DE3717482C2 - - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0824—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in thyristor switches
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine
Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines GTO-Thyristors.
Ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung
eines GTO-Thyristors unter Einsatz eines Entlastungsnetzwerkes
mit einem Kondensator parallel zum GTO-Thyristor
sind aus Ingo J. Arnold, "Elektronische Bauelemente und
Schaltungen der Energietechnik: von der µP-Technik bis zur
Leitungselektronik", Berlin, Offenbach, VDE-Verlag, 1984,
Seiten 126 bis 128 bekannt.
Leistungselektronische Schaltungen mit Gate-turn-off-
Thyristoren (GTO-Thyristoren) benötigen zum Betrieb Entlastungsnetzwerke,
die den Stromanstieg im GTO-Thyristor beim Einschalten
bzw. den Spannungsanstieg über dem GTO-Thyristor
beim Abschalten verzögern. Darüber hinaus wird zur Ansteuerung
des GTO-Thyristors eine spezielle Einrichtung
(Gate-Unit) benötigt, die dem GTO-Thyristor über einen
seinen Gate-Anschluß die zum Ein- bzw. Abschalten notwendigen
Ströme zuführt. Man erhält unter Berücksichtigung dieser
Vorgaben den prinzipiellen Aufbau eines GTO-Schalters mit
Entlastungsnetzwerken nach Fig. 1.
Der GTO-Thyristor ist mit V1 bezeichnet. Die antiparallel
zu V1 angeordnete Diode V2 dient zum Schutz des
GTO-Thyristors vor negativen Sperrspannungen. Das Einschaltentlastungsnetzwerk
EE besteht beispielhaft aus
einer im Hauptstrompfad des GTO-Thyristors liegenden
Drossel LE, der ein Widerstand REW mit hierzu in Serie
liegender Diode DE parallelgeschaltet ist. Das Ausschalt-
Entlastungsnetzwerk AE besteht aus einem Kondensator
CA, dem die Parallelschaltung aus einem Widerstand
RA und einer Diode DA in Serie liegt. Diese Serienschaltung
CA, RA/DA ist parallel zum GTO-Thyristor angeordnet.
Die mit dem Steueranschluß des GTO-Thyristors verbundene
Gate-Unit GA ist mit der Kathode von V1 verbunden.
Während des Leitzustandes des GTO-Thyristors V1 ist der
Kondensator CA entladen. Gibt die Gate-Unit einen Löschimpuls
an das Gate von V1, so sperrt der GTO-Thyristor
und der vorher durch den GTO-Thyristor fließende Laststrom
iLast kommutiert auf die Reihenschaltung Diode DA
- Kondensator CA. Der Spannungsanstieg du/dt über dem
GTO-Thyristor wird auf den Wert iLast/Ca begrenzt
(iLast = abgeschalteter Laststrom, CA = Kapazität). Analog
hierzug begrenzt die Diode LE beim Einschalten des
GTO-Thyristors V1 den Stromanstieg dI/dt des durch den
GTO-Thyristor fließenden Stromes I auf den Wert Ud/LE,
wobei Ud die angelegte treibende Spannung ist
(Le = Induktivität).
Nach dem Abklingen der Ausschalt- bzw. Einschaltentladung
müssen Maßnahmen getroffen werden, um den Kondensator
CA zu entladen bzw. um die Drossel LE abzumagnetisieren.
Der Kondensator CA wird im vorliegenden Schaltungsbeispiel
in der dem Sperrzustand folgenden Leitphase
über den Kreis Ca, Ra, V1 entladen. Analog dazu
wird in diesem Beispiel die Drossel LE über den Kreis
LE, DE, RE abmagnetisiert. Wichtig ist, daß CA nahezu
völlig entladen ist, wenn der GTO-Thyristor V1 erneut
abgeschaltet werden soll, bzw. daß LE beim nächstfolgenden
Einschaltvorgang stromlos ist. Der Entladevorgang
des Kondensators CA kann angenähert durch die Gleichung
UCA = ÛCA · e - t/RACA
beschrieben werden (wobei UCA = Spannung am Kondensator
CA, ÛCA = Scheitelwert der Spannung am Kondensator CA).
Für die Abmagnetisierung der Drossel LE gilt
ILE = ÎLE · e - t · -RE/LE
(wobei ILE = Strom durch die Drossel LE, ÎLE = Scheitelwert
des Stromes durch die Drossel LE).
Zur Sicherstellung der Entladung von CA bzw. der Abmagnetisierung
von LE ist es üblich, die relevanten kritischen
Größen (Spannung UCA, Strom ILE) unter Zugrundelegung
der oben stehenden Gleichungen auf Sperrzeiten für
den GTO-Thyristor V1 zurückzuführen. Auf diese Weise
wird eine minimale Einschaltzeit tEmin definiert, die
sicherstellt, daß die Spannung UCA nach Ablauf von tEmin
unterhalb 5% der angelegten treibenden Spannung Ud
liegt. Es ergibt sich
tEmin 3 · RA · Ca.
Ferner wird eine minimale Ausschaltzeit tAmin definiert,
nach deren Ablauf der Strom ILE durch die Drossel auf
etwa 5% des Maximalwertes abgebaut ist, d. h.
tAmin 3 · LE/RE.
Es ist üblich, die minimale Einschaltzeit und die minimale
Ausschaltzeit für den ungünstigsten Fall, d. h. für
die höchste Kondensatorspannung UCA und den höchsten Strom
durch die Drossel LE zu ermitteln und fest einzustellen.
Die beiden Sperrzeiten tEmin, tAmin werden meist in der
Gate-Unit erzeugt.
Es ist dabei von Nachteil, daß die Sperrzeiten tEmin, TAmin
selbst nicht die relevanten kritischen Größen sind. Die
Sperrzeiten sind vielmehr lediglich aus den kritischen
Größen abgeleitet und hängen von der Art und
Dimensionierung der Entlastungsnetzwerke ab. Die
Sperrzeiten tEmin, tAmin müssen für jede
Schaltungsauslegung erneut projektiert und eingestellt
werden. Funktionsstörungen der Entlastungsnetzwerke können
prinzipiell nicht erkannt werden und führen daher direkt
zur Zerstörung des betreffenden GTO-Thyristors.
Der Erfindung liegt davon ausgehend die Aufgabe zugrunde,
ein Verfahren zur Ansteuerung eines GTO-Thyristors anzugeben,
bei dem sich die Sperrzeiten dynamisch an die Belastung
des GTO-Thyristors anpassen und bei dem auch Fehlfunktionen
des Entlastungsnetzwerkes erkannt und ausgeglichen
werden. Des weiteren soll eine Schaltungsanordnung zur
Durchführung des Verfahrens angegeben werden.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren zur
Ansteuerung eines GTO-Thyristors unter Einsatz eines Entlastungsnetzwerkes
mit einem Kondensator parallel zum
GTO-Thyristor und einer Drossel in Serie zum GTO-Thyristor
gelöst, wobei die am Kondensator anliegende Spannung und
der durch die Drossel fließende Strom ermittelt, mit vorgegebenen
Grenzwerten verglichen und hieraus Verriegelungsbedingungen
für den Wechsel des Schaltzustandes des GTO-Thyristors
hergeleitet werden.
Die Aufgabe wird bezüglich der Schaltungsanordnung durch
die im Anspruch 6 gekennzeichneten Merkmale gelöst.
Dabei ist es aus der DE 34 08 788 A1 an sich bekannt, den
durch einen GTO-Thyristor fließenden Strom zu ermitteln,
mit vorgegebenen Grenzwerten zu vergleichen und hieraus
Verriegelungsbedingungen für den Wechsel des Schaltzustandes
des GTO-Thyristors herzuleiten. Konkret wird jedoch zum
Schutz gegen Überstrom vorgeschlagen, daß der Laststrom des
Halbleiterschalters durch Zünden eines in einem parallelen
Zweig liegenden Schutzschalters abgebaut wird, indem der
Strom des Halbleiterschalters auf den parallelen Zweig
kommutiert.
Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile liegen insbesondere
darin, daß die Verriegelungsfunktionen für den
GTO-Thyristor (minimale Einschaltzeit, minimale Ausschaltzeit)
unabhängig von der Dimensionierung der
Entlastungsnetzwerke sind und deshalb nicht erneut für
jede Schaltungsauslegung projektiert und eingestellt
werden müssen. Die durch die Verriegelungen entstehenden
Sperrzeiten liegen nicht fest, sondern passen sich dynamisch
an die Belastungen des GTO-Thyristors an. Auf diese
Weise sind bei geringerer Schaltspannung und/oder
geringerem Schaltstrom (wobei die pro Schaltvorgang umgesetzte
Verlustleistung im GTO-Thyristor ebenfalls geringer
wird) höhere Schaltfrequenzen möglich. Fehlfunktionen
der Entlastungsnetzwerke können prinzipiell erkannt
werden, wobei in bestimmten (wahrscheinlichen)
Fehlerfällen keine zusätzlichen Schaltungen notwendig
sind.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den
Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung
dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert.
Es zeigt
Fig. 2 ein Ausschalt-Entlastungsnetzwerk mit Messung
der Kondensatorspannung,
Fig. 3 einen ohmschen Teiler für die Kondensatorspannungsmessung,
Fig. 4 ein Ausschalt-Entlastungsnetzwerk mit Messung
einer dem Kondensatorstrom proportionalen
Spannung,
Fig. 5 ein Einschaltentlastungsnetzwerk mit Messung
einer dem Drosselstrom proportionalen Spannung,
Fig. 6 ein Einschaltentlastungsnetzwerk mit Messung
der Drosselspannung,
Fig. 7 eine Regenerierschaltung für die "differentielle"
Messung der Kondensatorspannung und
des Drosselstromes,
Fig. 8 eine kenngrößenabhängige Verriegelungsschaltung.
In Fig. 2 ist ein Ausschaltentlastungsnetzwerk mit Messung
der Kondensatorspannung UCA gezeigt. Dabei wird die
Kondensatorspannung UCA am gemeinsamen Verbindungspunkt
des Kondensators CA mit der Serienschaltung DA/RA abgegriffen
und der Gate-Unit GA zugeleitet. Da die kritische
Größe UCA direkt erfaßt wird, ist prinzipiell keine
spezielle Adaption notwendig. Es können sich jedoch konstruktive
Probleme ergeben, wenn große Spannungen (z. B.
<500 V) an der Gate-Unit GA eingeführt werden müssen.
In solchen Fällen ist es vorteilhaft, einen ohmschen
oder kapazitiven Spannungsteiler parallel zum Kondensator
CA vorzusehen. Gegebenenfalls kann ein solcher Spannungsteiler
auch in den Kondensatorbecher von CA eingebaut
werden. Der Teilerfaktor des Spannungsteilers ist
so auszulegen, daß an der Gate-Unit GA lediglich eine
geeignete Spannung (z. B. <48 V) anliegt.
In Fig. 3 ist ein ohmscher Teiler für die Kondensatorspannungsmessung
dargestellt, d. h. dem Kondensator CA
sind zwei Widerstände R 1, R 2 parallelgeschaltet, an deren
gemeinsamen Verbindungspunkt die reduzierte Kondensatorspannung
UCA′ abgegriffen und der Gate-Unit GA zugeführt wird.
In Fig. 4 ist ein Ausschaltentlastungsnetzwerk mit Messung
einer dem Kondensatorstrom ICA proportionalen Spannung
URA dargestellt. Dabei ist das Ausschaltentlastungsnetzwerk
so ausgebildet, daß der Kondensator CA
mit der Anode des GTO-Thyristors V1 und die Parallelschaltung
RA/DA mit der Kathode von V1 verbunden sind.
Die Spannung URA wird am gemeinsamen Verbindungspunkt
von CA/RA/DA abgegriffen und der Gate-Unit GA zugeleitet.
Durch Ermittlung des Kondensatorstromes ICA (bzw.
der hierzu proportionalen Spannung URA) wird das zeitliche
Differential der kritischen Größe UCA bestimmt. Mit
Hilfe einfacher RC-Netzwerke kann der Meßwert ICA (bzw.
die hierzu proportionale Spannung URA) integriert und so
die Größe UCA regeneriert werden.
Dieses Verfahren besitzt zwei Nachteile. Zum einen ist
die Kenntnis der absoluten Größe der Kapazität des Kondensators
CA notwendig, um die Rechenschaltung zu kalibrieren.
Außerdem geht bei der differentiellen Messung
der Anfangswert der Größe UCA verloren und muß künstlich
nachgebildet (regeneriert) werden. Im Falle eines einfachen
RCD-Ausschaltentlastungsnetzwerkes kann dies durch
eine Schaltungsanordnung nach Fig. 6 erfolgen, wie dort
ausgeführt wird.
In Fig. 5 ist ein Einschaltentlastungsnetzwerk mit Messung
einer dem Drosselstrom ILE proportionalen Spannung
URE dargestellt, wobei die Spannung URE am gemeinsamen
Verbindungspunkt des Widerstandes RE und die Diode DE
abgegriffen und der Gate-Unit GA zugeleitet wird. Da die
kritische Größe ILE direkt erfaßt wird, ist prinzipiell
keine spezielle Adaption notwendig. Zur Reduktion der an
der Gate-Unit GA anliegenden Spannung kann ein ohmscher
Spannungsteiler parallel zum Widerstand RE vorgesehen
werden. Der Spannungsteiler kann auch als Anzapfung am
Widerstand RE ausgeführt sein.
In Fig. 6 ist ein Einschaltentlastungsnetzwerk mit Messung
der Drosselspannung ULE dargestellt. Dabei wird die
Drosselspannung ULE am gemeinsamen Verbindungspunkt von
DE und LE abgegriffen und der Gate-Unit GA zugeleitet.
Durch Ermittlung der Drosselspannung ULE wird das zeitliche
Differential der kritischen Größe ILE bestimmt.
Mit Hilfe einfacher RC-Netzwerke kann der Meßwert ULE
integriert und so die Größe ILE regeneriert werden. Dieses
Verfahren besitzt zwei Nachteile. Zum einen ist die
Kenntnis der absoluten Größe der Induktivität der Drossel
LE notwendig, um die Rechenschaltung zu kalibrieren.
Außerdem geht bei der differentiellen Messung der Anfangswert
der Größe ILE verloren und muß künstlich nachgebildet
(regeneriert) werden. Im Falle eines einfachen
LRD-Einschaltentlastungsnetzwerkes kann dies durch eine
Schaltungsanordnung nach Fig. 7 erfolgen.
In Fig. 7 ist eine Regenerierschaltung für die "differentielle"
Messung der Kondensatorspannung UCA (bzw. des
Drosselstromes ILE) dargestellt, wie sie unter Fig. 4
(bzw. 6) erwähnt ist. Die Spannung URA am Widerstand RA
(die proportional zum Strom ICA ist, siehe Fig. 4) wird
einem ohmschen Teiler 1 zugeleitet. Die Ausgangsspannung
des ohmschen Teilers 1 wird einem Integrierglied 2 und
einem Sample-and-Hold-Speicher 3 zugeführt. Ausgangsseitig
sind das Integrierglied 2 mit dem negativen Eingang
bzw. der Sample-and-Hold-Speicher 3 mit dem positiven
Eingang eines Komparators 4 verbunden. Dem Ausgang des
Komparators 4 ist das regenerierte Signal entnehmbar.
Zu Beginn des Entladevorganges des Kondensators CA (bzw.
des Entmagnetisierungsvorganges der Drossel LE) im Entlastungsnetzwerk
wird die an RA auftretende Spannung URA
(bzw. die an LE auftretende Spannung ULE) gemessen und
gespeichert. Dies erfolgt durch einen entsprechenden
Impuls "Hold" am Steuereingang H des Sample-and-Hold-
Speichers 3. Nachfolgend wird die am Widerstand RA anstehende
und durch den ohmschen Teiler 1 herabgesetzte
Spannung URA (bzw. die herabgesetzte Spannung ULE) integriert
und dem Komparator 4 zugeleitet. Die im Sample-
and-Hold-Speicher 3 gespeicherte Spannung dient als
Schwellwert beim Vergleich mit der integrierten Spannung
im Komparator 4 zur Ableitung des benötigten Verriegelungssignals
für den GTO-Thyristor V1.
Infolge der direkten Messung der bestimmten Parameter
UCA und ILE mit nachfolgender Bildung der Verriegelungsbedingungen
ist eine Erkennung von Fehlfunktionen in den
Entlastungsnetzwerken möglich. Prinzipiell können als
Fehlerquellen eine Unterbrechung (Ausbrennen) der Widerstände
RA oder RE, ein Ausfall (Kurzschluß) der Dioden
DA oder DE, ein Kurzschluß (Überschlag) im Kondensator
CA, ein Kurzschluß (Windungs- oder Erdschluß) in der
Drossel LE oder eine Leitungsunterbrechung vorkommen.
Wünschenswert ist eine Erkennung von möglichen Fehlern
in den Entlastungsnetzwerken, die den GTO-Thyristor direkt
gefährden und nach deren Auftreten noch Schutzmaßnahmen
möglich sind. Bei den Entlastungsnetzwerken gemäß
Fig. 2, 4, 5, 6 können solche Fehler erkannt werden, bei
denen das fehlerhafte Element nicht Teil des Meßkreises
ist. Zusätzlich muß sich nach Auftreten des Fehlers ein
deutlich verändertes Verhalten des Netzwerkes zeigen,
das den GTO-Thyristor zunächst noch nicht gefährdet.
Beim Ausschalt-Entlastungsnetzwerk gemäß Fig. 2 wird
z. B. eine Unterbrechung von RA, DA oder den zugehörigen
Leitungsverbindungen erkannt. Als Reaktion wird automatisch
die Abschaltung des GTO-Thyristors V1 verhindert.
Das Erkennen eines Kurzschlusses bei der Diode DE eines
Einschaltentlastungsnetzwerkes ist dagegen nur unter
Einsatz einer zusätzlichen Polaritätsüberwachungsschaltung
(inklusive Meldung) möglich. Eine Veränderung des
Widerstandswertes von RE (drastische Veränderungen, insbesondere
Kurzschluß) ist gegebenenfalls ohne zusätzliche
Schaltung möglich, wenn ein separater ohmscher Spannungsteiler
parallel zu RE vorhanden ist, wobei eine
Meldung und/oder Einschaltsperre für den GTO-Thyristor
vorzusehen sind.
In Fig. 8 ist eine kenngrößenabhängige Verrriegelungsschaltung
dargestellt, wie sie zur Bildung der Verriegelungsbedingungen
für den GTO-Thyristor V1 aus den direkt
gemessenen Parametern UCA und ILE geeignet ist. Es ist
ein transparenter Speicher 5 zu erkennen, dessen Eingang
D mit einem logischen GTO-Ansteuersignal A beaufschlagt
wird. Der Ausgang Q des Speichers 5 führt zu einer
Treiberschaltung 6, die ausgangsseitig mit dem Steuereingang
(Gate) des GTO-Thyristors V1 verbunden ist.
Die Spannung UCA am Kondensator CA wird über einen Abschwächer
7 (mit Teilerfaktor K 1) an den negativen Eingang
eines Kenngrößen-Komparators 8 geführt. Der positive
Eingang des Komparators 8 wird mit einer ersten Referenzspannung
URef 1 beaufschlagt. Der Ausgang des Komparators
8 ist an den ersten Eingang eines ODER-Gliedes 9
angeschlossen.
Die Spannung URE bzw. ULE am Widerstand RE bzw. an der
Drossel LE wird über einen Abschwächer 10 (mit Teilerfaktor
K 2) an den negativen Eingang eines Kenngrößen-
Komparators 11 geführt. Der positive Eingang des Komparators
11 wird mit einer zweiten Referenzspannung URef 2
beaufschlagt. Der Ausgang des Komparators 11 ist an den
ersten Eingang eines ODER-Gliedes 12 angeschlossen.
Dem zweiten Eingang des ODER-Gliedes 9 wird das Signal
am Ausgang Q des Speichers T über einen Inverter 13 zugeleitet.
Das gleiche Signal am Ausgang Q liegt dem
zweiten Eingang des ODER-Gliedes 12 direkt an. Die Ausgänge
der ODER-Glieder 9 und 12 sind mit den Eingängen
eines UND-Gliedes 14 verbunden. Ausgangsseitig ist das
UND-Glied 14 an den Freigabeeingang F des Speichers 5
angeschlossen.
Nachfolgend wird die Funktionsweise der Verriegelungsschaltung
nach Fig. 8 beschrieben. Es wird ein Ausgangszustand
angenommen, bei dem sich das Ansteuersignal A
bereits für längere Zeit auf dem Pegel L (L = logisch
Null) befindet. Das Signal am Ausgang Q des Speichers 5
ist L, d. h. der GTO-Thyristor V1 befindet sich im Sperrzustand.
Der Kondensator CA ist aufgeladen, d. h. die
gemessene, abgeschwächte Spannung UCA ist größer als die
Referenzspannung URef 1. Folglich leitet der Komparator 8
ein Signal mit dem Pegel L an den ersten Eingang des
ODER-Gliedes 9. Die Drossel LE ist stromlos, d. h. die
gemessene, abgeschwächte Spannung URE oder ULE ist kleiner
als die Referenzspannung URef 2. Folglich leitet der
Komparator 11 ein Signal mit dem Pegel H (= logisch
Eins) an den ersten Eingang des ODER-Gliedes 12. Da dem
zweiten Eingang des ODER-Gliedes 12 ein Signal mit dem
Pegel L (= Signal am Ausgang Q) und dem zweiten Eingang
des ODER-Gliedes 9 ein Signal mit dem Pegel H (= invertiertes
Signal am Ausgang Q) anliegen, weisen die dem
UND-Glied 14 zugeführten Ausgangssignale der ODER-Glieder
9, 12 den Pegel H auf, wodurch das UND-Glied 14 dem
Freigabeeingang F des Speichers 5 ein Signal mit dem
Pegel H zuleitet, d. h. der Speicher 5 ist transparent
(transparent bedeutet in diesem Zusammenhang, daß eine
Änderung des Ansteuersignales auf den Ausgang Q des
Speichers 5 durchgeschaltet wird).
Zusammenfassend kann der betrachtete Ausgangszustand
(GTO-Thyristor V1 ist ausgeschaltet) auch dadurch beschrieben
werden, daß der durch das ODER-Glied repräsentierte
zweite Kanal des aus den ODER-Gliedern 9, 12, dem
Inverter 13 und dem UND-Glied 14 bestehenden "digitalen
Umschalters" in diesem Zustand aktiv (durchlässsig) und
demzufolge der Speicher 5 transparent ist.
Ändert sich das Ansteuersignal A von L auf H (Pegelwechsel),
so weist das Signal am Ausgang Q des Speichers 5
den Pegel H auf, worauf der GTO-Thyristor V1 über die
Treiberschaltung 6 "eingeschaltet" wird.
Da das Signal am Ausgang Q über den Inverter 13 zum
zweiten Eingang des ODER-Gliedes 9 gelangt, liegt an
diesem zweiten Eingang ein Signal mit dem Pegel L an.
Das Signal am zweiten Eingang des ODER-Gliedes 11 weist
den Pegel H auf. Da Strom durch die Drossel LE fließt,
ist die gemessene, abgeschwächte Spannung URE oder ULE
größer als die Referenzspannung URef 2. Folglich leitet
der Komparator 11 ein Signal mit dem Pegel L an den ersten
Eingang des ODER-Gliedes 12. Das Ausgangssignal des
ODER-Gliedes 12 ist somit H.
Zusammenfassend läßt sich der Zeitraum während des Leitzustandes
des GTO-Thyristors dadurch charakterisieren,
daß der durch das ODER-Glied 9 repräsentierte erste Kanal
des "digitalen Umschalters" 9, 12, 13, 14 aktiviert
wird und letztlich das Ausgangssignal des Komparators 8
den Zustand des Speichers 5 bestimmt (Spannung am Kondensator
ist zustandsbestimmend). Das Ausgangssignal des
Komparators 8 springt in Abhängigkeit des Entladevorganges
des Kondensators CA vom Pegel L auf den Pegel H.
Solange die Kondensatorspannung UCA unter Berücksichtigung
des Teilerfaktors K 1 noch größer als die Referenzspannung
URef 1 bleibt, gibt der Komparator 8 den Pegel L
an das ODER-Glied 9 ab, d. h. das Ausgangssignal am
ODER-Glied 9 beträgt L und das vom UND-Glied 14 an den
Freigabeeingang F geleitete Signal beträgt ebenfalls L.
Hierdurch wird der Speicher 5 "eingefroren" und jede
Änderung des Ansteuersignales A wird blockiert.
Bei fast vollständiger Entladung des Kondensators CA ist
die gemessene, abgeschwächte Spannung UCA kleiner als
die Referenzspannung URef 1. Folglich leitet der Komparator
8 ein Signal mit dem Pegel H an den ersten Eingang
des ODER-Gliedes 9, d. h. das Ausgangssignal am ODER-
Glied 9 beträgt jetzt H und das vom UND-Glied 14 an F
geleitete Signal beträgt H, wodurch der Speicher wieder
freigegeben wird (Ablauf der minimalen Einschaltzeit
tEmin).
Beim Wechsel des Ansteuersignales A von H auf L (Pegelwechsel)
liegt ein Signal mit dem Pegel L am Ausgang Q
des Speichers 5, wodurch der GTO-Thyristor "ausgeschaltet"
wird. Das Signal am Ausgang Q mit dem Pegel L gelangt
direkt zum zweiten Eingang des ODER-Gliedes 12 und
über den Inverter 13 als Signal H zum zweiten Eingang
des ODER-Gliedes 9. Da der Kondensator CA geladen wird,
ist die gemessene, abgeschwächte Spannung UCA größer als
die Referenzspannung URef 1. Folglich gibt der Komparator
8 ein Signal L an den ersten Eingang des ODER-Gliedes 9
Das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 9 beträgt H. Die
Drossel LE wird abmagnetisiert und führt noch Strom, so
daß die gemessene, abgeschwächte Spannung URE oder ULE
noch größer als die Referenzspannung URef 2 ist. Folglich
gibt der Komparator 11 ein Signal mit dem Pegel L an den
ersten Eingang des ODER-Gliedes 12 ab. Das Ausgangssignal
des ODER-Gliedes beträgt somit L, wodurch auch das
Ausgangssignal des UND-Gliedes 14 den Pegel L aufweist,
d. h. der Speicher 5 wird "eingefroren" und jede Änderung
des Ansteuersignals A wird blockiert.
Ist die Drossel fast stromlos bzw. stromlos, so ist die
gemessene, abgeschwächte Spannung URE oder ULE kleiner
als die Referenzspannung URef 2. Folglich leitet der
Komparator 11 ein Signal mit dem Pegel H an den ersten
Eingang des ODER-Gliedes 12. Hierdurch springt das
Ausgangssignal des ODER-Gliedes 12 auf den Pegel H und
folglich das Ausgangssignal des UND-Gliedes 14 ebenfalls
auf den Pegel H, wodurch der Speicher wieder freigegeben
wird (Ablauf der minimalen Ausschaltzeit tAmin). Zusammenfassend
läßt sich der Zeitraum während des Sperrzustandes
des GTO-Thyristors dadurch charakterisieren, daß
der durch das ODER-Glied 12 repräsentierte zweite Kanal
aktiviert wird und den Zustand des Speichers 5 bestimmt
(Spannung an LE ist zustandsbestimmend).
Wie aus der Beschreibung der Funktionsweise ersichtlich
ist, passen sich die von der kenngrößenabhängigen Verrriegelungsschaltung
erzeugten Sperrzeiten vorteilhaft
dynamisch an die Belastung des GTO-Thyristors an, d. h.
wenn die absoluten Werte der Kenngrößen UCA und ILE (repräsentiert
durch URE oder ULE) geringer sind (was z. B.
bei verminderter anliegender treibender Spannung UD oder
bei geringem Ventilstrom auftritt), so verkürzen sich
automatisch die Sperrzeiten. Die Bemessungsgrößen von CA
und LE sind dabei vorteilhaft für die Funktion der Verriegelungsschaltung
nicht relevant.
Eine Funktionsstörung der Ausschaltentlastung (z. B.
durch Leitungsbruch oder Unterbrechung von RA) wird von
der Verriegelungsschaltung ohne Zusatzaufwand erkannt
und die Abschaltung des GTO-Thyristors wird verhindert
(anderenfalls droht die Zerstörung des GTO-Thyristors).
In der Regel liegt ein Teil der in der Gate-Unit GA enthaltenen
Elektronik auf Kathodenpotential des GTO-Thyristors.
In diesem Fall ist vorteilhaft keine Potentialtrennung
zwischen der Meßelektronik für die oben angegebenen
Größen und der Gate-Steuerelektronik (Gate-Unit)
des GTO-Thyristors notwendig.
Die kritischen Werte für UCA und ILE, unterhalb derer
die oben angegebene Verriegelung aufgehoben wird, sind
vorteilhaft lediglich von den Eigenschaften des GTO-Thyristors
(GTO-Typ) und nicht von der Schaltungsauslegung
des Leistungsteils bestimmt.
Claims (10)
1. Verfahren zur Ansteuerung eines GTO-Thyristors unter
Einsatz eines Entlastungsnetzwerkes mit einem Kondensator
parallel zum GTO-Thyristor und einer Drossel in Serie
zum GTO-Thyristor, wobei die am Kondensator (CA) anliegende
Spannung (UCA) und der durch die Drossel (LE) fließende
Strom (ILE) ermittelt, mit vorgegebenen Grenzwerten verglichen
und hieraus Verriegelungsbedingungen für den Wechsel
des Schaltzustandes des GTO-Thyristors (V1) hergeleitet
werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die am Kondensator (CA) anliegende Spannung
(UCA) direkt gemessen wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß eine dem Strom (iCA) durch den Kondensator (CA)
proportionale Spannung (URA) gemessen wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß eine dem Strom (ILE) durch die Drossel (LE)
proportionale Spannung (URE) gemessen wird.
5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die an der Drossel (LE) liegende Spannung (ULE)
gemessen wird.
6. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein
transparenter Speicher (5) vorgesehen ist, an dessen
Eingang (D) das Ansteuersignal (A) für den GTO-Thyristor
(V1) anliegt, an dessen Ausgang (Q) der Steueranschluß
des GTO-Thyristors (V 1) über eine Treiberschaltung (6)
angeschlossen ist und dessen Freigabeeingang (F) in Abhängigkeit
der am Kondensator (CA) und an der Drossel (LE) anstehenden
Meßgrößen beaufschlagt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die Kondensatorspannung (UCA) und
die Drosselspannung (ULE) bzw. die dem Drosselstrom
(ILE) proprotionale Spannung (URE) jeweils einem Komparator
(8, 11) zugeführt werden, wobei den jeweils zweiten
Eingängen dieser Komparatoren (8, 11) Referenzspannungen
(URef 1, URef 2) anliegen, daß die Komparatoren (8, 11)
ausgangsseitig mit den jeweils ersten Eingängen von
ODER-Gliedern (9, 12) verbunden sind, daß die jeweils
zweiten Eingänge dieser ODER-Glieder (9, 12) direkt bzw.
über einen Inverter (13) mit dem Ausgangssignal des
Speichers (5) beaufschlagt sind und daß die ODER-Glieder
(9, 12) ausgangsseitig mit einem UND-Glied (14) verbunden
sind, dessen Ausgang an den Freigabeeingang (F) des
Speichers (5) angeschlossen ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Meßgrößen (UCA, URE oder ULE)
den Komparatoren (8, 11) über Abschwächer (7, 10) zugeleitet
sind.
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßgrößen
(UCA) über einen ohmschen Teiler (R 1, R 2) abgegriffen
werden.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Regenerierschaltung
zur differenziellen Messung der Kondensatorspannung
(UCA) und des Drosselstromes (ILE) vorgesehen
ist, bestehend aus einem ohmschen Teiler (1) zum Abgriff
der Meßgröße, einem nachgeschalteten Integrierglied (2)
und einem Sample-and-Hold-Speicher (3), wobei die Ausgänge
des Integriergliedes (2) und des Sample-and-Hold-
Speichers (3) mit einem Komparator (4) verbunden sind,
dem ausgangsseitig das regenerierte Signal entnehmbar
ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19873717482 DE3717482A1 (de) | 1987-05-23 | 1987-05-23 | Verfahren und schaltungsanordnung zur ansteuerung eines gto-thyristors |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19873717482 DE3717482A1 (de) | 1987-05-23 | 1987-05-23 | Verfahren und schaltungsanordnung zur ansteuerung eines gto-thyristors |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3717482A1 DE3717482A1 (de) | 1988-12-01 |
DE3717482C2 true DE3717482C2 (de) | 1992-08-20 |
Family
ID=6328305
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19873717482 Granted DE3717482A1 (de) | 1987-05-23 | 1987-05-23 | Verfahren und schaltungsanordnung zur ansteuerung eines gto-thyristors |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3717482A1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102008026621A1 (de) * | 2008-02-15 | 2009-08-20 | Converteam Technology Ltd., Rugby | Ein- oder mehrphasige elektrische Schaltung zum Abschalten eines über einen Wechselstrom- oder Drehstromsteller geführten Stroms |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3408788A1 (de) * | 1984-03-10 | 1985-09-12 | Dierk Prof. Schröder | Elektronische sicherungsvorrichtung fuer halbleiterschalter zum schutz gegen ueberstrom |
-
1987
- 1987-05-23 DE DE19873717482 patent/DE3717482A1/de active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102008026621A1 (de) * | 2008-02-15 | 2009-08-20 | Converteam Technology Ltd., Rugby | Ein- oder mehrphasige elektrische Schaltung zum Abschalten eines über einen Wechselstrom- oder Drehstromsteller geführten Stroms |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3717482A1 (de) | 1988-12-01 |
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8120 | Willingness to grant licenses paragraph 23 | ||
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D2 | Grant after examination | ||
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