DE3810702C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur berührungslosen Signal-
und Energieübertragung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wie sie
aus der DE 34 47 560 A1 bekannt ist.
Aus der Literaturstelle Electronic′s & Wireless World, Februar 1986,
S. 53 bis 56, ist die phasenstabile Nachregelung eines
Empfängereingangskreises mittels Phasendetektor, Tiefpaß,
Verstärker und Kapazitätsdiode bekannt.
Im Datenbuch Motorola Semiconductor Data Library CMOS, 1976, S. 5-115
bis 5-119 ist beschrieben, wie ein mit zwei um 90°
phasenverschobenen Schwingungen gespeistes EXCLUSIV-ODER-Gatter mit
nachgeschaltetem Tiefpaß als Phasendiskriminator wirkt.
Aus der Zeitschrift Radio Mentor, Nr. 4, 1967, S. 266 bis 269 ist es
bekannt, Strom- und Spannungsverzerrungen in mit Kapazitätsdioden
abgestimmten Schwingkreisen durch zwei gegeneinander geschaltete
Kapazitätsdioden weitgehend zu vermeiden.
Werden Energie und Signale kontaktlos übertragen, liegt es nahe,
eine solche Übertragungsfrequenz zu benutzen, daß auf Seiten der Mikroeinheit (nachfolgend ME genannt)
Taktsignale zum Betrieb der in der ME verwendeten
Elektronikbaugruppen verwendet werden können, die der
Übertragungsfrequenz gleich sind oder mittelbar durch Unterteilung
aus ihr gewonnen werden können. Außerdem soll die verwendete
Frequenz internationalen Richtlinien evtl. Normen, entsprechen.
Damit muß die verwendete Frequenz konstant gehalten werden. Durch
Änderung (Alterung, Bauteiletoleranz) von Bauteilen, welche im
Schwingkreis zur Erzeugung der Übertragungsschwingung verwendet
werden, stimmt bei derart geänderten Bauteileparametern die
Eigenfrequenz des Schwingkreises nicht mehr mit der Steuerfrequenz
überein und damit wird die Energieübersetzung von der Mikrostation (nachfolgend MS genannt) zur ME
verringert.
Erschwerend kommt hinzu, daß zwei Schwingkreise aufzubauen sind,
welche aus Gründen eindeutiger Signalerkennung auf Seiten der ME ein
konstantes Phasenverhältnis zueinander haben müssen.
Daher liegt der Erfindung folgende Aufgabe
zugrunde: bei der Einrichtung nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1 ist die
Schwingkreiselektronik bei vorgegebener, unveränderlicher,
eingeprägter (d. h. gesteuerter) Frequenz so zu optimieren, daß bei
Bauteiletoleranz und unterschiedlichen Umwelteinflüssen
die Resonanzfrequenz der Schwingkreise möglichst gleich der Steuerfrequenz
ist.
Diese Aufgabe wird
durch die kennzeichnenden
Merkmale des Anspruchs
1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen
sind in den Ansprüchen
2 bis 6 beschrieben.
Die induktive Übertragungsstrecke dieses Systems gliedert sich in
die wesentlichen Merkmale:
- Energieübertragung
- Regelkreis
- Magnetstreifenverträglichkeit
- Datenübertragung
- Lagenvarianz
- Taktgenerierung
- Regelkreis
- Magnetstreifenverträglichkeit
- Datenübertragung
- Lagenvarianz
- Taktgenerierung
Die Energie-Transformation von der Mikrostation zur Mikroeinheit,
z. B. Chipkarte, geschieht induktiv über zwei Spulen in einem
Frequenzbereich, der in der Größenordnung des benötigten
Systemtaktes für die Mikroeinheit liegt, da der Systemtakt für die
ME, z. B. Mikrocomputer, direkt aus der Übertragungsfrequenz
abgeleitet wird, so daß kein Oszillator auf der ME erforderlich ist.
Die Energieaufbereitung erfolgt in zwei gekoppelten Schwingkreisen
(Bild 1: T1, S1 und T2, S2) bei einer Frequenz von beispielsweise 6 MHz.
Die Ferritkernspulen der Schwingkreise beeinhalten einen Luftschlitz,
in den die jeweiligen flächigen Spulen S3 und S4 der ME eingeführt
werden. Die magnetische Durchflutung ist damit senkrecht zu den
flächigen Spulen.
Die zwei Schwingkreise arbeiten mit einer geregelten
Phasenverschiebung von ±90° gegeneinander.
Die Verwendung von Schwingkreisen hat den Vorteil, daß relativ wenig
Energieaufwand für den Betrieb des Systems erforderlich ist, wenn
diese sehr stark selektiv und mit Resonanzüberhöhungen, d. h. in der
Nähe der Eigenresonanz, arbeiten.
Äußere Einflüsse, Bauteilestreuung und unterschiedliche ME führen im
einfachen Aufbau dazu, daß die Kreise S1 und S2 verstimmt werden.
Die Folge davon sind:
- zu wenig Energie für die ME
- die erforderliche 90°-Phasendifferenz zwischen S1 und S2 ist nicht gegeben.
- die erforderliche 90°-Phasendifferenz zwischen S1 und S2 ist nicht gegeben.
Diese Mängel, die zu Funktionsstörungen führen könnten, werden
dadurch behoben, daß die Resonanzfrequenz jedes Kreises S1 und S2 in
einem eigenständigen Regelkreis nachgeregelt wird.
Bild 2 zeigt den prinzipiellen Aufbau des Regelkreises. Der
Regelkreis macht sich die physikalische Eigenschaft des
Schwingkreises zunutze, daß im jeweils angestrebten Resonanzfall der
Kreis S1/S2, Bild 2, ausschließlich als reeller Widerstand wirkt. In
diesem Fall ist die Phasenlage der Spannungen zwischen Kollektor und
Basis des Treiber-Transistors T, Bild 2, genau 180°. Sowie eine
Verstimmung des Kreises auftritt, ist die Bedingung Uc zu Ub=180°
(Bild 3) nicht mehr gegeben.
Die Phasenlage des Kreises wird mit der Spannung Uc abgegriffen. Ein
übersteuerter MOS-Transistor TM, Bild 2, erwirkt eine Pegelanpassung
an den mit Niedervolt arbeitenden Logikbaustein U1, einem EXCLUSIV-
Oder-Gatter, (gleichbedeutend mit einem PLL=Phase-Look-Loop). Die
daraus gewonnene Spannung Ux wird mit Up, einer in der Schaltung
ohnehin vorhandenen und vom Oszillator, abgeleiteten Spannung. Bild
1 (Q2 oder Q3) und Bild 2 unten (Up=Ub-90°), verglichen. Dieses
für einen Kanal erforderliche Referenz-Signal Up, z. B. Q2 (Bild 1),
wird vom jeweils anderen Kanal, z. B. Q3 (Bild 1), gewonnen, womit
kohärente Signalverläufe zur Regelung herangezogen werden. Dadurch
ist gewährleistet, daß beide Schwingkreise dieselbe Frequenz bei
konstanter Phasenverschiebung einhalten.
Das symmetrische Tastverhältnis von Uf (Bild 3, Fall A), welches
sich nur bei abgeglichenem Kreis einstellt, bewirkt am
Integrationsglied R3, C3 (Bild 2), daß die Spannung Un=UV/2 ist.
Der nachgeschaltete OP1 vergleicht Un mit Uv/2 und ist über seine
Verstärkung so eingestellt, daß eine Anpassung der Regelspannung Ud
an das Großsignalverhalten des Kreises gegeben ist. Wenn Ux=Ub±180°,
ist Un=Uv/2. Der Kreis arbeitet im Resonanzpunkt (Bild 4).
Jede Verstimmung und Ungleichheit von Ux ungleich Ub±180° (Bild
3, Fall B und Fall C) führt dazu, daß Un ungleich Uv/2 ist und daß
der Kreis über Ud nachgestimmt wird.
Der Eingriff in das Resonanzverhalten des Kreises erfolgt mit den
spannungsabhängigen Kapazitätsdioden KD11+KD12 (Bild 2) über die
Steuerspannung Ud. Entgegen dem Abstimmverfahren bei Filtern können
in diesem Fall die Dioden aufgrund ihrer Anordnung in der Schaltung
durch ihren gesamten Kennlinienbereich C=f (Ud) gefahren werden
(Bild 4). Diese Möglichkeit resultiert aus dem Großsignalverhalten
des Schwingkreises, das erforderlich ist, um einen möglichst hohen
Strom in der Übertragungsspule L1 (Bild 2) fließen zu lassen, um so
genügend Energie auf die Mikroeinheit transformieren zu können. Die
Kondensatoren C11 und C12 arbeiten als Spannungsteiler, um die
zulässige Sperrspannung der in Serie geschalteten Kapazitätsdioden
KD11 und KD12 (Bild 2) nicht zu überschreiten.
Die Kapazitätsdioden haben für die Funktion C=f (Ud) (Bild 4,
Kurve 3) eine gekrümmte Kennlinie, die zu Verzerrungen im
Ausgangssignal führen könnte. Diese Verzerrungen werden um so
stärker, je weiter die Kennlinie ausgesteuert wird. Aus diesem Grund
werden zwei Kapazitätsdioden (KD11, KD12, Bild 2) wechselstrommäßig
in Serie gegeneinander in den Kreis geschaltet, so daß sich die
Verzerrungen im Schwingkreis aufheben.
Der vorgestellte Regler nach Bild 2 wird zweifach für die Kreise S1,
T1 und S2, T2 (Bild 1) aufgebaut.
Vorteile:
- Parameteränderungen werden ausgeregelt
- Umwelteinflüsse werden ausgeregelt
- Die für die Phasenmodulation erforderlichen 90° zwischen S1 und S2
(Bild 1) werden überwacht und gehalten
- Die Verlustleistung in den Kreisen wird auf ein Minimum beschränkt.
- Parameteränderungen werden ausgeregelt
- Umwelteinflüsse werden ausgeregelt
- Die für die Phasenmodulation erforderlichen 90° zwischen S1 und S2
(Bild 1) werden überwacht und gehalten
- Die Verlustleistung in den Kreisen wird auf ein Minimum beschränkt.
Nachfolgend beschriebener Funktionsablauf zeigt das Regelverhalten
auf:
Durch eine angemessene Einwirkung, z. B. Bauteiltoleranzen, Betrieb von unterschiedlichen Mikroeinheiten, soll sich der kapazitive Anteil im Schwingkreis vergrößert haben. Die Eigenresonanzfrequenz des einzelnen Kreises mit Spule und Kondensator sinkt in diesem Falle. Da aber von außen durch den Treiber eine feste Frequenz vorgegeben wird, ändert sich die Phase und damit auch die Amplitude (siehe Bild 4).
Durch eine angemessene Einwirkung, z. B. Bauteiltoleranzen, Betrieb von unterschiedlichen Mikroeinheiten, soll sich der kapazitive Anteil im Schwingkreis vergrößert haben. Die Eigenresonanzfrequenz des einzelnen Kreises mit Spule und Kondensator sinkt in diesem Falle. Da aber von außen durch den Treiber eine feste Frequenz vorgegeben wird, ändert sich die Phase und damit auch die Amplitude (siehe Bild 4).
Die Phase der Spannung Ux wird gegenüber der Spannung Up mehr als
90° Phasendifferenz nacheilen (Fall B, Bild 3). Der Mittelwert des
Signals Uf (Un) steigt. Durch den Vergleich mit Uv/2 (Uv =
Versorgungsspannung) steigt die Regelspannung Ud. Wenn Ud steigt,
fällt gleichfalls die Stellkapazität und wirkt der eigentlichen
Verstimmung des Kreises entgegen (siehe Bild 4).
Die gleiche Betrachtung, nur mit entgegengesetztem Regelverhalten,
kann für den Fall C der induktiven Verstimmung (Bild 3) angestellt
werden.
Der realisierte Regelkreis nach Bild 2 beinhaltet eine zusätzliche
Funktion, die erforderlich ist, da der Kreis S2 (Bild 1) durch das
EXCLUSIV-ODER-Gatter "5", mit den an die ME zu übertragenden Daten,
Phasenwechsel von 180° erfährt.
Diese Phasenwechsel dürfen nicht zu einer Änderung der Regelspannung
Un führen, da hierdurch der Kreis verstimmt würde. Die Beschaltung
der Stufe T2, S2 ist gleich der Stufe T1, S1 (Bild 1) mit einer
Ausnahme. Die Stufe T2, S2 wird, wie aus Bild 2 ersichtlich, mit dem
phasenumschaltbaren Signal TM2 betrieben. Die Referenzphase für den
Vergleich im EXCLUSIV-ODER-Gatter U1 wird von Q2 gewonnen. Im Falle
einer Datenübertragung wird zur Konstanterhaltung der Regelspannung,
gleichfalls wie das Signal TM2, auch das Signal Q2 über ein
EXCLUSIV-ODER-Gatter U2 invertiert. Kleine, insbesondere
kurzfristige Störungen während des Umschaltens machen sich nicht
bemerkbar, da die Zeitkonstante T=R₃C₃ ausreichend groß gewählt
werden kann.
Bei Verwendung einer Chipkarte mit Magnetstreifen als ME erfährt die
magnetische Codierung auf dem Magnetstreifen keine Beeinflussung.
Diese Eigenschaft ist darauf zurückzuführen, daß der magnetische
Fluß mit einer Frequenz f < 1 MHz die Karte senkrecht durchflutet.
Die magnetischen Teilchen des Magnetstreifens haben aufgrund ihrer
Trägheit und Richtung keine Möglichkeit, ihre Lage zu verändern.
Wie eingangs erwähnt, arbeiten die beiden Schwingkreise mit einem
Phasenunterschied von ±90°. Im Ruhezustand (keine
Datenübertragung) arbeitet der Schwingkreis S1 immer 90° voreilend
gegenüber Schwingkreis S2. Bei einer Datenübertragung zur
Mikroeinheit wird S2 um 180° geschaltet, so daß dieser daraufhin 90°
voreilend gegenüber Kreis S1 ist. Dieser Vorgang wird von der ME
ausgewertet.
Eine von der ME zur MS gerichtete Datenübertragung geschieht durch
eine erhöhte Stromaufnahme seitens der ME. Über den Innenwiderstand
der Quelle in der Mikrostation kann ein Spannungseinbruch detektiert
werden.
Dieses Verfahren wird schon in der oben genannten DE 34 47 560 A1
beschrieben.
Die Funktion des Systems ist nicht von der Lage der ME in der
Aufnahmevorrichtung abhängig. Hierzu wurden die jeweils 2 benötigten
Spulen der ME und MS bei dem Chipkartensystem, wie auf Bild 6
dargestellt, angebracht (siehe DE 87 16 548 U1). Dadurch ist
gewährleistet, daß, gleichgültig wie die ME vor Einführung in die
Aufnahmerichtung der MS gedreht wurde, sich die 2 Spulen der ME
den 2 Spulen der MS gegenüberliegen, wodurch die Funktion immer
gewährleistet und der Gebrauch der Chipkarten vereinfacht ist.
Auf der Mikroeinheit kann ein Rechenwerk, Mikrocomputer etc.
untergebracht sein. Der erforderliche Verarbeitungstakt wird direkt
oder geteilt aus der Frequenz der Energieübertragung gewonnen (siehe
Bild 7). U3 und U4 gewinnen aus der sinusförmigen Analogspannung der
Empfängerspulen ein Digitalsignal. Für die Mikroeinheit ist kein
eigener Oszillator erforderlich, welches zur wesentlichen
Vereinfachung der ME beiträgt. Grundvoraussetzung für den
einwandfreien Betrieb eines Rechenwerks in einer ME ist, daß der
Verarbeitungstakt symmetrisch und ohne Unregelmäßigkeiten zur
Verfügung steht. Da die ME in einer beliebigen Einschublage in der
MS arbeiten soll, muß dafür Sorge getragen werden, daß der Takt von
der jeweils nichtmodulierten Spule abgenommen wird (Bild 6).
Ein Phasensprung wird immer, wie aus Bild 1 ersichtlich, über die
Spule S2 erfolgen. Mit dieser und der weiteren Grundvoraussetzung,
daß ohne Datenmodulation Spule S1 immer Spule S2 um 90° voreilend
ist, kann seitens der ME eine Erkennung in beliebigen Betriebslagen
erfolgen.
Hierzu ist die Schaltung nach Bild 7 in der ME aufgebaut.
Fall 1 und Fall 2 zeigen die verschiedenen Signalverläufe in
unterschiedlichen Betriebslagen (siehe hierzu auch Bild 6).
Fall 1 zeigt, daß U3 voreilend gegenüber U4 ist:
Die Phasenmodulation erfolgt später auf U4.
Die Taktgewinnung erfolgt aus U3.
Die Phasenmodulation erfolgt später auf U4.
Die Taktgewinnung erfolgt aus U3.
Fall 2 zeigt, daß U4 voreilend gegenüber U3 ist:
Die Phasenmodulation erfolgt später auf U3.
Die Taktgewinnung erfolgt aus U4.
Die Phasenmodulation erfolgt später auf U3.
Die Taktgewinnung erfolgt aus U4.
Das Flip-Flop U5 am Ausgang eine Logisch "1" für Fall 1 und
eine Logisch "0" für den Fall 2. Etwas zeitverzögert, wenn sich die
Betriebsspannung der ME aufgebaut hat und eine Verzögerungszeit von
wenigen Mikrosekunden abgelaufen ist, erfolgt eine positive
Resetflanke am Flip-Flop U6. Siehe hierzu auch Bild 5.
Dieser Vorgang geschieht immer nur einmalig mit Betriebsbeginn, wenn
noch keine Daten übertragen werden.
Das Signal UL liegt am Steuereingang des Multiplexers. Im Fall 1, UL
= 1, wird Kanal I1 durchgeschaltet, während für den Fall 2, UL = 0,
Kanal I0 durchgeschaltet wird.
Diese Zustände bleiben für die gesamte Betriebsdauer bestehen.
Nach dem gleichen Prinzip der Taktzuordnung wird auch der Pegel und
Grundzustand der Datenleitung DR (Bild 7) festgelegt, mit dem
Unterschied, daß hierfür nur eine Pegelfestlegung des Datensignals
erfolgt und kein Multiplexer erforderlich ist.
Claims (6)
1. Einrichtung zur berührungslosen Signal- und Energieübertragung,
bestehend aus einem unbeweglichen Teil (Mikrostation, abgekürzt
MS) und einem bewegbaren Teil (Mikroeinheit, abgekürzt ME),
wobei die Schwingung eines Oszillators in zwei getrennte um
90° phasenverschobene Schwingungen (Q2, Q3) aufgespaltet ist und
der einen Schwingung (Q3) in Abhängigkeit von einem Datenstrom (TM1)
eine Phasenverschiebung gegenüber (Q2) aufgezwungen wird und diese
phasenverschobene Schwingung (TM2) über ein erstes Spulenpaar (S2,
S3) und die andere Schwingung Q2 über ein zweites Spulenpaar
(S1, S4) der ME zugeführt wird und außerdem die
Leistungsübertragung mit Hilfe der beiden Schwingungen (Q2, TM2)
über dieselben Spulenpaare (S2, S3; S1, S4) erfolgt, wobei in
der ME die übertragenen Schwingungen einem Phasenvergleicher
(IC2, IC3) zugeführt werden, welcher aus der Phasenverschiebung
die Daten in dem Datenstrom wieder gewinnt, wobei ferner die
Datenübertragung von der ME zur MS durch gleichzeitige
Belastungsänderung an den beiden Spulen (S3, S4) der ME erfolgt,
wodurch gewährleistet ist, daß an einer der beiden Spulen (S1,
S2) der MS auch bei vertauschter Zuordnung der Spulenpaare ein
Nachweis der Belastungsänderung möglich ist, gekennzeichnet
durch folgende Merkmale:
- a) die Resonanzfrequenz der beiden in der Mikrostation (MS) befindlichen Resonanzkreise (S1, S2) ist über eine Regelspannung (Ud) mittels den Resonanzkreisen zugeschalteten Kapazitätsdioden (KD11, KD12) regelbar.
- b) die Gewinnung der Regelspannung (Ud) erfolgt durch Phasenvergleich einer an Resonanzkreis (S1, S2) liegenden Spannung (Uc) mit einer durch Verstimmungen der Resonanzkreise (S1, S2) in der Phase unveränderten Steuerspannung (Up).
- c) zum Phasenvergleich werden die beiden Spannungen (Uc, Up) über geeignete Schaltglieder (TM, EX) in eine gepulste Spannung (Uf) gewandelt, deren Tastverhältnis von der Phasenverschiebung abhängig ist.
- d) die gepulste Spannung (Uf) wird mittels eines R/C- Gliedes (R3, C3) integriert, der dadurch erhaltene Spannungswert (Un) mit einem Standardspannungswert (UV/2) in einem Operationsverstärker (OP1) verglichen und dessen Ausgangs-Signal (Ud) den Kapazitätsdioden (KD11, KD12) als Regelspannung zugeführt.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als
Kapazitätsdioden jeweils zwei gegeneinander in Reihe geschaltete
Kapazitätsdioden (KD11, KD12) verwendet werden.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zu den
Kapazitätsdioden (KD11, KD12) zusätzliche Kondensatoren (C11,
C12) in Reihe geschaltet sind.
4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Phasenvergleich mit der am Kollektor eines mit dem
Resonanzkreis (S1, S2) verbundenen Steuertransistors (T1, T2)
auftretenden Spannung (Uc bzw. Ux) und einer gegenüber der
Steuerspannung (Ub) an der Basis dieses Steuertransistors um 90°
verschobenen Spannung (Up) durchgeführt wird.
5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Schaltglied
zum Phasenvergleich ein EXCLUSIV-ODER-Gatter (U1) verwendet
wird.
6. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß bei dem die Daten (TM1 bzw. TM2) übertragenden Schwingkreis
(S2) die in der Phase feste Vergleichsspannung (Up) aus einer
EXCLUSIV-ODER-Verknüpfung (U2) mit dem Datenstrom (TM1) und der
um 90° phasenverschobenen Oszillatorschwingung (Q2) gewonnen
wird.
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