzpunkten. Wenn also die besagte Signalspannung auf die Prüfelektrode
eines dritten Transistors der gemeinsamen Elektrode abgegeben wird, die mit dem
ersten Spannungsreferenzpunkt verbunden ist, wird am ersten Spannungsreferenzpunkt
auftretendes Rauschen keinerlei Auswirkung auf das zwischen der besagten
Prüfelektrode und der Spannungselektrode auftretende Signal haben. In der Praxis
würde dies jedoch bedeuten, daß außer wenn die Vorkehrung von z.B. mehr als zwei
Zufuhrspannungen toleriert werden könnte, der dritte Transistor vom Typ umgekehrter
Konduktivität zum besagten Typ gleicher Konduktivität sein müßte, der wie weiter oben
erwähnt oft nicht zufriedenstellend ist. Ein Ziel der Erfindung ist die Ermöglichung,
dieses Problem abzuschwächen.
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Laut der Erfindung weist die im ersten Absatz definierte
Verstärkerschaltungsanordnung die Merkmale auf, daß ein vierter Widerstand in Serie
zwischen dem Ende der Ausgangselektrode des zweiten Widerstands und der
Stromausgangsleitung der Stromverstärkerschaltung enthalten ist, daß das Ende der
Stromausgangsleitung des besagten vierten Widerstands einen Ausgang der zweiten
Stufe bildet und, daß die Widerstandswerte des ersten, zweiten, dritten und vierten
Widerstands und die Leistung des besagten Stromverstärkers so gewählt werden, daß bei
Betrieb die Spannung am Ausgang der zweiten Stufe grundlegend unabhängig von
Spannungsvariationen des ersten Spannungsreferenzpunktes in bezug auf die Spannung
des zweiten Spannungsreferenzpunktes ist.
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Ein im IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC-22 vom 2.
April 1987 auf den Seiten 181 bis 189 veröffentlichter Artikel Schriftstück von Carlos
A. Laber et al mit dem Titel Design Considerations for a High-Performance 3-µm
CMOS Analogue Standard-Cell Library enthüllt in der Abbildung 6a) auf der Seite 186
eine Schaltungskonfiguration, die der im ersten und vorhergehenden Absatz
beschriebenen gleicht.
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Inzwischen wird anerkannt, daß bei einer Anordnung der zweiten Stufe
mit einer Konfiguration wie dargelegt mit einer geeigneten Wahl der Widerstandswerte
und der Leistung des Stromverstärkers der Ausgang der ersten Stufe derart mit dem
Ausgang der zweiten Stufe verbunden werden kann, daß am ersten
Spannungsreferenzpunkt auftretendes Rauschen in bezug auf den zweiten
Spannungsreferenzpunkt kleine oder keine Auswirkung auf das am Ausgang der zweiten
Stufe auftretende Signal in bezug auf den zweiten Spannungsreferenzpunkt hat. Wenn
das Spannungsvorzeichen zwischen den ersten und zweiten Spannungsreferenzpunkten
richtig gewählt wird, kann das Ausgangssignal der zweiten Stufe (die selbst Transistoren
des besagten gleichen Konduktivitättyps aufweisen kann) wiederum z.B. der
Prüfelektrode eines weiteren Transistors besagten gleichen Konduktivitätstyps zugeführt
werden, deren gemeinsame Elektrode mit dem zweiten Spannungsreferenzpunkt
verbunden ist (an den zur Vereinfachung der "Schwanz" des langen Schwanzpaars
angeschlossen werden kann).
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Die Ausdrücke "Prüfelektrode", "Ausgangselektrode" und "gemeinsame
Elektrode" sind hier jeweils als "Basiselektrode", Kollektorelektrode" und
"Emitterelektrode" zu verstehen, wenn der betreffende Transistor ein bipolarer
Transistor ist, und jeweils als "Gate-Elektrode", "Drain-Elektrode" und "Source-
Elektrode" zu verstehen, wenn der betreffende Transistor ein Feldeffekttransistor ist.
Die Leistung G der Stromverstärkungsstufe kann natürlich geringer, gleich oder größer
als die Einheit sein.
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Die zweite Stufe kann einen dritten und vierten Transistor des besagten
gleichen Konduktivitätstyps aufweisen, wobei die Ausgangselektroden der besagten
dritten und vierten Transistoren an den ersten Spannungsreferenzpunkt angeschlossen
werden und die Leitungen der Prüfelektrode/gemeinsamen Elektrode des besagten
dritten und vierten Transistors zwischen dem Ende der Ausgangselektrode des besagten
ersten Widerstands und des besagten dritten und jeweils zwischen dem Ende der
besagten Ausgangselektrode des besagten zweiten Widerstands und des besagten dritten
Widerstands eingefügt sind. Andererseits können, wenn die Werte des dritten und
vierten Widerstands in bezug auf die Werte des ersten und zweiten Widerstands hoch
sind, der dritte und der vierte Widerstand jeweils direkt an den ersten und zweiten
Widerstand angeschlossen werden.
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Es folgen Beschreibungen von Ausführungsformen der Erfindung anhand
von Beispielen mit Bezug auf den beigefügten Schaltplan, die einzige Abbildung stellt
den Schaltplan einer bestimmten Ausführungsform dar.
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In dem Plan enthält eine Verstärkerschaltungsanordnung eine erste und
zweite Stufe 1 und 2 in Kaskade. Die erste Stufe 1 enthält ein langes Schwanzpaar
NPN-Transistoren 3 und 4, deren Kollektorelektroden über jeweils den ersten und
zweiten Widerstand 6 und 7 an den ersten Spannungsreferenzpunkt 5 angeschlossen
sind. Die verbundenen Emitter der Transistoren 3 und 4 werden über eine Stromquelle
9 an einen zweiten Spannungsreferenzpunkt 8 angeschlossen. Die zweite Stufe 2 enthält
eine Stromverstärkerschaltung 10 in der Form einer sogenannten Stromspiegelschaltung.
Die Schaltung 10 enthält ein Paar NPN-Transistoren 11 und 12, deren Emitter
verbunden und an Punkt 8 angeschlossen sind. Die Basen dieser Transistoren sind
ebenfalls verbunden und an den Kollektor von Transistor 11 angeschlossen. Die
Stromzufuhrleitung von Schaltung 10 verläuft vom Kollektor/der Basis von Transistor
11 zu Punkt 8, und die Stromausgangsleitung wiederum vom Kollektor des Transistors
12 zu Punkt 8. Das Kollektorende von Widerstand 6 ist über den Weg Basis-Emitter
eines NPN-Transistors 13 und einen dritten Widerstand 14 in dieser Reihenfolge an den
Kollektor/die Basis von Transistor 11 angeschlossen, und das Kollektorende von
Widerstand 7 ist über den Weg Basis-Emitter eines Transistors 15 und einen vierten
Widerstand 16 in dieser Reihenfolge an den Kollektor von Transistor 12 angeschlossen.
Die Kollektoren der Transistoren 13 und 15 sind an Punkt 8 angeschlossen. Der
gemeinsame Punkt von Widerstand 16 und dem Kollektor von Widerstand 12 bildet den
Ausgang 17 von Stufe 2 und kann falls gewünscht wie gestrichelt dargestellt an die
Basis eines weiteren NPN-Transistors 18 angeschlossen werden. Die Widerstandswerte
R&sub6;, R&sub7;, R&sub1;&sub4; und R&sub1;&sub6; der jeweiligen Widerstände 6, 7, 14 und 16 werden zusammen mit
der Stromleistung G des Verstärkers 10 in Verbindung mit den Stromleistungen B&sub1;&sub3; und
B&sub1;&sub5; der jeweiligen Transistoren 13 und 15 so gewählt, daß die Gleichung
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R&sub7;G(1+B&sub1;&sub3;)/(1+B&sub1;&sub5;). + R&sub1;&sub6;G(1+B&sub1;&sub3;) = R&sub6; + R&sub1;&sub4;(1+B&sub1;&sub3;)
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grundlegend respektiert wird. Die Gründe dafür werden weiter unten ersichtlich.
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Bei Betrieb wird eine positive Spannungszufuhr auf Punkt 5' in bezug auf
Punkt 8 und ein Eingangssignal zwischen den Basen der Transistoren 3 und 4 (jeweils
Punkte 19 und 20) abgegeben. Die entstehenden, an den Kollektoren der Transistoren 3
und 4 auftretenden differentiellen Signalspannungen werden über den Emitter des
Folgetransistors 13 und den Widerstand 14 der Stromeingangsleitung des Verstärkers 10
und jeweils über den Emitter des Folgetransistors 15 und den Widerstand 16 dem
gemeinsamen Punkt der Stromausgangsleitung des Verstärkers 10 und dem Ausgangspol
17 zugeführt. Das auftretende, in die Eingangsleitung des Verstärkers 10 fließende
Stromsignal entspricht wie bekannt G mal diesem in die Ausgangsleitung des
Verstärkers 10 fließenden Stromsignal. Das Gesamtergebnis ist daher, daß das
Ausgangssignal von Stufe 1 erfolgreich mit dem Ausgang 17 von Stufe 2 verbunden
wird.
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Wenn sich die Spannung an Punkt 5 relativ zu der an Punkt 8
unterscheiden sollte, wird der Basisstrom von Transistor 13 einen Unterschied i
aufweisen. Dies wird zu einer Änderung um i(1+B&sub1;&sub3;) im Emitterstrom des Transistors
13 führen und folglich im Strom durch Widerstand 14 und der Eingangsstromleitung
von Verstärker 10. Somit entsteht ein Wechsel von Gi(1+B&sub1;&sub3;) im Ausgangsstrom von
Verstärker 10 und folglich im Emitterstrom von Transistor 15 und dem Strom durch
Widerstand 16. Der sich ergebende Wechsel im Basisstrom des Transistors 15 ist daher
Gi(1+B&sub1;&sub3;)/(1+B&sub1;&sub5;). Die Spannungsänderung am Ausgangspol 17 in bezug auf Punkt 5
ist daher R&sub7;Gi(1+B&sub1;&sub3;)/(1+B&sub1;&sub5;) + R&sub1;&sub6;Gi(1+B&sub1;&sub3;). Die Spannungsänderung v jedoch an
Punkt 5 in bezug auf die an Punkt 8 wird mit v = R&sub6;i + R&sub1;&sub4;i(1+B&sub1;&sub3;) erhalten. Wie
bereits erwähnt wurden R&sub6;, R&sub7;, R&sub1;&sub4;, R&sub1;&sub6; und G in bezug auf B&sub1;&sub3; und B&sub1;&sub5; gewählt, und
somit die Gleichung
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R&sub7;G(1+B&sub1;&sub3;)/(1+B&sub1;&sub5;) + R&sub1;&sub6;G(1+B&sub1;&sub3;) = R&sub6; + R&sub1;&sub4;(1+B&sub1;&sub3;)
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grundlegend respektiert; in der Praxis kann ein Fehler von z.B. 5% auftreten, z.B.
aufgrund unvermeidlicher Toleranzen bei den mit integrierten Schaltungstechniken
hergestellten Schaltungselementen. Somit ist die Spannungsänderung selbst am
Ausgangspol 17 in bezug auf Punkt 5 grundlegend gleich v. Anders gesagt ist die
Spannungsänderung am Ausgangspol 17 in bezug auf Punkt 8 grundlegend Null, wie
erforderlich.
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Die Emitter-Folgetransistoren 13 und 15, die tatsächlich
Spannungssignalquellen der internen, jeweils zwischen die Enden der Widerstände 14
und 16 und Punkt 5 angeschlossenen Widerstände R&sub6;/(1+B&sub1;&sub3;) und R&sub7;/(1+B&sub1;&sub5;) bilden,
sind grundsätzlich vorgesehen, um die am Ausgang der Stufe 1 durch den Eingang der
Stufe 2 vorgegebene Ladung zu vermindern. Wenn die Werte der Widerstände 14 und
16 in bezug auf die Werte der jeweiligen Widerstände 6 und 7 hoch sind, können diese
Emitter-Nachfolger weggelassen werden, der Widerstand 14 wird dann direkt an das
Kollektorende von Widerstand 6, und der Widerstand 16 direkt an das Kollektorende
von Widerstand 7 angeschlossen, so daß die Widerstände 6 und 7 jetzt selbst effektiv
die Signalspannungsquellen der jeweils zwischen den Enden der Widerstände 14 und 16
und dem Punkt 5 angeschlossenen internen Widerstände R&sub6; und R&sub7; bilden, wenn sie von
dem langen Schwanzpaar Transistoren getrieben werden. Wenn dies erfolgt ist das
Ergebnis gleich dem weiter oben angeführten Ausdruck B&sub1;&sub3; = B&sub1;&sub5; = 0, was folglich
eine Verminderung bewirkt von
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G(R&sub7;+R&sub1;&sub6;) = R&sub6; + R&sub1;&sub4;.
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Falls gewünscht können jeweilige Kondensatoren, möglicherweise in Serie
mit den jeweiligen Widerständen, quer zu jedem der Widerstande 14 und 16 verlaufend
vorgesehen werden, um die Frequenzsensibilität der Schaltung zu verbessern. Bei ihrer
Vorkehrung sollte das Verhältnis zwischen ihren Impedanzen gleich dem Verhältnis
zwischen den entsprechenden Widerständen 14 und 16 gewählt werden.
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Die NPN-Transistoren in den beschriebenen Schaltungen können
zweifellos durch PNP-Transistoren ersetzt werden, wenn das Vorzeichen der zwischen
den Punkten 5 und 8 zugeführten Zufuhrspannung umgekehrt wird. Eine andere
Möglichkeit ist ihr Austausch durch N-Kanal-Feldeffekttransistoren (oder P-Kanal-
Feldeffekttransistoren, wenn das Vorzeichen der Zufuhrspannung umgekehrt wird),
deren Gates, Drains und Sourcen den jeweiligen Basen, Kollektoren und Emittern der
beschriebenen bipolaren Transistoren entsprechen. Der einfache, für den Verstärker 10
gezeigte Stromspiegelaufbau kann selbstverständlich durch eine andere Art
Stromverstärkerschaltung ersetzt werden, z.B. durch eine der zahlreichen anderen
Stromspiegelschaltungen, die Personen mit diesbezüglichen Fachkenntnissen wohl
bekannt sind.
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Bei der Einsicht der vorliegenden Enthüllung werden Personen mit
Fachkenntnissen andere Änderungen erkennen. Diese Änderungen können andere
Merkmale einbeziehen, deren Pläne, Herstellung und Verwendung in
Schaltungsanordnungen bereits bekannt sind und die anstelle oder zusätzlich zu den hier
bereits beschriebenen Merkmalen verwendet werden können.