DE3828398C2

DE3828398C2 - Doppler-Meßgerät

Info

Publication number: DE3828398C2
Application number: DE3828398A
Authority: DE
Inventors: Toshio Ogawa; Hisashi Nishiyama; Kageyoshi Katakura; Shizuo Ishikawa
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1987-09-24
Filing date: 1988-08-20
Publication date: 1996-05-15
Anticipated expiration: 2008-08-21
Also published as: JPS6480351A; US4884448A; JP2640657B2; DE3828398A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Doppler-Meßgerät, d. h. eine Vorrichtung zur Erfassung der Geschwindigkeit eines Objekts unter Verwendung insbesondere von Ultraschallwellen, und insbesondere eine Vorrichtung für die Messung der Blut-Strömungsgeschwindigkeit in einem lebenden Körper in Echtzeit.

Es sind verschiedenartige Vorrichtungen zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit eines Objekts unter Anwendung des Doppler-Effekts von akustischen Wellen bekannt. Mit einer Vorrichtung, in der das Impuls-Doppler-Verfahren Anwendung findet, bei dem die Phasendifferenz erfaßt wird, ist es insbesondere möglich, die Geschwindigkeit von jeweiligen Teilen über die gesamte Meßtiefe in Echtzeit zu messen, indem Sendeimpulse in Form von Stößen oder Bündeln gesendet werden, und die Phasendifferenz von empfangenen Signalen für jedes Intervall der Sendeimpulse gemessen wird. Eine derartige Vorrichtung ist beispielsweise in dem Artikel von M. Brandestini "Application of the phase detection principle in a transcutaneous velocity profile meter", Proc. of the Second European Congress on Ultrasonics in Medicine, Seite 144, 1975, beschrieben.

Entsprechend dem oben beschriebenen Impuls-Doppler-Verfahren ist die höchste meßbare Doppler-Frequenzverschiebung F_d = 1/2 T, wenn die Wiederholperiode der gesendeten Welle mit T bezeichnet wird. Wenn die Ausbreitungsgeschwindigkeit der akustischen Welle (Schallgeschwindigkeit) mit C bezeichnet wird, beträgt die meßbare Tiefe D andererseits TC/2. Das Produkt aus F_d und D ist folglich konstant und gleich C/4, und die meßbare Geschwindigkeit oder die meßbare Tiefe sind beschränkt. Ein Verfahren, um die höchste meßbare Doppler-Frequenzverschiebung (Frequenzhub) F_d zu erhöhen, ist in der am 22. Januar 1987 eingereichten und am 6. August 1987 offengelegten Patentanmeldung DE 37 01 786.1 beschrieben. In dieser Patentanmeldung wird vorgeschlagen, daß die Sendeimpuls-Intervalle ungleich gemacht werden, beispielsweise T-T_s und T+T_s, und daß die Doppler-Verschiebung (ω_d) nach folgender Formel berechnet wird:

ω_d = (Differenz zwischen Phasendifferenzen)/2 T_s,

wobei T_s ≠ 0.

Nach diesem Verfahren ist es möglich, die höchste meßbare Doppler- Frequenzverschiebung zu erhöhen, indem T_s verringert wird. Dieses Verfahren hat andererseits jedoch auch Nachteile, wie eine Verschlechterung des Signal/Rausch-Verhältnisses (S/N-Verhältnis), eine Komplizierung der Struktur von sogenannten MTI-Filtern (Moving Target Indicator Filter/Zielanzeige- Filter für bewegte Ziele) und ähnliches. Was das erste oben genannte Problem anlangt, so steigt die Rauschkomponente umgekehrt proportional zu α, wenn mit α das Verhältnis der ungleichen Zeitintervalle 2 T_s/T bezeichnet wird. Was das zweite oben genannte Problem betrifft, so treten in dem vorher beschriebenen Fall, in dem zwei ungleiche Intervalle Anwendung finden, d. h. T-T_s und T+T_s, sogenannte Blindgeschwindigkeiten bei n/(2T+T_s) (n=1, 2 . . .) auf, deren Meßwerte Null betragen, obwohl sich das Objekt tatsächlich in Bewegung befindet. Um dieses Problem zu lösen, ist es notwendig, mehr als zwei verschiedene Impulsintervalle zu verwenden, wie z. B. T-T_s, T und T+Ts, was die Struktur der MTI-Filter kompliziert.

Es wird auch auf folgenden Artikel verwiesen: "BLOOD FLOW IMAGING USING A DISCRETE-TIME FREQUENCY METER" von M. A. Brandestini et al., 1978, Ultrasonics Symposium Proceedings, IEEE Cat. # 78 CH 1344-1SU.

Die DE 37 01 786 A1 beschreibt ein Ultraschall-Doppler-Meßgerät, das dem Oberbegriff des Anspruchs 1 entspricht. Diese Anordnung weist jedoch den Nachteil auf, daß der Rauschabstand sehr ungünstig ist und außerdem bestimmte Geschwindigkeiten (Blindgeschwindigkeiten, siehe oben) nicht gemessen werden können. Außerdem ergbt die zweite Differenzbildung nur dann das richtige Ergebnis, wenn die Dopplerfrequenz konstant ist, d. h. daß sich das zu untersuchende Objet gleichförmig bewegt, ohne beschleunigt oder gebremst zu werden. Dies ist in der Praxis eine unrealistische Annahme.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Doppler-Meßgerät auszugeben, das es gestattet, selbst tiefe (d. h. vom Meßkopf relativ weit entfernte) Bereiche mit hohem Rauschabstand und auch bei sich ändernden Geschwindigkeiten zu messen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Doppler- Meßgerät gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Bei der bekannten Vorrichtung resultiert der geringe Rauschabstand aus den beiden hintereinandergeschalteten Subtraktionsstufen. Dabei wird das Rauschen verdoppelt, während gleichzeitig der Signalpegel durch die Substraktion kleiner wird.

Das erfindungsgemäße Gerät arbeitet mit zwei Subtraktionsstufen und einer Integrierstufe. Nimmt man beispielsweise an, daß die beiden von dem Integrator addierten Signale gleich sind, so erhält man ein Signal mit doppeltem Pegel und einem insgesamt um den Faktor von nur erhöhten Rauschen.

Die Blindgeschwindigkeiten werden bei der vorliegenden Erfindung dadurch vermieden, daß die Ultraschallimpulse in konstanten Zeitintervallen t ausgesendet werden. In der ersten Phasendifferenz ΔΘ=ω_dT tritt daher T_S nicht mehr auf. Durch einen weiteren Differenzbildungsvorgang wird die zeitliche Änderung Δω_d der Dopplerfrequenz bestimmt. Das dabei gebildete Signal weist die Phase ΔΔΘ=Δω_dT auf. Diese Phase überschreitet nur in sehr seltenen Fällen den Bereich von 360°, da insbesondere bei Objekten, die nur schwach beschleunigt werden, die Änderung der Dopplerfrequenz wesentlich kleiner ist als ihr Wert selbst. Die exakte Dopplerfrequenz wird dann jeweils durch Aufsummieren der Differenzen bzw. Änderung Δω_d gewonnen, nachdem zu Beginn einmal ein Anfangswert bestimmt worden ist.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen zeigen

Fig. 1 und 2 Diagramme zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung;

Fig. 3 ein Blockdiagramm, in dem ein Teil des erfindungsgemäßen Ultraschall-Doppler-Meßgeräts dargestellt ist;

Fig. 4A und 4B Diagramme zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung;

Fig. 5 ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 6A, 6B; 7A, 7B, 7C, 7D; 8A, 8B und 8C weitere Diagramme zur Erläuterung der Erfindung; und

Fig. 9 ein Diagramm zur Erläuterung einer alternativen Form eines Teils des Doppler-Meßgeräts nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Im folgenden wird das Prinzip der Erfindung unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 3 erläutert. Fig. 1 zeigt die Beziehung zwischen übertragenen Impulsen (Sendeimpulse) und empfangenen Signalen (Empfangssignale); in Fig. 2 sind in Polarkoordinaten die Vektoren entsprechend den empfangenen Signalen dargestellt; und in Fig. 3 ist ein bevorzugtes Beispiel des Schaltungsaufbaus für die Bestimmung von Vektoren von empfangenen Signalen dargestellt.

Sendeimpulse werden aufeinanderfolgend mit einem vorgegebenen konstanten Zeitintervall erzeugt. Eine Welle eines Sendeimpulses, die durch ein zu messendes Objekt reflektiert und mit einer Sonde 6 empfangen wird, wird durch einen Hochfrequenz-Verstärker 7 über eine schaltende Sende/Empfang-Schaltung 5 (S/E) verstärkt und als ein empfangenes Signal (Empfangssignal) ausgegeben (Fig. 3). Das erste empfangene Signal hat die Phase Θ₁; das zweite Θ₂; das dritte Θ₃; das vierte Θ₄ usw. Die Werte ΔΘ₁, ΔΘ₂, ΔΘ₃ . . . geben die Veränderungen in der Phase (Phasendifferenz) in einer Zeitperiode T an.

In Fig. 2 sind Vektoren V₁ und V₂ von empfangenen Signalen w₁ und w₂ in Polarkoordinaten angegeben. Wie die Vektoren V₁, V₂, . . . erzeugt werden, wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert.

Entsprechend Fig. 3 wird die Ausgabe eines Oszillators 2 (OSC), der ein stabiles Hochfrequenzsignal erzeugt, an eine Frequenzteiler- und Synchronisierschaltung 3 gegeben. Diese Schaltung 3 gibt ein Impulssignal 3d für die Übertragung eines Ultraschall-Impulsstrahls sowie eine Sinuswelle 3a und eine Cosinuswelle 3b für die Transformation in die Polarkoordinaten ab.

Die Periode des Impulssignals 3d für die Übertragung wird durch eine Ansteuerschaltung 4 verringert, beispielsweise auf die Hälfte, und Signale 4a werden der Sonde 6 über die schaltende Sende/Empfang-Schaltung 5 zugeführt, um die Sonde 6 anzuregen, so daß der Ultraschall-Impulsstrahl zu einem Blutgefäß 9 in einem zu untersuchenden Körper 8 gesendet wird.

Das von dem zu untersuchenden Körper 8 reflektierte Signal wird durch die Sonde 6 in ein elektrisches Signal umgewandelt, über die schaltende Sende/Empfang-Schaltung 5 zu dem Hochfrequenz-Verstärker 7 gesendet, wo es verstärkt wird, und als ein Eingangs-Empfangssignal 7a an einen Demodulator oder Mischer 10 gegeben, der einen Polarkoordinaten-Detektor 10a und 10b enthält.

Das empfangene Eingangssignal 7a (w₁, w₂, w₃, . . . in Fig. 1) wird auf Multiplizierer 10a und 10b gegeben, die den Polarkoordinaten-Detektor bilden, wo die von der Frequenzteiler- und Synchronisierschaltung 3 kommenden Cosinus- und Sinuswellen multipliziert werden, um analoge R- und I-Komponenten 30a und 31a zu erhalten.

Diese Analogsignale werden durch eine A/D-Umformeinheit 11, die A/D-Umformer 11a und 11b enthält, digitalisiert, womit man über eine MTI-Filtereinheit 12 mit Filtern 12a und 12b digitalisiert R(Real)- und I(Imaginär)-Komponenten 30c und 30c erhält.

Unter Verwendung dieser R- und I-Komponenten läßt sich das Empfangssignal Z allgemein folgendermaßen ausdrücken:

Z = R + jI
= Aexp(jΘ)

wobei

Dabei ist der Vektor V_i des Empfangssignals zum Zeitpunkt des i-ten Wiederholimpulses durch

V_i = exp(jΘ_i)

gegeben, wobei der Amplitudenfaktor A zur Vereinfachung der Erklärung nicht berücksichtigt ist.

Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 4A und 4B erläutert. Nach diesen Figuren werden Sendeimpulse mit einem konstanten Zeitintervall entsprechend einer Wiederholperiode T übertragen. Wie bereits oben angegeben, ist der Vektor des empfangenen Signals von sich bewegenden Blutzellen mit V_i und dessen Phase mit Θ_i bezeichnet. Dann erhält man die Veränderung in der Phase (Phasendifferenz) ΔΘ_i in einer Zeit T, die folgende Beziehung zu der Doppler-Frequenz ω_di hat:

ω_di = [2 ω_o/C] · V (1)

= ΔΘ_i/T (2)

= (Θ_i+1 - Θ_i)/T, (i = 0, 1, 2, . . .) (3)

wobei
T: Impuls-Wiederholperiode
V: Blutzellengeschwindigkeit
ω_o: Ultraschallwellen-Frequenz
C: Schallgeschwindigkeit

Die oben beschriebene Geschwindigkeitsmessung ist eine bereits bekannte Technik. Nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung wird weiterhin die Differenz Δω_i zwischen Doppler-Frequenzen ω_di (differentielle Doppler-Frequenz) gemessen. Wie aus den Fig. 4A und 4B verständlich wird, besteht zwischen der Doppler-Frequenz ω_di und der differentiellen Doppler-Frequenz Δω_i der folgende Zusammenhang:

Δω_i = ω_d,i+1 - ω_di (4)

wobei i = 0, 1, 2, . . . . Wenn eine Doppler-Frequenz ω_d0 als Anfangsbedingung gegeben ist, ist es folglich möglich, die Doppler-Frequenz ω_di zu jedem Zeitpunkt nacheinander zu erhalten, indem der gemessene Wert Δω₀ zu ω_d0 addiert wird, um ω_d1 zu erhalten, der gemessene Wert Δω₁ zum so erhaltenen vorhergehenden Wert ω_d1 addiert wird, um ω_d2 zu erhalten, . . . der gemessene Wert Δω_i-1 zum vorhergehenden Wert ω_d,i-1 zu erhalten.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert. Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm, in dem ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, wobei mit Bezugsziffer 10 ein Demodulator (Mischer/MIX), mit Bezugsziffer 11 ein A/D-Umformer und mit Bezugsziffer 12 ein MTI (Moving Target Indicator)-Filter bezeichnet ist. Diese Elemente entprechen den Elementen, die auch in Fig. 3 mit den Bezugsziffern 10, 11 und 12 bezeichnet sind. Eine Ausgangsleitung des MTI-Filters 12 in Fig. 5 repräsentiert die R- und I-Komponenten 30c und 31c der MTI-Filtereinheit 12 in Fig. 3.

Die Bezugsziffern 13-1, 13-2 und 13-3 bezeichnen Verzögerungselemente; 14-1 und 14.2 einen ersten und einen zweiten Autokorrelations-Operator; 15 einen Δω_i-Operator, d. h. einen Operator für die differentielle Doppler-Frequenz Δω_i; 16 einen Addierer, 17 einen Schalter, und 18 einen ω_di-Operator, d. h. einen Operator für die Doppler-Frequenz ω_di. Obwohl gewöhnlich das Signal/Rausch-Verhältnis durch die Summationsverarbeitung der Ausgabe des ersten Autokorrelations-Operators 14-1 verbessert wird, gilt die folgende Erläuterung unverändert, selbst wenn diese Summationsverarbeitung in den ersten Autokorrelations-Operator 14-1 einbezogen ist. Ein Anschluß A ist ein Empfangswellensignal-Eingangsanschluß, der mit dem Ausgangsanschluß A des Verstärkers 7 in Fig. 3 verbunden ist. Mit Bezugsziffer 19 ist ein Wandler bezeichnet, der die Doppler-Frequenz in die Geschwindigkeit transformiert. Ein Anschluß B ist ein Ausgangsanschluß über den die nach Gleichung (3) - entsprechend der bekannten Technik - berechnete Doppler-Frequenz abgegeben wird; ein Anschluß C ist ein Ausgangsanschluß, über den die nach vorliegender Erfindung berechnete Doppler-Frequenz abgegeben wird; und ein Anschluß D ist ein Eingangsanschluß, über den das den Schalter 17 steuernde Signal eingegeben wird. Der Schalter 17 wird so umgeschaltet, daß die Ausgabe des Doppler-Frequenz-Operators 18 in den Addierer 16 eingegeben wird, wenn das Steuersignal vorliegt, und daß die Ausgabe des Verzögerungselements 13-3 in denselben Addierer 16 eingegeben wird, wenn kein Steuersignal vorliegt. Daneben ist die Ausgabe des Doppler-Frequenz-Operators 18 ein Eingangssignal des Schalters 17 und die Ausgabe des Addierers 16 wird über das Verzögerungselement 13-3 auf den anderen Eingang des Schalters 17 gegeben. Auf diese Weise erhält man an einem Ausgangsanschluß E ein Signal, das die Geschwindigkeit entsprechend der gemessenen Doppler-Frequenz angibt.

In einem derartigen Aufbau, wie er oben beschrieben wurde, wird das Empfangswellensignal über den Anschluß A eingegeben und getrennt auf den Realteil und den Imaginärteil demoduliert. Die demodulierten Signale werden durch den A/D-Umformer 11 digitalisiert und in das MTI-Filter 12 eingegeben. Wie schon bekannt ist, werden von feststehenden Objekten kommende starke Empfangswellensignale durch das MTI-Filter 12 entfernt, das nur empfangene schwache Wellensignale ausgibt, die von Blutzellen herrühren. Wie in den Fig. 4A und 4B sowie in Fig. 8A dargestellt und wie oben beschrieben, ist der Vektor V_i des empfangenen Signals zum Zeitpunkt des i-ten Wiederholimpulses durch die Gleichung

V_i = exp (jΘ_i) (5)

gegeben, wobei Θ_i die Phase angibt, und der Amplitudenfaktor zur Vereinfachung nicht berücksichtigt ist (vgl. Fig. 8A).

Einen Phasendifferenz-Vektor U_i erhält man durch das Verzögerungselement 13-1 und den ersten Autokorrelator 14-1 folgendermaßen (vgl. 8A und 8B):

U_i = V_i+1 · V_i* (*: konjugiert komplex) (6)

= exp (jΔΘ_i), (ΔΘ_i = Θ_i+1 - Θ_i) (7)

= U_R + jU_I, (U_R: Realteil U_I: Imaginärteil)

Der Autokorrelator ist bekannt und kann durch eine Schaltung realisiert werden, wie sie beispielsweise dargestellt ist in Fig. 3 des Artikels "Color-Coded Blood Flow Imaging System Using Ultrasound Doppler" von K. Namekawa et al., 1985 (entsprechend der englischen Ausgabe "Real-Time Two Dimensional Blood Flow Imaging Using an Auto Correlation Technique" IEEE TRANS. ON SONICS AND ULTRASONICS Band SU-32, Nr. 3, Mai 1985).

Der Phasendifferenzvektor U_i wird in den Doppler-Frequenz-Operator 18 eingegeben, und die Doppler-Frequenz ω_di nach folgender Gleichung erhalten:

und über den Anschluß B ausgegeben. Das ist eine Messung der Doppler-Frequenz nach einem bekannten Verfahren. Da die Messung in einem Bereich von 0 bis π/T, wenn sich das zu untersuchende Objekt der Sonde nähert, und in einem Bereich von 0 bis -π/T durchgeführt wird, wenn sich das Objekt davon entfernt, unterliegt die Doppler-Frequenz außerhalb dieser Bereiche dem sogenannten "Aliasing", wodurch fehlerhafte Operationen auftreten.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der Doppler-Frequenz-Operator 18 nur dazu verwendet, den Doppler-Frequenz-Anfangswert ω_d0 zu erhalten, der später erläutert wird und auf dem Phasendifferenz-Vektor basiert. Die folgende Verarbeitung wird durchgeführt, um eine exakte Doppler-Frequenz zu erhalten:

Der Vektor S_i, der die Differenz zwischen Phasendifferenzen angibt, kann durch das Verzögerungselement 13-2 und den zweiten Autokorrelator 14-2 nach folgender Gleichung erhalten werden (vgl. Fig. 8B und 8C):

S_i = U_i+1 · U_i* (10)

= exp (jΔΔΘ_i), (ΔΔΘ_i = ΔΘ_i+1 - ΔΘ_i (11)

= S_R + jS_I

Dieser Vektor S_i, der die Differenz zwischen Phasendifferenzen angibt, wird in den differentiellen Doppler-Frequenz-Operator 15 eingegeben, und man erhält die differentielle Doppler-Frequenz Δω_i entsprechend

die einem Eingang des Addierers 16 zugeführt wird.

Ein "Akkumulator", der aus dem Addierer 16, dem Schalter 17, dem ω_di-Operator 18 und dem Verzögerungselement 13-3 besteht, arbeitet, wie nachstehend erläutert, auf Grundlage dieses Wertes Δω_i, um die Doppler-Frequenz zu berechnen.

Zuerst wird ein Steuersignal auf den Steueranschluß D des Schalters 17 gegeben, und auch der Wert ω_d0 wird dem Addierer 16 über den Schalter 17 zugeführt, indem das Ausgangssignal (Anfangswert) ω_d0 des Doppler-Frequenz-Operators 18 gewählt wird, wodurch man die Doppler-Frequenz ω_d1 erhält, indem das erste Ausgangssignal Δω₀ von dem differentiellen Doppler-Frequenz-Operator 15 zu ω_d0 addiert wird:

ω_d1 = Δω_o + ω_d0

Anschließend wird die Ausgabe des Addierers 16 über das Verzögerungselement 13-3 und den Schalter 17 wieder in den Addierer 16 eingegeben, indem das Steuersignal am Anschluß D entfernt und die Ausgabe des Verzögerungselements 13-3 gewählt wird, und man erhält die Doppler-Frequenz ω_d2 durch Addieren des Wertes ω_d1 zu der differentiellen Doppler-Frequenz Δω₁:

ω_d2 = Δω₁ + ω_d1

Damit ist es möglich, nacheinander die Doppler-Frequenzen ω_di zu erhalten, indem eine ähnliche Verarbeitung wiederholt wird. Das bedeutet, die Doppler-Frequenz ω_d,i+1, die dem (i+1)-ten Wiederholimpuls entspricht, kann unter Verwendung der Doppler-Frequenz ω_di, die dem i-ten Wiederholimpuls entspricht, und der differentiellen Doppler-Frequenz Δω_i erhalten werden, wie in folgender Gleichung angegeben:

ω_d,i+1 = Δω_i + ω_di (14)

In einem Fall, in dem man die Geschwindigkeit erhalten will, kann man diese, da die Geschwindigkeit proportional zu der Doppler-Frequenz ist, als das Ausgangssignal E des Wandlers 19 abnehmen, indem auf den Frequenz/Geschwindigkeit-Wandler 19 die Ausgabe des Anschlusses C gegeben wird.

Die oben beschriebene Ausführungsform dieser Erfindung wird unter Bezugnahme auf die Fig. 6A, 6B, 7A, 7B, 7C und 7D genauer erläutert. B und C in den Fig. 7A und 7C entsprechen der nach der bekannten Technik erhaltenen Doppler- Frequenz bzw. der nach dem Ausführungsbeispiel der Erfindung erfolgenden Verfahren erhaltenen Doppler-Frequenz an den Anschlüssen B bzw. C in Fig. 5.

In Fig. 6A ist ein Diagramm gezeigt, das eine Messung der Geschwindigkeit des Blutflusses darstellt, wobei mit 2 eine Ultraschallsonde, mit 20 die Richtung des Strahls, mit P ein in Frage stehender Meßpunkt, mit LA das linke Atrium, mit RV das rechte Ventrikel, mit A₀ eine Arterie und mit IVS das interventrikulare Septum bezeichnet ist. Der Pfeil zeigt die Richtung des Blutflusses. Fig. 7A zeigt Veränderungen in der Geschwindigkeit bezogen auf die Zeit am Punkt P, und B, das mit einer durchgezogenen Linie dargestellt ist (d. h. der nach dem bekannten Verfahren gemessene Wert ω_d) zeigt, daß die Doppler-Frequenz ω_d π/T übersteigt und das "Aliasing" erzeugt wird, da die Geschwindigkeit des Blutflusses hoch ist.

Fig. 7B zeigt Veränderungen in der differentiellen Doppler-Frequenz am Punkt P bezogen auf die Zeit, wobei kein Aliasing erzeugt wird. Die unter Anwendung der oben angegebenen Gleichung (4) aus der differentiellen Doppler-Frequenz erhaltene Doppler-Frequenz C unterliegt nicht dem Aliasing, wie durch die gestrichelte Linie C in Fig. 7A dargestellt.

Fig. 6B zeigt dagegen die Veränderungen, in dem Fall, in dem kein Aliasing erzeugt wird und ein abnormaler Blutfluß vorliegt. Das ist ein Fall, in dem ein umgekehrter Fluß aufgrund eines interventrikularen Septaldefekts erzeugt wird. Die Fig. 7C und 7D zeigen Veränderungen in der Doppler-Frequenz bzw. der differentiellen Doppler-Frequenz bezogen auf die Zeit in diesem Fall. Hier unterliegt die Doppler-Frequenz B nicht dem Aliasing und entspricht der auf Grundlage der differentiellen Doppler-Frequenz erhaltenen Doppler-Frequenz C.

Bei dem Geschwindigkeitsmeßverfahren wird das zu Beginn der Geschwindigkeitsmessung durch den ω_di-Operator 18 erhaltene Ausgangssignal ω_d0 als der Anfangswert verwendet, auf dessen Grundlage die folgenden Geschwindigkeitsmessungen durchgeführt werden. Folglich, es sei denn, es wird Aliasing für ω_di gerade zu Beginn der Geschwindigkeitsmessungen erzeugt, selbst wenn es danach erzeugt wird, hat es keine negativen Einflüsse auf die Geschwindigkeitsmessung.

Bei der Messung der Blutfluß-Geschwindigkeit ist, da der Blutfluß pulsiert, eine genaue Messung möglich, wenn die Messung in Gang gesetzt wird, indem das Steuersignal zeitlich dann auf den Steueranschluß D in Fig. 4 gegeben wird, wenn die Geschwindigkeit niedrig ist und kein Aliasing erzeugt wird.

Obwohl entsprechend obiger Erläuterung die Doppler-Frequenz und die differentielle Doppler-Frequenz durch Autokorrelation berechnet werden, können sie auch durch andere Operationsverfahren erhalten werden. Beispielsweise kann dafür auch das Verfahren verwendet werden, das in der US-Patentanmeldung Nr. 1 01 444 vom 28. September 1987 (entsprechend der US 48 09 703 und der am 15. April 1988 offengelegten JP-A-63-84533) vorgeschlagen wird. Danach wird zuerst ein Phasenwinkel-Operator am Ausgang des MTI-Filters 12 angeordnet, und die Phasenwinkel Θ_i der empfangenen Signale V_i werden nacheinander berechnet. Gleichzeitig werden die Phasendifferenzen ΔΘ_i (= Θ_i+1 - Θ_i) in Zwei-Achsen-Komponenten in rechtwinkligen Koordinaten zerlegt, d. h. in X-Achsen-Komponenten (cos ΔΘ_i) und in Y-Achsen-Komponenten (sin ΔΘ_i). Anschließend erhält man den Mittelwert der X-Achsen-Komponenten = (Σ cos ΔΘ_i)/n und den Mittelwert der Y-Achsen-Komponenten (Σ sin ΔΘ_i)/n (n bezeichnet eine vorgegebene Anzahl von Ultraschallwellen-Impulsen), aus denen die mittlere Phasendifferenz = tan^-1 (/) berechnet wird. Ein Operator, der dem ω_di-Operator 18 entspricht, berechnet daraus /T und erhält den Anfangswert ω_d0 der Doppler-Frequenz. Weiterhin werden nacheinander ΔΔΘ_i nach einem ähnlichen Verfahren aus _i berechnet, das man nach obiger Beschreibung erhält, und die Werte Δω_di werden daraus nacheinander erhalten, indem man Operationen _i/T durchführt. Auf Grundlage der so erhaltenen Werte ω_d0 und ω_di wird die Summation ω_di = Δω_di + ω_d0 entsprechend vorliegender Erfindung durchgeführt, wie in Fig. 4 angegeben, und die Doppler-Frequenzen zu verschiedenen Zeitpunkten werden nacheinander berechnet.

Obwohl bislang der Fall erläutert wurde, in dem die differentielle Doppler-Frequenz als die Beschleunigung verwendet wird, ist es auch möglich, die Beschleunigung aus der Steigung einer Doppler-Frequenz-Kurve (linear) durch Interpolation der Doppler-Frequenz durch lineare Approximation unter Verwendung einer Vielzahl von Doppler-Frequenzen zu erhalten.

Fig. 9 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung des oben beschriebenen Verfahrens. Nach dieser Figur werden die differentiellen Doppler-Frequenzen Δω_di (=ω_d,i+1 - ω_di) durch die Steigung einer geradlinigen Kurve F approximiert, die insgesamt vier Punkte verbindet, nämlich ω_d,i+1 und ω_di sowie die vor bzw. nach diesen zwei Punkten ausgedruckten Punkte ω_d,i+2 und ω_d,i-1.

In der obigen Beschreibung ist der Gesamtaufbau der Ultraschall-Diagnosevorrichtung, beispielsweise der Sende-/Empfang-Ablenkschaltung des Sektor-Scanners, der Anzeigevorrichtung usw. nicht dargestellt.

Die erfindungsgemäße Anordnung ist besonders vorteilhaft für die Doppler-Strömungsgeschwindigkeitsmessung mit einer flachen Sonde und einem diese verwendenden mechanischen Scanner, einer Sektor- und einer Elektronenlinear-Abtastvorrichtung usw.

Obwohl sich die obige Beschreibung auf Ultraschallwellen bezog, ist diese Erfindung allgemein auf Wellen anwendbar, wie z. B. Licht, elektromagnetische Wellen, Laser usw.

Wie oben erläutert, ist es erfindungsgemäß möglich, genau eine hohe Blut-Strömungsgeschwindigkeit zu messen, die den durch das Intervall der Sendeimpulse festgelegten Grenzwert übersteigt. Der diagnostische Wert ist daher beträchtlich.

Ein weiterer Effekt liegt darin, daß die erfindungsgemäß erhaltene Differenz zwischen Phasendifferenzen der Beschleunigung des Blutflusses entspricht. Daher ist die Erfindung nützlich, um die Funktion des Herzens zu ermitteln, beispielsweise die linke Ventrikularsystole.

Claims

1. Doppler-Meßgerät, mit
Sende/Empfang-Einrichtungen (2 bis 7), die nacheinander Impulse in Richtung auf ein Objekt aussenden, von dem Objekt reflektierte Wellen empfangen und Empfangssignale erzeugen;
einer ersten Einrichtung (13-1, 14-1) für den Erhalt eines Momentan-Phasendifferenz-Vektors, der eine erste Phasendifferenz zwischen der Phase eines momentanen Empfangssignals und der eines vorhergehenden Empfangssignals angibt;
einer zweiten Einrichtung (13-2, 14-2) für den Erhalt einer zweiten Phasendifferenz zwischen der Phase des Momentan- Phasendifferenz-Vektors und der eines vorhergehenden Phasendifferenz- Vektors; und
einer Wandlereinrichtung (19), die die zweite Phasendifferenz in die Geschwindigkeit des Objekts umwandelt,
gekennzeichnet durch
ein Aussenden der Impulse mit konstanten Zeitintervallen und
eine Summationseinrichtung (13-3, 15 bis 18) zum Addieren von der zweiten Phasendifferenz entsprechenden Dopplerfrequenzwerten zu dem vorhergehenden Dopplerfrequenzwert, um die momentane Dopplerfrequenz zu erhalten, aus der die Geschwindigkeit des Objektes ermittelt wird.

2. Meßgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung mittels Autokkorrelation arbeitet.

3. Meßgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Summationseinrichtung (13-3, 15 bis 18) aufweist:
eine Addiereinrichtung (16) mit einem ersten und einem zweiten Eingang, wobei der erste Eingang mit dem Ausgang der zweiten Einrichtung (13-2, 14-2, 15) verbunden ist;
eine Einrichtung (13-3) zum Verzögern des Ausgangssignals einer Addiereinrichtung (16); und
eine Schalteinrichtung (17), die zu Beginn der Messung die von der ersten Einrichtung (10, 11, 12, 13-1, 14-1, 18) gewonnene Dopplerfrequenz (ω_d) und danach das Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung (13-3) dem zweiten Eingang der Addiereinrichtung (16) zuführt.