DE3781455T2

DE3781455T2 - Regulierter ultraschallgenerator.

Info

Publication number: DE3781455T2
Application number: DE8787106799T
Authority: DE
Inventors: Steve Krsna
Original assignee: Crestek Inc
Current assignee: Crestek Inc
Priority date: 1986-05-20
Filing date: 1987-05-11
Publication date: 1993-02-25
Anticipated expiration: 2007-05-12
Also published as: DE3781455D1; EP0246528A2; US4864547A; JPS62273084A; KR910005969B1; KR870011315A; EP0246528B1; EP0246528A3; JPH0545315B2

Description

Die Erfindung bezieht sich generell auf eine Ultraschallreinigungsvorrichtung und insbesondere auf einen regulierten Ultraschallgenerator oder eine Treibereinrichtung, die zur Zuführung eines Treibersignals an einen Ultraschallwandler betrieben werden kann.
Das Verfahren der Ultraschallreinigung umfaßt die Schritte des Eintauchens des zu reinigenden Teils in ein geeignetes flüssiges Medium und Rühren des Mediums mit hochfrequenter Schallenergie während einer kurzen Zeitperiode. Die hochfrequente Schallenergie erzeugt wechselnde Druckerniedrigungen und Erhöhungen in der Flüssigkeit. Während der Druckerniedrigung bilden sich kleine Dampfhohlräume oder -blasen infolge Kavitation und kollabieren während der Druckerhöhungsphasen. Die Bildung und der Zusammenfall der Dampfhohlräume führen zu Schockwellen, die auf der Oberfläche des Teils auftreffen und durch Scheuerwirkung partikelförmiges Material verschieben oder lösen.
Hochfrequente Schallenergie wird typischerweise durch gewisse Formen eines Verschiebungswandlers erzeugt, beispielsweise ferromagnetisch oder piezoelektrisch, der ein elektrisches Treibersignal in mechanische Bewegung umwandelt. Das elektrische Treibersignal wird von einem Ultraschallgenerator erzeugt und dem Ultraschallwandler zugeführt. Ein Faktor, der das Ausmaß der Scheuerwirkung eines Ultraschallreinigers betrifft, ist die Frequenz der Schallenergie, welche gewöhnlich zwischen 20 KHz und 120 KHz liegt. Die Größe und Anzahl der Kavitationshohlräume ändert sich mit der Frequenz der Schallenergie, wobei höhere Frequenzen mehr Hohlräume kleinerer Größe als niedrigere Frequenzen erzeugen. Die Auswahl einer optimalen Frequenz ist deshalb schwierig, weil diese von der jeweiligen Reinigungsanwendung abhängt.
Ein weiterer Faktor, welcher die Ultraschallreinigung beeinflußt, ist die Amplitude der Schallenergie, welche der elektrischen Energie proportional ist, die den Ultraschallwandler zugeführt wird. Damit Kavitation in einem flüssigen Medium vorkommt, muß die Amplitude der Schallenergie einen gewissen Schwellenwert übersteigen. Die Anwendung der Schallenergie über und oberhalb dieses Schwellenwertes führt zu einer Zunahme der Gesamtquantität der Kavitationshohlräume, was für eine spezielle Reinigungsanwendung wünschenswert sein kann oder auch nicht.
Ein weiterer Faktor, der die Ultraschallreinigung beeinflußt, ist das Ausmaß des Einschlusses von Luft in dem flüssigen Medium, welche der Kollabierung der Kavitationshohlräume widersteht und die Wirksamkeit der Reinigung verringert. Das Ausmaß an eingeschlossener Luft kann dadurch reduziert werden, daß der Ultraschallwandler periodisch ausgeschaltet wird, um benachbarten Luftblasen die Vereinigung zu ermöglichen, zur Oberfläche zu schwimmen und in einem Verfahren zu entweichen, das als Entgasungsmodulation bekannt ist.
Früher angewandte Ultraschallgeneratoren zeigen gewisse Nachteile, welche ihre Wirksamkeit begrenzen. Ein derartiger Nachteil besteht darin, daß ältere Ultraschallgeneratoren nicht die Frequenz und Amplitude des Treibersignals sehr eng regulieren können, so daß Änderungen in der Betriebsumgebung, wie Temperatur oder Flüssigkeitspegel des flüssigen Mediums, eine unerwünschte Verschiebung der Frequenz oder der Amplitude erzeugen können, was wiederum das Reinigungsverhalten verschlechtert. Ein weiterer Nachteil von Ultraschallgeneratoren nach dem Stand der Technik besteht darin, daß diese keinen Schutz gegen Kurzschlüsse oder Betrieb im offenen Schaltkreis bieten. Unter diesen Umständen bringen derartige Generatoren Schmelzsicherungen zum Schmelzen oder beschädigen Transistoren.
Eine Treibereinrichtung für einen Ultraschallwandler gemäß Erfindung ist in dem unabhängigen Anspruch beschrieben. Die abhängigen Ansprüche zeigen spezielle Ausführungsformen der Erfindung.
Gemäß der dargestellten bevorzugten Ausführungsform bietet die vorliegende Erfindung einen geregelten Ultraschallgenerator an, der zur Zuführung eines Treibersignals an einen Ultraschallwandler betrieben werden kann. Der Generator weist folgende Merkmale auf:
Eine Stromzuführung;
eine Brückeninverterschaltung, die durch die Stromzuführung betrieben wird und zur Erzeugung eines Leistungssignals mit zwei alternierenden Bestandteilen von entgegengesetztem Potential dient, wobei die Brückeninverterschaltung vier Leistungstransistoren einschließt, die in zwei Paaren angeordnet sind, und wobei jedes Paar der Leistungstransistoren einen Bestandteil des Leistungssignals erzeugt;
eine Zeitsteuerungsschaltung zur Erzeugung eines Zeitsignals, dessen Frequenz gleich der gewünschten Frequenz des Leistungssignals ist;
eine Brückentreiberschaltung, die auf das Zeitsignal anspricht und Basistreibersignale periodisch erzeugt, welche, den Basen der Leistungstransistoren zugeführt, diese zum Einschalten bringen;
eine Brückenmodulationsschaltung, die zwischen der Brückentreiberschaltung und der Brückeninverterschaltung liegt und selektiv die Basistreibersignale mit den Basen der Leistungstransistoren verbindet bzw. von diesen abtrennt, um das Zeitmaß während jedes Zyklus des Leistungssignals zu bestimmen, während welchem die Leistungstransistoren eingeschaltet sind, um so den Leistungsgehalt der Leistungssignale zu regulieren;
und schließlich eine Einrichtung zur Zuführung des Leistungssignals an die Ultraschallwandler.
Die Brückeninverterschaltung führt vorzugsweise das Leistungssignal einem Transformator zu, der das Leistungssignal zu einer Sinuswelle umbildet und es auf eine Spannung bringt, die für den Ultraschallwandler geeignet ist. Die Zeitsteuerungs- und Basistreiberschaltungen bestimmen die Frequenz des Leistungssignals unabhängig von dem Betrieb des Leistungssignalerzeugungsteils des Generators, so daß die Frequenz des Betriebs nicht durch Änderungen am Wandler oder in der Flüssigkeit beeinträchtigt wird. Die Brückenmodulationsschaltung überwacht den Strom des Leistungssignals und moduliert das Leistungssignal unter Verwendung einer Impulsbreitenmodulationstechnik, um seine Leistung zu regeln. Eine Weichstartschaltung moduliert ebenfalls das Leistungssignal während des anfänglichen Einschaltens des Generators. Bei Verwendung einer optionalen Steuerschaltung für das Tastverhältnis kann der Generator das Treibersignal vor dem Ende jedes Leistungszuführungszyklus abschalten, um das Entgasen zu ermöglichen.
Der geregelte Ultraschallgenerator der vorliegenden Erfindung umfaßt mehrere vorteilhafte Merkmale. Ein Merkmal besteht darin, daß sowohl die Frequenz als auch die Amplitude des Leistungssignals unabhängig einstellbar und unabhängig regelbar sind. Ein weiteres Merkmal besteht darin, daß der Leistungs/Entgasungs-Tastzyklus variiert werden kann. Ein weiteres Merkmal besteht darin, daß ein Schutz bei offener Schaltung und Kurzschluß vorgesehen ist. Ein Hauptvorteil des regulierten Ultraschallgenerators nach der vorliegenden Erfindung über frühere Generatoren besteht darin, daß die Frequenz und Amplitude des Leistungssignals nicht durch Schwankungen der Leistungszufuhr, des Wandlers oder der Flüssigkeit beeinträchtigt wird.
Die in der Beschreibung enthaltenen Merkmale und Vorteile sind nicht umfassend, und insbesondere können zusätzliche Merkmale und Vorteile für den Fachmann in Anbetracht der Zeichnungen, der Beschreibung und der Ansprüche klar werden. Ferner wird bemerkt, daß die Ausdrucksweise in der Beschreibung prinzipiell zur Lesbarkeit und zu instruktiven Zwecken gewählt worden ist und nicht zur Abgrenzung oder Umschreibung des erfinderischen Gegenstandes gewählt wurde, weshalb auf die Ansprüche hinsichtlich des erfinderischen Gehalts verwiesen wird.
Die Erfindung ist in den Zeichnungsabbildungen dargestellt. Dabei zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines geregelten Ultraschallgenerators gemäß Erfindung,
Fig. 2 ein Schema einer Leistungszuführungsschaltung des geregelten Ultraschallgenerators,
Fig. 3 ein Schema einer Hälfte einer Brückeninverterschaltung und Teile einer Basistreiberschaltung und einer Brückenmodulationsschaltung des geregelten Ultraschallgenerators,
Fig. 4 ein Schema der anderen Hälfte der Brückeninverterschaltung und zusätzliche Teile der Basistreiber- und Brückenmodulationsschaltungen des geregelten Ultraschallgenerators,
Fig. 5 ein Schema einer Transformatorausgangsstufe des geregelten Ultraschallgenerators,
Fig. 6 ein Schema eines weiteren Teils der Brückentreiberschaltung des geregelten Ultraschallgenerators,
Fig. 7 ein Schema eines weiteren Teils der Brückenmodulationsschaltung des geregelten Ultraschallgenerators,
Fig. 8 ein Schema des Restes der Brückenmodulationsschaltung des geregelten Ultraschallgenerators,
Fig. 9 ein Schema einer Tastverhältnis-Steuerschaltung des geregelten Ultraschallgenerators und
Fig. 10 Diagramme verschiedener Signale, die in dem geregelten Ultraschallgenerator vorkommen.
Fig. 1 bis 10 der Zeichnung stellen verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zu Zwecken der Illustration dar. Der Fachmann erkennt aus der nachfolgenden Erörterung, daß alternative Ausführungsformen der Strukturen und Verfahren verwendet werden können, ohne von den Prinzipien der darin beschriebenen Erfindung abzuweichen.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein geregelter Ultraschallgenerator, der zur Zuführung eines Treibersignals an einen Ultraschallwandler betrieben wird. Ein Leistungsteil des geregelten Ultraschallgenerators 10, wie in Fig. 1 dargestellt, umfaßt einen Leistungszuführteil 12, einen Schalter 14 für Vollwelle oder Halbwelle, einen Brückeninverter 16, einen Transformator 18, die alle in Serie geschaltet sind und zur Zuführung eines Ultraschalltreibersignals an einen Ultraschallwandler 20 dienen. Ein Steuerteil des Generators 10 umfaßt einen Brückentreiber 22, einen Oszillator 24, einen Modulator 26, eine Leistungssteuerschaltung 28, eine Weichstartschaltung 30 und eine wahlweise Tastverhältnis-Steuerschaltung 32, die alle entweder direkt oder indirekt mit dem Brückeninverter 16 verbunden sind. Die individuellen Schaltungen der Elemente oder Komponenten des Generators 10 sind aus Fig. 2 bis 9 ersichtlich und werden nachfolgend beschrieben, beginnend mit dem Leistungsteil des Generators und dann fortschreitend zu dem Steuerteil.
Die Leistungszuführungsschaltung 12 nach Fig. 2 empfängt Eingangsleistung von einer einphasigen Wechselstromquelle über die Eingangsklemmen 34. Die Eingangsleistung ist vorzugsweise abgesichert und gefiltert, bevor sie in die Leistungszuführungsschaltung 12 eintritt. Von den Eingangsklemmen 34 wird die Eingangsleistung über einen Vollweg-Diodenbrückengleichrichter 36 gleichgerichtet. Die negative Seite 38 der Ausgangshälfte der Diodenbrücke 36 ist mit einem gemeinsamen Pol verbunden, während die positive Seite über einen Schalter 40 zu dem Voll/Halbwellenschalter 14 verbunden ist. Vom Schalter 14 wird das gleichgerichtete Signal über die Ausgangsklemme 42 dem Brückeninverter 16 (Fig. 3) zugeführt. Wenn der Voll/Halbwellenschalter 14 geschlossen ist, wird das Signal an der Ausgangsklemme 42 gleichgerichtet und weist eine Frequenz entsprechend der doppelten Frequenz des eingangsseitigen Wechselstrom-Leistungssignals auf. In einem solchen Fall ist die Frequenz des Signals an der Klemme 42 120 Hz unter der Annahme, daß die Wechselstrom- Eingangsleistung eine Frequenz von 60 Hz hat. Wenn der Voll/Halbwellenschalter 14 offen ist, ähnelt das Signal auf der Ausgangsklemme 42 der positiven Hälfte des Wechselstrom/Eingangsleistungssignals. Der Schalter 40 bestimmt, welche Hälfte des Wechselstrom- Eingangsleistungssignals der Ausgangsklemme 42 zugeführt wird, wenn der Voll/Halbwellenschalter 14 offen ist. Parallel zu der Diodenbrücke 36 liegt ein weiterer Diodengleichrichter 44, der gleichgerichtete Leistung am Schaltknoten 46 zur Verbindung mit der Tastverhältnis- Steuerschaltung 32 (Fig. 9) zur Verfügung stellt. Vom Mittelpunkt des Diodengleichrichters 44 führt eine Diode 48 gleichgerichtete Leistung zu dem Brückentreiber 22 (Fig. 6) über einen Schaltknoten 50 und zu einer Gleichspannungsleistungszuführungsschaltung 52 (Fig. 7) über einen in Serie geschalteten Widerstand 54 und einen Schaltungsknoten 56.
Der Brückeninverter 16, wie in Fig. 3 und 4 dargestellt, umfaßt vier Leistungstransistoren 58, 60, 62 und 64, die als Brücke zwischen der Ausführungsklemme 42 der Leistungszuführungsschaltung 12 und einem Schaltungsknoten 66 geschaltet ist. Der Schaltungsknoten 66 ist, wie aus Fig. 7 hervorgeht, leicht oberhalb des gemeinsamen Potentials infolge des in Serie geschalteten 0,1 Ω- Widerstandes 67, was zur Stromabtastung durch die Leistungssteuerschaltung 28 benutzt wird. Alle Leistungstransistoren 58, 60, 62 und 64 sind vorzugsweise bipolare Transistoren der gleichen Polarität, vorzugsweise npn-Transistoren, wie gezeigt. Die Kollektoren der Transistoren 58 und 62 sind mit der Klemme 42 verbunden, während der Emitter des Transistors 58 an einen Schaltungspunkt 58 und der Emitter des Transistors 62 an einen Schaltpunkt 70 geführt sind. Die Emitter der Transistoren 60 und 64 sind mit dem Schaltpunkt 66 verbunden, während der Kollektor des Transistors 60 mit dem Schaltpunkt 68 und der Kollektor des Transistors 64 mit dem Schaltpunkt 70 verbunden sind. Vier Dioden 72 sind parallel zu den Leistungstransistoren geschaltet, um diese gegen induzierte Sperrspannungen zu schützen. Ein Filterkondensator 74 ist zwischen der Klemme 42 und den Schaltpunkt 66 gelegt, um vom Brückeninverter erzeugtes hochfrequentes Schaltrauschen zu dämpfen.
Der Brückeninverter 16 wandelt das von der Stromzuführung 12 zugeführte Vollwegleistungssignal von 120 Hz in ein hochfrequentes Leistungssignal, das den Ultraschallwandler 20 zuzuführen ist. Der Schaltpunkt 68 ist direkt mit einer Klemme der Primärwicklung des Transformators 18 verbunden, wie aus Fig. 5 hervorgeht, während der Schaltpunkt 70 über parallelgeschaltete Kondensatoren 76 mit der anderen Klemme der Primärwicklung des Transformators 18 in Verbindung steht. Die Sekundärwicklung des Transformators 18 ist mit dem Ultraschallwandler 20 verbunden, wobei ein Kondensator 78 in Serie in eine Verbindungsleitung zwischen dem Wandler und dem Transformator eingefügt ist.
Über noch zu beschreibende Einrichtungen werden die Leistungstransistoren 58, 60, 62, 64 von dem Brückentreiber 22 und dem Modulator 26 mit einer Hochfrequenzgeschwindigkeit abwechselnd ein- und ausgeschaltet, die in der bevorzugten Ausführungsform ungefähr 40 kHz beträgt. Die Leistungstransistoren sind in zwei Paaren angeordnet, wobei die Transistoren 58 und 64 ein Paar und die Transistoren 60 und 62 das andere Paar bilden. Die Paare der Leistungstransistoren werden abwechselnd geschaltet; in anderen Worten: während des einen Hochfrequenzhalbzyklus wird das Transistorpaar 58-64 eingeschaltet und das Transistorpaar 60-62 ausgeschaltet, und während des anderen Hochfrequenzhalbzyklus wird das Transistorpaar 58-64 ausgeschaltet und das Transistorpaar 60-62 eingeschaltet. Die obige Feststellung sollte dahingehend genauer gefaßt werden, daß der Brückentreiber 22 jedes Transistorpaars während der entsprechenden Hälfte des Hochfrequenzzyklus die Einschaltung ermöglicht, jedoch kann der Modulator 26 die Dauer begrenzen, während welcher das Transistorpaar eingeschaltet ist, und zwar auf etwas weniger als den vollen Halbzyklus, oder kann das Einschalten des Transistorpaares ganz verhindern.
Wenn das Transistorpaar 58-64 eingeschaltet ist, fließt Strom von der Klemme 42 durch den Transistor 58, den Schaltpunkt 68 und durch den Transformator 18 und fließt dann durch den Schaltpunkt 70 und den Transistor 64 zum Schaltpunkt 66, der, wie oben angemerkt, leicht oberhalb des gemeinsamen Potentials liegt. Wenn umgekehrt das Transistorpaar 60-62 eingeschaltet ist, fließt der Strom von der Klemme 42 durch den Transistor 62, den Schaltpunkt 70 zum Transformator 18 und fließt dann durch den Schaltpunkt 68 und den Transistor 60 zum Schaltpunkt 66. Der Brückeninverter führt dem Transformator 18 somit einen alternierenden Strom bei Hochfrequenz zu, wobei jedes Paar der Leistungstransistoren eine Komponente hiervon erzeugt.
Der Transformator 18 sorgt für das notwendige Hochtransformieren der Signalspannung zum Betrieb des Wandlers 20 und sorgt auch für galvanische Trennung zwischen dem Generator 10 und dem Wandler. Zusätzlich ist der Transformator 18 vorzugsweise so ausgelegt, daß er eine Leckinduktanz zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung aufweist, welche den dem kapazitiven Wandler 20 zugeführten Strom begrenzt, wobei das dem Brückeninverter 16 zugeführte Leistungssignal in ein Treibersignal transformiert wird, das sich einer Sinuswelle annähert.
Die in Fig. 3, 4 und 6 gezeigte Basistreiberschaltung 22 erzeugt die Basistreibersignale, welche den Basen der Leistungstransistoren 58, 60, 62 und 64 über die Modulationstransistoren 80, 82, 84 und 86 des Modulators 26 zuzuführen sind, um die Leistungstransistoren mit einer Hochfrequenz-Schaltrate zu betreiben. Mit Bezug auf Fig. 6 wird ein hochfrequentes Zeitsteuersignal vom Oszillator 24 erzeugt und dem Schaltpunkt 88 des Brückentreibers 22 zugeführt. Der in Fig. 6 dargestellte Teil der Brückentreiberschaltung treibt die Primärwicklung 90 eines Brückentreibertransformators 92 bei Hochfrequenzgeschwindigkeit mit einem alternierenden Strom, um Basistreibersignale in vier Sekundärwicklungen 94 zu induzieren. Der Schaltpunkt 88 ist über einen Widerstand 96 mit dem Basisanschluß eines ersten Brückentreibertransformators 98 verbunden und führt dann zum gemeinsamen Potential über einen Widerstand 100. Der Widerstand 96 und eine dazu parallelgeschaltete Diode 102 bilden ein Wellenformungsnetzwerk zum Modifizieren der Wellenform des am Schaltpunkt 88 anliegenden Rechteckwellen-Schaltsteuersignals. Der Sourceanschluß des Transistors 98 ist mit dem gemeinsamen Potential verbunden, während der Drainanschluß des Transistors über eine Induktivität 106 und eine Diode 107 mit der einen Klemme 104 der Primärwicklung 90 in Verbindung steht. Eine Diode 110 liegt parallel zur Diode 107, während eine weitere Diode 111 parallel zur Induktivität 106 geschaltet ist. Wenn der Transistor 98 eingeschaltet ist, verbindet er die Klemme 104 der Primärwicklung 90 effektiv mit dem gemeinsamen Potential.
Der Primärwicklung 90 des Transformators 92 wird alternierender Strom zugeführt, der auf einer elektrischen Ladung beruht, die in einem Kondensator 108 gespeichert ist. Eine Seite des Kondensators 108 ist mit dem gemeinsamen Potential verbunden, während die positive Seite mit dem Schaltpunkt 50 der Stromzuführung 12 über einen niederohmigen Widerstand 109 in Verbindung steht, über den der Kondensator kontinuierlich geladen wird. Die positive Seite des Kondensators 108 wird auch über eine Sicherung 112 mit dem Drainanschluß eines zweiten Brückentreibertransistors 114 verbunden. Beide Brückentreibertransistoren 98 und 114 sind vorzugsweise Feldeffekttransistoren. Der Sourceanschluß des Transistors 114 ist mit der Klemme 104 der Primärwicklung 90 verbunden. Der Gateanschluß des Transistors 114 steht über einen Widerstand 116 und zwei Dioden 118, 120 mit einer Klemme 122 einer Sekundärwicklung 124 des Transformators 92 in Verbindung. Die Diode 110 ist eine Zenerdiode, die das Gate des Transistors 114 gegen Überspannungen schützt. Die andere Klemme der Sekundärwicklung 124 ist mit der Klemme 104 der Primärwicklung 90 verbunden. Die gemeinsame Verbindung zwischen den Dioden 118 und 120 ist mit der einen Seite eines Kondensators 126 verbunden, dessen andere Seite mit der Klemme 104 der Primärwicklung 90 in Verbindung steht. Ein hochohmiger Widerstand 128 ist zwischen dem Schaltpunkt 50 und der gemeinsamen Verbindung zwischen Widerstand 116 und Diode 118 angeschlossen. Der Drainanschluß des Transistors 114 ist an gemeinsames Potential über einen Kondensator 130 gelegt, um Störspannungen zu unterdrücken. Klemmdioden 132, 134 beschränken Spannungsüberschwingen der Klemme 104 der Primärwicklung 90, wobei die Diode 132 zwischen der Klemme 104 und gemeinsamem Potential liegt, während die Diode 134 zwischen der Klemme 104 und der positiven Seite des Kondensators 108 liegt. Die Kondensatoren 136, 136 halten die an die Klemme 140 der Primärwicklung 90 angelegte Spannung an einem mittleren Punkt zwischen den Spannungen, die abwechselnd der Klemme 104 zugeführt werden, wobei der Kondensator 136 zwischen der Klemme 140 und der positiven Seite des Kondensators 108 liegt und der Kondensator 138 zwischen der Klemme 140 und gemeinsamem Potential geschaltet ist.
Im Betrieb bringt das am Schaltpunkt 88 angelegte Zeitsteuersignal den Transistor 98 dazu, abwechselnd mit einer Hochfrequenzrate ein- und ausgeschaltet zu werden. Wenn der Transistor 98 eingeschaltet wird, fließt jegliche Ladung an der Klemme 104 der Primärwicklung 90 durch die Diode 107 und die Induktivität 106 sowie durch den Transistor 98 zum gemeinsamen Potential ab. Die Induktivität 106 begrenzt die Spannungsspitzen, die sonst wegen der Induktivität des Transformators 92 vorkommen würden. Während dieser Zeit wird der in der Sekundärwicklung 124 induzierte Strom in dem Kondensator 126 gespeichert. Wenn das Zeitsteuersignal niedere Werte annimmt und der Transistor 98 ausgeschaltet wird, fließt Strom vom Kondensator 126 durch die Diode 118 und den Widerstand 116, um die am Gate des Transistors 114 anliegende Spannung hochzuziehen und so den Transistor 114 einzuschalten. Bei eingeschaltetem Transistor 114 fließt Strom von der positiven Seite des Kondensators 108 durch die Sicherung 112 und den Transistor 114 zur Klemme 104. Da die Kondensatoren 136 und 138 die Spannung an der Klemme 140 der Primärwicklung 80 bei einer mittleren Spannung halten, führt das Schalten der Transistoren 98 und 114 zu einem Wechselstrom durch die Primärwicklung 90, welche wiederum Wechselströme in den Sekundärwicklungen 94 erzeugt, welche die Basistreibersignale erzeugen.
Rückkehrend zu den Fig. 3 und 4 wird der Rest der Brückentreiberschaltung 22 beschrieben. Wie zuvor erwähnt, werden Wechselspannungen in den Sekundärwicklungen 94 des Transformators 92 induziert. Mit Bezug zunächst zu der dem Leistungstransistor 64 zugeordneten Basistreiberschaltung ist eine Klemme 142 der Sekundärwicklung 94 über einen Widerstand 144 und einen Modulationstransistor 86 mit der Basis des Leistungstransistors 64 verbunden, während die andere Klemme 146 der Sekundärwicklung mit einem Schaltpunkt 66 in Verbindung steht, der nahezu auf gemeinsamem Potential liegt. Die Source des Modulationstransistors 86 ist mit der Basis des Leistungstransistors 64 und auch mit dem Emitter eines pnp-Transistors 148 verbunden. Die Basis des Transistors 148 ist mit dem Gate des Modulationstransistors 86 und mit einem Schaltpunkt 150 verbunden, der ein erstes Modulationssignal empfängt, welches das Schalten der Transistoren 86 und 148 steuert. Der Kollektor des Transistors 148 ist über einen Schaltpunkt 152 und einen Kondensator 153 an ein gemeinsames Potential gelegt (s. Fig. 8) und ist mit dem in Fig. 3 dargestellten Teil der Brückentreiberschaltung über den Schaltpunkt 154 verbunden, ferner ist eine Kopplung zur Klemme 142 der Sekundärwicklung 94 über eine Diode 156 und zum Schaltpunkt 66 über einen Kondensator 158 vorgesehen. Die Primärwicklung 160 eines Transformators 162 liegt parallel zum Widerstand 144. Um Übergangsschwingungen zu unterdrücken, sind ein Widerstand 164 und ein Kondensator 166 in Serie zwischen der Klemme 142 und dem Schaltpunkt 66 eingefügt.
Das erste Modulationssignal, welches den Betrieb des Modulationstransistors 86 und des npn-Transistors 148 steuert, wird über den Schaltpunkt 150 dem Gate des Transistors 86 und der Basis des Transistors 148 zugeführt. Am Beginn eines Halbzyklus, wenn an der Klemme 142 der Sekundärwicklung eine positive Spannung existiert und der Modulationstransistor 86 durch eine am Schaltpunkt 150 angelegte logisch hohe Spannung angeschaltet und der Transistor 148 ausgeschaltet wird, fließt Strom durch den Widerstand 144 und den Modulationstransistor, um den Leistungstransistor 64 einzuschalten. Wenn der Modulationstransistor durch eine am Schaltpunkt 150 anliegende logisch niedrige Spannung ausgeschaltet wird, wird der Transistor 148 eingeschaltet, um den Leistungstransistor 64 rasch auszuschalten. Der Leistungstransistor 64 bleibt dann während des Restes des Halbzyklus und während des nachfolgenden Halbzyklus ausgeschaltet, in welchem das Leistungstransistorpaar 60- 62 eingeschaltet wird. Der Modulationstransistor 86 dient somit als Schalter, der in Serie zwischen dem Brückentreibertransformator 92 und dem Leistungstransistor 64 eingefügt ist und ist zur selektiven Verbindung des von der Sekundärwicklung 94 erzeugten Basistreibersignals zur Basis des Leistungstransistors betreibbar.
Die Leistungstransistoren 58 und 64 sind als Paar miteinander gekoppelt, wobei der Transistor 64 direkt durch das erste, am Schaltpunkt 150 anliegende Modulationssignal gesteuert wird und der Transistor 58 eingerichtet ist, dem Betrieb des Transistors 64 zu folgen. Mit Bezug auf die dem Leistungstransistor 58 zugeordnete Schaltung ist eine Klemme 172 der Sekundärwicklung 94 über einen Begrenzungswiderstand 174 und einen Modulationstransistor 80 mit der Basis des Leistungstransistors 58 verbunden, während die andere Klemme 176 der Sekundärwicklung mit dem Schaltpunkt 68 verbunden ist. Die Source des Modulationstransistors 80 ist mit der Basis des Leistungstransistors 58 verbunden und steht auch über eine Diode 178 rückwärts mit dem Gate des Transistors 80 in Verbindung, ferner mit dem Emitter eines pnp-Transistors 180 und über einen Widerstand 182 und eine Diode 184 mit der Klemme 172 der Sekundärwicklung 94. Die Anode der Diode 184 steht auch mit der einen Klemme 186 der Sekundärwicklung 187 des Transformators 162 und mit dem Kollektor des Transistors 180 in Verbindung und ist auch über einen Kondensator 188 mit dem Schaltpunkt 68 verbunden. Die andere Klemme 190 der Sekundärwicklung 187 ist über einen Widerstand 192 mit der Basis des Transistors 180 und über eine Diode 194 mit dem Gate des Modulationstransistors 80 verbunden. Eine Zenerdiode 196 ist zwischen der Klemme 186 und dem Gate des Modulationstransistors 80 gefügt, um einen Überspannungsschutz für das Gate zu bilden. Ein Widerstand 198 ist parallel zu der Diode 196 geschaltet und sorgt in Kombination mit den Widerständen 182 und 192, den Dioden 178 und 164 und dem Kondensator 188 für ein Vorspannungsnetzwerk für die Transistoren 58, 80 und 180. Um Störspannungen bei Schaltübergängen zu unterdrücken, sind ein Widerstand 200 und ein Kondensator 202 in Serie zwischen dem Drain des Modulationstransistors 80 und dem Schaltpunkt 68 geschaltet.
Wenn das erste Modulationssignal, welches dem Schaltpunkt 150 zugeführt wird, den Modulationstransistor 86 anschaltet, fließt Strom durch den Widerstand 144 und den Modulationstransistor, um den Leistungstransistor 64 einzuschalten. Der Basisstrom des Leistungstransistors 64 fließt durch den Transformator 162 und induziert einen Strom in dessen Sekundärwicklung 187, der durch die Diode 194 fließt und den Modulationstransistor 80 einschaltet und den Transistor 180 abschaltet. Wenn der Modulationstransistor 80 eingeschaltet wird, fließt der in der Sekundärwicklung 94 erzeugte Strom durch den Widerstand 174 und den nunmehr leitenden Modulationswiderstand 80 zur Basis des Leistungstransistors 58 und schaltet diesen ein. Daher führt das erste, dem Schaltpunkt 150 zugeführte Modulationssignal dazu, daß beide Leistungstransistoren 58 und 64 eingeschaltet werden. Es sei bemerkt, daß während dieses Halbzyklus das Leistungstransistorpaar 60-62 ausgeschaltet ist, und zwar wegen der entgegengesetzten Polarität der von den zugeordneten Sekundärwicklungen 94 erzeugten Basistreibersignalen.
Wenn der Modulationstransistor 86 durch eine am Schaltpunkt 150 angelegte logisch niedrige Spannung ausgeschaltet wird, hört der Strom auf, durch den Transformator 160 zu fließen, was den pnp-Transistor 180 dazu bringt, sich einzuschalten, und den Modulationstransistor 80, sich auszuschalten, wobei der Leistungstransistor 58 ausgeschaltet wird. Die Leistungstransistoren 58 und 64 bleiben dann während des Restes des Halbzyklus und während des nachfolgenden Halbzyklus ausgeschaltet, in welchem das Transistorpaar 60-62 eingeschaltet wird. Der Modulationstransistor 80 dient somit als eine in Serie zwischen dem Brückentreibertransformator 92 und dem Leistungstransistor 58 gefügten Schalter und ist zur selektiven Verbindung des von der Sekundärwicklung 94 erzeugten Basistreibersignals mit der Basis des Leistungstransistors betreibbar.
Die Leistungstransistoren 60 und 62 sind in der gleichen Weise wie zuvor mit Bezug auf die Leistungstransistoren 58 und 64 als ein Paar miteinander verbunden. Der Modulationstransistor 82 wird direkt durch ein zweites Modulationssignal gesteuert, welches über den Schaltpunkt 204 am Gate des Transistors 82 anliegt, während der andere Modulationstransistor 84 indirekt durch den Transformator 206 gesteuert wird und dem Betrieb des Transistors 82 folgt. Die Sekundärwicklungen 94 des Brückentreibertransformators 92 sind so ausgebildet, daß die vom Leistungstransistorpaar 58-64 erzeugten Basistreibersignale von entgegengesetzter Polarität zu den vom anderen Leistungstransistorpaar 60-62 erzeugten Basistreibersignalen sind, so daß die beiden Transistorpaare nur während abwechselnder Halbzyklen eingeschaltet werden können.
Die Schaltung des Oszillators 24 ist in Fig. 7 dargestellt und umfaßt einen Zeitgeber 210 und ein Flip-Flop 212 vom D-Typ. Der Zeitgeber 210, welcher vorzugsweise die eine Hälfte eines 556-dualen Zeitgebers ist, wird von der positiven Gleichspannung betrieben, die vom Schaltpunkt 56 verfügbar ist und die auch dem Rücksetzanschluß des Zeitgebers zugeführt wird. Der Zeitgeber 210 ist als instabiler Oszillator ausgebildet, wobei der Entlade-, der Schwellwert- und der Triggeranschluß durch einen Zeitgeberkondensator 214 mit dem gemeinsamen Potential verbunden sind und über einen festen Widerstand 216 und einen einstellbaren Widerstand 218 mit der positiven Spannung am Schaltpunkt 56 in Verbindung stehen. Der RC- Wert der Widerstände 216 und 218 und des Kondensators 214 bestimmen die Frequenz des Ausgangssignals des Zeitgebers 210. Der Steueranschluß des Zeitgebers 210 ist über einen Kondensator 220 mit gemeinsamem Potential verbunden, während der Ausgangsanschluß 221 des Zeitgebers 210 mit dem Takteingangsanschluß des Flip-Flop 210 in Verbindung steht. Der Ausgangsanschluß des Flip-Flop 212 liefert ein Zeitsteuersignal an den Schaltpunkt 222, während der inverse Ausgangsanschluß ein inverses Zeitsteuersignal an den Schaltpunkt 224 und zu dem D-Eingangsanschluß des Flip-Flop legt. Die Frequenz des Ausgangssignals des Zeitgebers 210 wird durch Ändern des Widerstandswertes des einstellbaren Widerstandes 218 eingestellt, bis die Zeitgeberfrequenz doppelt so hoch wie die gewünschte Frequenz des Leistungssignals ist. Das Zeitsteuersignal und das inverse Zeitsteuersignal stellen Rechteckwellen dar, deren Frequenz der gewünschten Frequenz gleichkommt. Die Wellenformen des Zeitgeberausgangssignals und des Zeitsteuersignals sind in Fig. 10 dargestellt. In der dargestellten bevorzugten Ausführungsform ist das Zeitgeberausgangssignal ein 80-kHz-Signal, während das Zeitsteuersignal als Ausgangssignal des Flip-Flops 212 eine 40-kHz-Rechteckwelle ist. Wie in Fig. 8 gezeigt, wird das Zeitsteuersignal am Schaltpunkt 222 über einen Inverter 226 mit dem Schaltpunkt 88 gekoppelt, der den Eintrittspunkt für das Zeitsteuersignal in die in Fig. 6 dargestellte Brückentreiberschaltung 22 bildet.
Die in Fig. 7 dargestellte Gleichstromversorgung 52 erzeugt positive und negative Gleichströme für die Steuerschaltung des Generators 10. Die dem Generator 10 zugeführte Eingangsleistung wird durch den Diodengleichrichter 44 (Fig. 2) und die Diode 48 gleichgerichtet und fließt durch den Widerstand 54 zum Schaltpunkt 56. Wie aus Fig. 7 ersichtlich, ist der Schaltpunkt 56 über einen parallel geschalteten Kondensator 228 und eine Zenerdiode 230 mit dem gemeinsamen Potential verbunden, deren Durchbruchspannung die Spannung am Schaltpunkt 56 bestimmt. Die positive Spannung am Schaltpunkt 56 wird zahlreichen Teilen der Schaltung zugeführt, wie dargestellt, und setzt die Oszillation des Zeitgebers 210 in Gang, durch welchen das Flip-Flop 214 das Zeitsteuersignal dem Schaltpunkt 88 zuführt. Das Zeitsteuersignal bringt die beiden Brückentreibertransistoren 98 und 114 der Brückentreiberschaltung 22 dazu, ein- und auszuschalten, wodurch wiederum ein Wechselstrom an der Primärwicklung 90 des Transformators 92 (Fig. 6) entsteht. In der Sekundärwicklung 232 wird ein Strom induziert, der ein wechselndes Potential über den Schaltpunkt 234 an die gemeinsame Verbindung zwischen den Dioden 236 und 238 (Fig. 7) legt. Diese Wechselspannung wird durch die Diode 236 in eine positive Spannung und durch die Diode 238 in eine negative Spannung gleichgerichtet. Die Kondensatoren 240 und 242 dienen als Filter, während die Widerstände 244 und 246 als Strombegrenzer dienen. Die Zenerdiode 248 regelt die negative Spannung am Schaltpunkt 250 auf einen festgelegten Betrag relativ zum gemeinsamen Potential. Während des ursprünglichen Startens wird zusätzlicher Strom zu dem Schaltpunkt 56 von der Primärwicklung 90 des Transformators 92 über den Schaltpunkt 252 und den Widerstand 254 zugeführt.
Der in Fig. 7 und 8 gezeigte Modulator 26 und die Leistungssteuerung 28 bestimmen, wie lange jedes Leistungstransistorpaar während jedes Halbzyklus eingeschaltet ist. Die Leistungssteuerung 28 tastet den Strom des dem Transformator 18 zugeführten Leistungssignals ab, um den Ultraschallwandler 20 anzutreiben, und vergleicht diesen abgetasteten Strom mit einem Bezugsstrom, der den gewünschten Strom des Leistungssignals anzeigt. Im einzelnen tastet die Leistungssteuerung 28 den Spannungsabfall an dem niederohmigen Widerstand 67 ab, der in Serie zwischen dem Schaltpunkt 66 und dem gemeinsamen Potential liegt. Die Spannung oberhalb des Stromabtastwiderstandes 67 wird an den negativen Anschluß eines Spannungsvergleichers 260 über feste Widerstände 262 und 264 und einen einstellbaren Widerstand 266 angelegt. Der Widerstand 262 und ein Kondensator 268, der zwischen gemeinsamem Potential und dem Widerstand 262 angeschaltet ist, glätten den durch den Stromabtastwiderstand 67 fließenden, pulsierenden Strom, um ein Gleichstromsignal zu schaffen. Der negative Anschluß des Spannungsvergleichers 260 ist außerdem mit der negativen Gleichspannung am Schaltpunkt 250 über einen festen Widerstand 270 und einen einstellbaren Widerstand 272 verbunden, so daß die Spannung stromab vor dem Widerstand 67 durch einen Spannungsteiler oder eine Widerstandsleiter mit dem Spannungsvergleicher verbunden ist. Außerdem ist der negative Anschluß des Spannungsvergleichers 260 mit der positiven Gleichspannung am Schaltpunkt 56 über eine Klemmschaltung verbunden, die aus zwei Zenerdioden 274 und Widerständen 276 und 244 besteht. Der positive Anschluß des Spannungsvergleichers 260 ist mit gemeinsamem Potential über einen Widerstand 278 verbunden, um dem Vergleicher eine Bezugsspannung stromab von dem Stromabtastwiderstand 67 zuzuführen.
Wenn durch den Stromabtastwiderstand 67 Strom fließt, ist der Spannungsabfall am Widerstand gleich dem Strom mal dem Widerstandswert des Widerstandes. Daher ist relativ zu dem gemeinsamen Potential die Spannung stromauf von dem Widerstand 67 ein Maß des durch diesen durchfließenden Stroms. Die dem negativen Anschluß des Spannungsvergleichers 260 zugeführte Spannung wird nach unten zur negativen Gleichspannung am Schaltpunkt 250 durch die Wirkung der Widerstandsleiter verschoben. Für einen durch den Widerstand 67 fließenden gegebenen Strom wird die exakte Spannung, die am negativen Anschluß des Vergleichers 260 anliegt, durch die Einstellungen der einstellbaren Widerstände 266 und 272 bestimmt. Der Widerstand 272 wird vorzugsweise in der Fabrik eingestellt, um die Leistungssteuerung 26 zu kalibrieren, während der Widerstand 266 von der Bedienungsperson eingestellt wird, um den Leistungsausgang des Generators 10 zu wählen. Wenn der durch den Widerstand 67 fließende Strom auf seinem gewünschten Pegel ist, ist die am negativen Eingangsanschluß des Vergleichers 260 anliegende Spannung wegen der Widerstandsleiter gleich dem gemeinsamen Potential.
Der Spannungsvergleicher 260 erzeugt ein Stromfehlersignal, welches anzeigt, ob der Strom des Leistungssignals kleiner oder größer als gewünscht ist. Der Ausgangsanschluß des Spannungsvergleichers 260 wird über einen Widerstand 280 zum Steuereingang eines Zeitgebers 282 verbunden, welcher vorzugsweise die andere Hälfte des 556-dualen Zeitgebers ist, welcher den Zeitgeber 210 enthält. Zwischen dem Vergleicher 260 und dem Widerstand 280 wird der Ausgangsanschluß des Vergleichers mit gemeinsamem Potential über einen Filterkondensator 283 verbunden und ist an den Eingangsanschluß des Vergleichers über eine Serienschaltung aus Widerstand 284 und Kondensator 286 rückgeführt, was alles ein stabilisierendes Filter darstellt, welches das digitale Ausgangssignal des Vergleichers in ein Analogsignal umwandelt, welches den Stromfehler anzeigt. Zusätzliche Signalkonditionierung dieses Analogsignals wird durch eine Widerstandsleiter ausgeführt, die aus einem Widerstand 288 besteht, der zwischen der positiven Gleichspannung am Schaltpunkt 56 und dem Steueranschluß des Zeitgebers 282 angeschlossen ist, sowie einem Widerstand 290 und einem Kondensator 292, die parallel zwischen der Steuerklemme des Zeitgebers von gemeinsamem Potential angeschlossen sind.
Der Zeitgeber 282 spricht auf das Stromfehlersignal an, welches von dem Spannungsvergleicher 260 und der zugeordneten Schaltung erzeugt ist, um ein Modulationssignal zu erzeugen, welches über die Ausgangsklemme 294 des Zeitgebers an den Schaltpunkt 296 gelegt wird. Die Schwellwertklemme des Zeitgebers 282 ist mit der gemeinsamen Verbindung zwischen dem Widerstand 216 und dem Kondensator 214 verbunden, so daß die gleiche Sägezahnspannung an beiden Zeitgebern 212 und 282 anliegt. Der Triggeranschluß 298 des Zeitgebers 282 ist an die Ausgangsklemme 221 des Zeitgebers 210 über ein Netzwerk angeschlossen, das aus einem Kondensator 300 und einem Widerstand 302 besteht, die in Serie zwischen der Klemme 221 und der Klemme 298 angeschlossen sind, wobei die Klemme 298 auch mit der positiven Gleichspannung am Schaltpunkt 56 über einen Widerstand 204 und eine parallele Klemmdiode 306 verbunden ist und über einen Widerstand 308 und eine parallele Klemmdiode 310 mit gemeinsamem Potential verbunden ist. Der Zeitgeber 282 wird mit der gleichen Rate wie das Ausgangssignal des Zeitgebers 210 getriggert, d. h. mit der doppelten Frequenz des Zeitsteuersignals.
Die Spannung des Stromfehlersignals, die von dem Vergleicher 260 erzeugt und an den Steueranschluß des Zeitgebers 282 angelegt wird, bestimmt die Länge der Impulse in dem von dem Zeitgeber 282 erzeugten Modulatorsignal. Wenn das Stromfehlersignal auf relativ hoher Spannung ist, was dem Fall entspricht, wenn der Strom des Leistungssignals signifikant kleiner als der Sollwert ist, verbleibt das Modulatorsignal auf einer logisch hohen Spannung, weil die Ladung des Kondensators 214 niemals die hohe Steuerspannung erreicht, die zur Rücksetzung des Ausgangssignals des Zeitgebers 282 benötigt wird. Wenn das Stromfehlersignal auf einer relativ niedrigen Spannung ist, welches dem Fall entspricht, wenn der Strom des Leistungssignals den Sollwert übersteigt, steigt das Modulatorsignal auf die logisch hohe Spannung zu Beginn jedes Pulses des Zeitgebers 210 an, geht jedoch bald danach auf die logisch niedrige Spannung zurück. Auf diese Weise sorgt der Zeitgeber 282 für eine Pulsbreitenmodulation des Modulatorsignals unter der Steuerung des Stromfehlersignals, wobei relativ schmale Impulse einen Leistungssignalstrom oberhalb des Sollwertes und relativ breite Impulse einen Leistungssignalstrom unterhalb des Sollwertes anzeigen. Wie nachfolgend erläutert, bringen die relativ schmalen Impulse des Modulatorsignals die Leistungstransistoren des Brückeninverters dazu, für eine relativ kürzere Zeitperiode innerhalb jedes Zyklus einzuschalten, um den Strom des Leistungssignals zu verringern, während die relativ breiteren Impulse des Modulatorsignals dazu führen, daß die Leistungstransistoren für eine relativ längere Zeitperiode während jedes Zyklus einschalten, um den Strom des Leistungssignals zu vergrößern.
Das Modulatorsignal und das Zeitsteuersignal werden durch eine zweikanalige logische Schaltung 311 logisch miteinander kombiniert, und die erhaltenen Steuersignale werden verstärkt und den Modulationstransistoren zugeführt, um die Einschaltzeit der Leistungstransistoren des Brückeninverters 16 zu steuern. Wie in Fig. 8 gezeigt, werden das Zeitsteuersignal am Schaltpunkt 222 und das inverse Zeitsteuersignal am Schaltpunkt 224 zwei Eingangsanschlüssen von zwei getrennten UND-Gliedern 312 mit vier Eingängen zugeführt. Das Modulatorsignal am Schaltpunkt 296 wird über ein Formernetzwerk 314 den Eingangsanschlüssen der beiden UND-Glieder 312 zugeführt. Das Formernetzwerk besteht aus Serienwiderständen 315 und 316 parallel zu einer Diode 318. Die gemeinsame Verbindung zwischen den Widerständen 315 und 316 ist über einen Kondensator 320 mit dem gemeinsamen Potential verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der beiden UND-Glieder 312 sind über getrennte Inverter 322 und zwei Stufen 324, 326 der Verstärkung mit den Schaltpunkten 150 und 204 verbunden. Die Netzwerke 328, 330 und 332 sorgen für eine Vorspannung der Transistoren der Verstärkerstufen 324 und 326.
Die an den Schaltpunkten 150 und 204 erhaltenen Signale werden den Modulationstransistoren 86 und 82 über die Schaltpunkte 150 bzw. 204 zugeführt. Wie aus Fig. 10 hervorgeht, wird das am Schaltpunkt 150 anliegende Signal als das Kanal-A-Steuersignal bezeichnet, während das Signal am Schaltpunkt 204 als das Kanal-B-Steuersignal benannt ist. Das Kanal-A-Steuersignal ist das logische UND des Modulationssignals und des Zeitsteuersignals, während das Kanal-B-Steuersignal das logische UND des Modulatorsignals und des inversen Zeitsteuersignals darstellt. Daher bestimmen die Zeitsteuersignale die wechselnde Phasenbeziehung der Steuersignale, während das Modulatorsignal die Breite der Impulse festlegt. Die Wellenform des Leistungssignals wird durch die Steuersignale bestimmt. Das Leistungstransistorpaar 58, 64 schaltet für jeden positiven Impuls des Kanal-A- Steuersignals, um den Transformator 18 in eine Richtung zu treiben. Bei der fallenden Kante des Impulses des Kanal-A- Steuersignals schaltet das Transistorpaar 58-64 aus, und die Spannung des Leistungssignal fällt auf einen schwimmenden neutralen Pegel zurück. Bei der nächsten steigenden Kante des Kanal-B-Steuersignals schaltet sich das andere Leistungstransistorpaar 60-62 ein, um den Transformator 18 in der entgegengesetzten Richtung anzutreiben. Bei der fallenden Kante des Impulses des Kanal-B-Steuersignals schaltet sich das Transistorpaar 60- 62 aus, und die Spannung des Leistungssignals fällt auf den fließenden neutralen Pegel zurück. Der Zeitbetrag, während welchem das Transistorpaar eingeschaltet ist, wird durch die Breite der Steuersignalimpulse bestimmt, die wiederum durch die Breite der Modulationssignalimpulse bestimmt werden.
Zusätzlich zu den Zeitsteuer- und Modulatorsignalen reflektieren die Kanal-A- und Kanal-B-Steuersignale zwei zusätzliche Faktoren, welche die Einschaltzeit der Leistungstransistoren des Brückeninverters beeinflussen. Einer dieser Faktoren ist der Wunsch, die Anlage der Leistung allmählich ansteigen zu lassen, wenn der Generator zunächst in Betrieb genommen wird. Zu diesem Zweck erzeugt die Weichstartschaltung 30 ein Weichstartsignal, welches außerdem mit den Zeitsteuer- und den Modulatorsignalen logisch kombiniert wird, um die Kanal-A- und Kanal-B-Steuersignale zu bilden. Wie in Fig. 7 gezeigt, umfaßt die Weichstartschaltung 30 zwei npn- Transistoren 340 und 342, einen Kondensator 344, eine Diode 346, ein Vorspannungsnetzwerk 348 für die Transistoren und einen Ausgangsschaltpunkt 350, wo das Weichstartsteuersignal gebildet wird. Die Basis des Transistors 340 ist über einen Widerstand 352 mit gemeinsamem Potential und über eine Zenerdiode 354 und einen Widerstand 356 mit der positiven Gleichspannung am Schaltpunkt 56 verbunden. Die Emitter beider Transistoren 340 und 342 sind mit gemeinsamem Potential verbunden. Der Kollektor des Transistors 340 ist mit der Basis des Transistors 342 und über einen Widerstand 358 mit dem Schaltpunkt 56 verbunden. Der Kollektor des Transistors 342 ist über einen Widerstand 360 mit dem Schaltpunkt 56 und über eine Diode 346 mit dem Steueranschluß des Zeitgebers 282 verbunden, ferner über einen Kondensator 344 mit dem gemeinsamen Potential, und außerdem besteht eine Verbindung mit dem Schaltpunkt 350. Das Weichstartsteuersignal wird über den Schaltpunkt 350 den Eingangsklemmen der beiden UND-Glieder 312 zugeführt, wo es mit dem Zeitsteuer- und dem Modulatorsignal logisch kombiniert wird.
Wenn der Generator zuerst hochgefahren wird, ist die Spannung am Schaltpunkt 56 auf gemeinsamem Potential. Wenn die Spannung am Schaltpunkt 56 zu steigen beginnt, wird der Transistor 340 wegen seiner Verbindung über den Widerstand 352 zum gemeinsamen Potential ausgeschaltet, und der Transistor 342 wird wegen seiner Verbindung zum Schaltpunkt 56 über den Widerstand 358 eingeschaltet. Wenn der Transistor 342 eingeschaltet ist, bleibt der Kondensator 344 entladen, und das Weichstartsteuersignal am Schaltpunkt 350 ist auf gemeinsamem Potential, was die Kanal-A- und Kanal-B-Steuersignale dazu bringt, auf logisch niedriger Spannung zu liegen, was wiederum die Leistungstransistoren der Brückeninverter ausgeschaltet hält.
Bei einer gewissen Zwischenspannung wird die Durchbruchspannung der Zenerdiode 354 überschritten, und der Transistor 340 schaltet sich ein, was dazu führt, daß der Transistor 342 ausgeschaltet wird. Der Kondensator 344 kann sich nunmehr über den Widerstand 360 aufzuladen beginnen. Während dieser Zeit wird die an dem Steueranschluß des Zeitgebers 282 angelegte Spannung über die Diode 346 auf eine Spannung nahe der Spannung am Kondensator 344 heruntergezogen. Es wird daran erinnert, daß die an dem Steueranschluß des Zeitgebers 282 angelegte Spannung die Pulsbreite des Modulationssignals steuert. Wenn sich der Kondensator 344 lädt, nimmt die Impulsbreite des Modulationssignals allmählich zu und sorgt so für eine allmähliche Anlage von Leistung an den Transformator 18 und den Ultraschallwandler 20. Die Wellenformen des Weichstartsteuersignals, des Modulatorsignals und des erhaltenen Leistungssignals während dieser Leistungshochfahrphase sind in Fig. 10 dargestellt.
Ein weiterer Faktor, der die Einschaltzeit der Leistungstransistoren des Brückeninverters beeinflußt, ist die Wirkung der Tastverhältnis-Steuerschaltung 32, die für eine Entgasungsmodulation sorgt. Die Tastverhältnis- Steuerschaltung 32 erzeugt ein Tastverhältnis-Steuersignal am Schaltpunkt 370, welches Signal den Eingangsklemmen der UND-Glieder 312 zur logischen Kombination mit den Zeitsteuermodulations- und Weichstartsteuersignalen zugeführt wird. Das Tastverhältnis-Steuersignal bestimmt, wie lang während jedes Zyklus der Leistungszufuhr (120 Hz in der dargestellten bevorzugten Ausführungsform) das Leistungssignal erzeugt wird. Wie in Fig. 9 gezeigt, umfaßt die Tastverhältnis-Steuerschaltung 32 einen Zeitgeber 352 vom Typ 555, dessen Leistungseingangsklemme mit dem Schaltpunkt 56 verbunden ist, dessen Erdanschluß mit dem gemeinsamen Potential in Verbindung steht und dessen Trigger- und Rücksetzanschlüsse mit dem gemeinsamen Potential über die Parallelschaltung eines Widerstands 374 und eines Kondensators 376 verbunden ist und mit dem Schaltpunkt 56 über die Serienschaltung einer Zenerdiode 378 und eines Widerstandes 380 in Verbindung steht, ferner ist der Steueranschluß mit gemeinsamem Potential über einen Kondensator 382 verbunden, und die Schwellwert- und Entladeanschlüsse sind mit gemeinsamem Potential über einen Zeitgeberkondensator 384 verbunden und mit dem Schaltpunkt 56 über in Serie liegende Widerstände 386 und 388 verbunden. Zusätzlich ist die Basis eines npn- Transistors 390 an das gemeinsame Potential angeschlossen, der Emitter steht mit dem negativen Spannungsteil der Gleichspannungsleistungsversorgung 52 über den Widerstand 392 und den Schaltpunkt 394 in Verbindung, wobei eine weitere Verbindung zum Schaltpunkt 56 über einen Widerstand 396 gegeben ist, und der Kollektor ist mit dem Schaltpunkt 56 verbunden. Der Transistor 390 sorgt für eine Bypass-Schaltung für eine am Schaltpunkt 46 angelegte Spannung. Eine Klemmdiode 398 ist zwischen dem Schaltpunkt 56 und der gemeinsamen Verbindung zwischen der Zenerdiode 378 und dem Widerstand 380 eingefügt, und ein Entkopplungskondensator 400 ist zwischen dem Schaltpunkt 56 und dem gemeinsamen Potential gelegt.
Die Zeitsteuersequenz beginnt, wenn die gleichgerichtete Leistung am Schaltpunkt 46 eine Spannung an der Zenerdiode 378 aufbaut, welche deren Schwellwert übersteigt, so daß eine hohe Spannung zu den Trigger- und Rücksetzanschlüssen des Zeitgebers 372 gesendet wird. Der Zeitgeber beginnt dann, den Zeitsteuerkondensator 384 mit Strom zu laden, der über die Widerstände 386 und 388 gezogen wird. Die Ladegeschwindigkeit des Kondensators 384 wird durch Änderung des Widerstandswertes des einstellbaren Widerstandes 388 eingestellt. Während dieser Zeit ist das Ausgangssignal des Zeitgebers, welches das Tastverhältnis- Steuersignal darstellt, auf der logisch hohen Spannung. Wenn der Zeitgeber die Zeit bemessen hat, geht das Ausgangssignal des Zeitgebers 372 auf die logisch niedrige Spannung und verbleibt niedrig bis zum nächsten Leistungszufuhrzyklus. Wenn das Tastverhältnis- Steuersignal hoch ist, werden, wie in Fig. 10 gezeigt, die Steuersignale erzeugt, was wiederum die Leistungstransistoren dazu bringt, das Leistungssignal zu erzeugen. Wenn das Tastverhältnis-Steuersignal niedrig wird, fallen jedoch auch die Steuersignale auf einen niedrigen Pegel und verbleiben dort während des Restes des Leistungszufuhrzyklus. Die Nützlichkeit einer solchen Verweilzeit besteht darin, daß Entgasen während jedes Leistungszufuhrzyklus stattfinden kann, wobei die Dauer der Verweilzeit von der Bedienungsperson einstellbar ist.
Durch Trennung der Steuerfunktionen von den Leistungserzeugungsfunktionen sorgt der Generator 10 nach der vorliegenden Erfindung für ein geregeltes und stabiles Leistungssignal zum Antrieb des Ultraschallwandlers 20. Schutz gegen Kurzschlüsse ist durch die Leistungssteuerschaltung 28 und den Modulator 26 durch Modulieren des Leistungssignals gegeben, wenn der Strom einen gewünschten Betrag übersteigt. Schutz gegen offene Schaltung wird durch Trennen der Brückentreiberschaltung von der der Leistungssteuerschaltung erreicht.
Aus obiger Beschreibung ist ersichtlich, daß die offenbarte Erfindung einen neuen und vorteilhaft regulierten Ultraschallgenerator schafft, der zur Zufuhr eines Treibersignals an einen Ultraschallwandler betrieben werden kann. Die vorstehende Diskussion offenbart und beschreibt lediglich beispielhafte Verfahren und Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Es versteht sich für die Leute vom Fach, daß die Erfindung in anderen speziellen Ausführungsformen verwirklicht werden kann, ohne vom Umfang der Ansprüche abzuweichen. Beispielsweise kann der Generator zum Antrieb von Ultraschalleinrichtungen verwendet werden, die sich von Wandlern bei der Verwendung der Ultraschallreinigung unterscheiden. Demgemäß ist die Offenbarung der vorliegenden Erfindung zur Illustration gedacht und nicht zur Beschränkung des Schutzbereichs der nachfolgenden Ansprüche.

Claims

1. Treibervorrichtung (10) eines Ultraschallwandlers zur Erzeugung eines Treibersignals zum Betrieb eines Ultraschallwandlers (20) mit folgenden Merkmalen:

eine Stromzuführung (12);

eine Brückeninvertereinrichtung (16), die durch die Stromzuführung (12) betrieben wird und zur Erzeugung eines Leistungssignals mit zwei alternierenden Bestandteilen von entgegengesetztem Potential dient, wobei die Brückeninvertereinrichtung (16) vier Leistungstransistoren (58, 60, 62, 64) einschließt, die in zwei Paaren (58 und 64, 60 und 62) angeordnet sind, und wobei jedes Paar der Leistungstransistoren einen Bestandteil des Leistungssignals erzeugt;

eine Zeitsteuerschaltung (24) zur Erzeugung eines Zeitsignals, dessen Frequenz gleich der gewünschten Frequenz des Leistungssignals ist;

eine Brückentreibereinrichtung (22), die auf das Zeitsignal anspricht und Basistreibersignale periodisch erzeugt, welche, den Basen der Leistungstransistoren (58, 60, 62, 64) zugeführt, diese zum Einschalten bringen, wobei die Brückentreibereinrichtung (22) abwechselnd die Basistreibersignale bei der gewünschten Frequenz zum Schalten abwechselnder Paare der Leistungstransistoren erzeugt;

eine Brückenmodulationseinrichtung (26), die zwischen der Brückentreibereinrichtung (22) und der Brückeninvertereinrichtung (16) liegt und selektiv die Basistreibersignale mit den Basen der Leistungstransistoren (58, 60, 62, 64) verbindet bzw. von diesen abtrennt, um das Zeitmaß während jedes Zyklus des Leistungssignals zu bestimmen, während welchem die Leistungstransistoren eingeschaltet sind; und

eine Einrichtung (18) zur Zuführung des Leistungssignals an den Ultraschallwandler (20).

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuerschaltung (24) einen ersten Zeitgeber (210) aufweist, der mit einer Frequenz gleich der doppelten gewünschten Frequenz läuft und ein D-Typ- Flip-Flop (212) aufweist, welches das Ausgangssignal des ersten Zeitgebers als Taktimpulssignal empfängt, und

daß das Flip-Flop (212) das Zeitsteuersignal (222) mit der gewünschten Frequenz und auch ein inverses Zeitsteuersignal (224) gleich der logischen Inversion des Zeitsteuersignals erzeugt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Zeitgeber (210) eine Einrichtung (214, 216, 218) zur Einstellung der Frequenz des Betriebs des ersten Zeitgebers umfaßt, um die Frequenz des Zeitsteuersignals einzustellen.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückentreibereinrichtung (22) einen Kondensator (108), einen Brückentreibertransformator (92) und erste und zweite Brückentreibertransistoren (98, 114) umfaßt,

daß der Kondensator (108) durch die Leistungszufuhr (12, 50) kontinuierlich geladen wird,

daß die ersten und zweiten Brückentreibertransistoren (98, 114) und zugeordnete Schaltungen (106, 107) in Abhängigkeit von dem Zeitsteuersignal abwechselnd einen ersten Anschluß (104) der Primärwicklung (90) des Brückentreibertransformators (92) mit entgegengesetzten Anschlüssen des Kondensators (108) verbinden,

daß die Brückentreibereinrichtung (22) ferner eine Einrichtung (136, 138) zur Verbindung eines zweiten Anschlusses (140) der Primärwicklung (90) des Brückentreibertransformators (92) an ein Potential umfaßt, welches zwischen den abwechselnd anliegenden Potentialen liegt, die am ersten Anschluß (104) der Primärwicklungen (90) über die Brückentreibertransistoren (98, 114) angeschlossen sind, und

daß die Basistreibersignale durch Sekundärwicklungen (94) des Brückentreibertransformators (92) erzeugt werden.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Brückentreibertransformator (92) vier Sekundärwicklungen (94) umfaßt, die jeweils ein Basistreibersignal zur Verbindung mit einem individuellen Leistungstransistor (58, 60, 62, 64) der Brückeninvertereinrichtung (16) erzeugen.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß alle Leistungstransistoren (58, 60, 62, 64) bipolare Transistoren ähnlicher Polarität sind, wobei die beiden Basistreibersignale, die zum Treiben eines Paars von Leistungstransistoren (58, 64) erzeugt werden, von entgegengesetzter Polarität gegenüber den beiden anderen Basistreibersignalen sind, die zum Treiben des anderen Paares der Leistungstransistoren (60, 62) erzeugt werden, und

daß die Polaritäten der Basistreibersignale gemäß der Frequenz des Zeitsteuersignals abwechseln.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückentreibertransistoren (98, 114) in komplementärer Weise miteinander verbunden sind, so daß jeder Brückentreibertransistor ausgeschaltet wird, wenn der andere Brückentreibertransistor eingeschaltet ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitsteuersignal mit der Basis eines (98) der Brückentreibertransistoren (98, 114) verbunden ist, um die Brückentreibertransistoren ein- und auszuschalten.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenmodulationseinrichtung (26) vier Modulationstransistoren (80, 82, 84, 86) aufweist, die jeweils in Serie zwischen der Basis eines entsprechenden Leistungstransistors (58, 60, 62, 64) und der Brückentreibereinrichtung (22) geschaltet ist,

daß jeder der Modulationstransistoren (80, 82, 84, 86) zur wahlweisen Verbindung eines entsprechenden Basistreibersignals mit der Basis des entsprechenden Leistungstransistors bzw. zur Trennung hiervon betreibbar ist und

daß die Brückenmodulationseinrichtung (26) ferner eine die modulierenden Transistoren schaltende Einrichtung (148, 180, 311) zum Ein- und Ausschalten der modulierenden Transistoren aufweist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß vier Modulationstransistoren (80, 82, 84, 86) in zwei Paaren (80 und 86, 82 und 84) gruppiert sind, wobei jedes Paar der Modulationstransistoren mit einem entsprechenden Paar der Leistungstransistoren (58 und 64, 60 und 62) gekoppelt sind.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenmodulationseinrichtung (26) ferner eine Kopplungseinrichtung (162, 206) umfaßt, um die Steueranschlüsse jedes Paares der Modulationstransistoren (80 und 86, 82 und 84) miteinander zu verbinden, und

daß ein gesteuerter Transistor (86, 82) jedes Paares der Modulationstransistoren direkt durch die die Modulationstransistoren schaltende Einrichtung geschaltet wird und ein Nachfolgetransistor (80, 84) des Paares der Modulationstransistoren indirekt durch die Kopplungseinrichtung (162, 206) geschaltet wird.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungseinrichtung zwei Kopplungstransformatoren (162, 206) umfaßt, wobei jeder der Kopplungstransformatoren die Steueranschlüsse eines Paares von Modulationstransistoren (80 und 86, 82 und 84) miteinander verbindet, so daß ein Steuersignal an den Steueranschluß eines gesteuerten Transformators und auch an den Steueranschluß des zugeordneten Folgetransistors (80, 84) angelegt wird, um beide Transistoren des Paares von Modulationstransistoren ein- oder auszuschalten.

13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationstransistorschaltung (148, 180, 311) eine logische Einrichtung (311) zum Kombinieren des Zeitsteuersignals (222) mit einem modularen Signal (296) umfaßt, um die Modulationstransistorsteuersignale (150, 204) zu erzeugen, welche das Schalten der Modulationstransistoren (80, 82, 84, 86) steuert, und

daß das Modulationssignal den Betrag der Zeit während jedes Zyklus des Leistungssignals definiert, während welcher die Leistungstransistoren (58, 60, 62, 64) anzuschalten sind, um eine gewünschte Ausgangsleistung von dem Leistungssignal zu erhalten.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Modulationstransistor-Steuersignal (150, 204) das Schalten eines der Paare der Modulationstransistoren (80 und 86, 82 und 84) steuert und

daß die logische Einrichtung (311) zwei Kanäle logischer Schaltung umfaßt, wobei jeder Kanal zum logischen Kombinieren des Zeitsteuersignals (222, 224) mit dem Modulatorsignal (296) betrieben werden kann, um eines der Modulationstransistoren-Steuersignale (150, 204) zu erzeugen.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß einer der Kanäle der logischen Schaltung ein erstes UND-Glied (312) umfaßt, welches das Zeitsteuersignal (222) und das Modulatorsignal (296) logisch kombiniert, um ein erstes Modulationstransistor-Steuersignal (150) zu erzeugen, und

daß der andere Kanal der logischen Schaltung ein zweites UND-Glied (312) umfaßt, der das logische Signal mit dem invertierten Zeitsteuersignal (224) logisch kombiniert, um ein zweites Modulationstransistor- Steuersignal (204) zu erzeugen.

16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenmodulationseinrichtung (26) ferner folgende Komponenten umfaßt:

eine Stromabtasteinrichtung (67) zur Abtastung des Stroms des Leistungssignals, eine Sollstromeinrichtung (266) zur Anzeige eines gewünschten Stroms des Leistungssignals, eine Vergleichseinrichtung (260) zur Erzeugung eines Stromfehlersignals, welches für die relative Differenz zwischen dem abgetasteten Strom des Leistungssignals und dem Sollstrom kennzeichnend ist, und eine Pulsbreitenmodulationseinrichtung (282), die auf das Stromfehlersignal anspricht und das Modulatorsignal erzeugt.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromabtasteinrichtung einen Stromabtastwiderstand (67) umfaßt, durch den das Leistungssignal fließt, und

daß der Spannungsabfall an dem Stromabtastwiderstand (67) den Strom des Leistungssignals anzeigt.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Sollstromeinrichtung einen Spannungsteiler (262, 266, 264, 270, 272) umfaßt, der zwischen einer Seite des Stromabtastwiderstandes (67) und einer Bezugsspannung (250) geschaltet ist, daß die Vergleichseinrichtung einen Spannungsvergleicher (260) umfaßt, der mit einer ersten Eingangsklemme an einen Zwischenspannungs-Abgriff des Spannungsteilers angeschlossen ist und mit einer zweiten Eingangsklemme an der anderen Seite des Stromabtastwiderstandes (67) angeschlossen ist, und daß der Spannungsvergleicher (260) das Stromfehlersignal gemäß der Spannungsdifferenz zwischen den an den Eingangsklemmen des Spannungsvergleichers anliegenden Signalen erzeugt.

19. Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsdifferenz zwischen den an den Eingangsklemmen des Spannungsvergleichers (260) anliegenden Spannungen Null ist, wenn der Sollstrom durch den Stromabtastwiderstand (67) fließt.

20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsbreitenmodulationseinrichtung (282) einen zweiten Zeitgeber (282) aufweist, der mit einer Rate ausgelöst wird, welche von dem Zeitsteuersignal bestimmt wird,

daß eine Modulationseingangsklemme des zweiten Zeitgebers das Stromfehlersignal empfängt und eine Ausgangsklemme des zweiten Zeitgebers (282) das Modulationssignal (296) erzeugt und

daß die Impulsbreite des Modulationssignals durch die Größe des Stromfehlersignals bestimmt wird.

21. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 20, gekennzeichnet ferner durch eine Weichstarteinrichtung (30) zur allmählichen Zunahme der Impulsbreite des Modulatorsignals (296) während eines anfänglichen Leistungshochfahrens der Vorrichtung.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Weichstarteinrichtung (30) einen Weichstartkondensator (344) umfaßt, der anfänglich entladen ist und sich allmählich während des anfänglichen Leistungshochfahrens der Vorrichtung lädt, und

daß die Spannung des der Impulsbreitenmodulationseinrichtung (282) zugeführten Stromfehlersignals durch die Ladung des Weichstartkondensators während des anfänglichen Leistungshochfahrens der Vorrichtung begrenzt wird.

23. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Einrichtung (311) auf ein Abschneidsignal (350) anspricht, um die Modulationstransistor-Steuersignale (150, 204) zu erzeugen und die Modulationstransistoren (98, 114) auszuschalten, und

daß die Weichstarteinrichtung (30) eine Einrichtung (340, 342) zur Erzeugung der Abschaltsignale zu Beginn des anfänglichen Leistungshochfahrens der Vorrichtung aufweist.

24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Einrichtung (311) auf ein Abschaltsignal (370) anspricht und die Modulationstransistor-Steuersignale (150, 204) erzeugt, um die Modulationstransistoren (98, 114) auszuschalten, und

daß die Vorrichtung ferner eine Tastverhältnis- Steuerschaltung (32) aufweist, um die Abschaltsignale periodisch zu erzeugen, um so das Tastverhältnis der Vorrichtung zu steuern.

25. Vorrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungszufuhr (12) zyklische Leistung an die Brückeninvertereinrichtung (16) bei einer Frequenz liefert, die geringer ist als die Sollfrequenz des Leistungssignals, und

daß die Tastverhältnis-Steuerschaltung (32) einen Tastverhältnis-Zeitgeber (372) umfaßt, der die Zeitsteuerung beim Start jedes Leistungszuführungszyklus beginnt und das Abschaltsignal (370) nach einer wählbaren Zeit nach dem Start des Leistungszuführungszyklus erzeugt, jedoch vor dem Ende des Leistungszuführungszyklus.

26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Zuführung des Leistungssignals an den Ultraschallwandler einen Ausgangsleistungstransformator (18) umfaßt, der mit der Brückeninvertereinrichtung (16) verbunden ist, um das Leistungssignal in das Treibersignal zur Übertragung an den Ultraschallwandler (20) umzusetzen.

27. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsleistungstransformator (18) einige Induktanz aufweist, die zur Abschleifung scharfer Spitzen des Leistungssignals wirkt, so daß die Wellenform des Treibersignals ähnlich einer Sinuswelle ist.