DE3613876A1 - Elektronische start- und schutzvorrichtung zum vorheizen und zuenden von mit netzwechselspannung betriebenen leuchtstofflampen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Start- und Schutzvorrichtung zum Vorheizen und Zünden von mit Netzwechselspannung betriebenen Leuchtstofflampen unterschiedlicher Leistungsaufnahme mit einem Zünd­ stromkreis, der neben den Elektroden der Leuchtstoff­ lampe eine Induktivität und einen steuerbaren Halb­ leiterschalter aufweist, und mit einem Steuerungsteil, der während einer vorgegebenen Zeitspanne nach dem Einschalten den steuerbaren Halbleiterschalter wieder­ holt öffnet und sperrt und nach Ablauf der vorgegebenen Zeitspanne den steuerbaren Halbleiterschalter sperrt, solange die Versorgungsspannung anliegt.

Eine derartige elektronische Start- und Schutzvor­ richtung ist beispielsweise aus der DE-OS 30 09 725 bekannt. Diese sowie eine Vielzahl weiterer bekannter Schaltungen haben in der Praxis eine Reihe von Nach­ teilen, die nicht unter allen ungünstigen Bedingungen ein sicheres Funktionieren der Vorrichtung gestatten. Insbesondere erzeugen die bisher bekannten elektroni­ schen Startvorrichtungen nur eine einzige Zündspan­ nungsspitze pro Netzhalbwelle. Die Wahrscheinlichkeit, daß ein Startversuch bei genügendem Vorheizen erfolg­ reich verläuft, ist um so größer, je größer die beim Zünden erzeugte Spannungs-Zeitfläche der maßgeblich über 300 bis 500 Volt liegenden Spannung ist.

Ausgehend vom oben erörterten Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, die ein siche­ res Zünden durch eine große Zündspannungs-Zeitfläche gewährleistet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Halbleiterschalter ein den Ausgang eines Brücken­ gleichrichters überbrückender Transistorschalter ist, der während einer Halbwelle der Netzwechselspannung über einen Impulsgenerator mehrfach vom leitenden in den nichtleitenden Zustand umschaltbar ist.

Dadurch, daß beispielsweise pro Netzhalbwelle min­ destens fünf Zündspannungsspitzen erzeugt werden, ergibt sich ein besonders großer Spannungsstoß und damit ein besonders sicheres Zünden. Versuche haben ergeben, daß selbst schwer zu zündende Lampen bei -40°C und 15% Unterspannung innerhalb von acht bis neun Sekunden nach wenigen Zündversuchen brannten.

Bei einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel der Er­ findung ist der Transistorschalter durch einen MOS-FET realisiert. Um diesen sowie die übrigen elektronischen Komponenten mit einer ausreichend hohen Spannung zu versorgen, verfügt die erfindungsgemäße Vorrichtung über eine Spannungsvervielfacherschaltung, deren Ein­ gangsspannung an einer Zenerdiode abgegriffen wird, die mit dem Transistorschalter in Reihe liegt.

Zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von zwei in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild einer elektronischen Start- und Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung,

Fig. 2a den ersten Teil des Schaltbildes eines wei­ teren Ausführungsbeispiels der elektronischen Start- und Schutzvorrichtung gemäß der Er­ findung und

Fig. 2b den zweiten Teil des Schaltbildes des wei­ teren Ausführungsbeispiels für die erfin­ dungsgemäße elektronische Start- und Schutz­ vorrichtung.

Die in Fig. 1 dargestellte elektronische Start- und Schutzvorrichtung dient zum Vorheizen und Zünden einer Leuchtstofflampe 1 mit zwei heizbaren Elektroden 2 und 3. Die Leuchtstofflampe 1 ist über eine Vorschalt­ drossel 4 und gegebenenfalls einen damit in Reihe geschalteten Kompensationskondensator 5 mit dem ersten Pol 6 der Netzwechselspannung von beispielsweise 220 Volt und 50 Hz verbunden. Der zweite Pol 7 der Netz­ wechselspannung ist mit der zweiten heizbaren Elektrode 3 verbunden. Die Leuchtstofflampe 1 hat beispielsweise eine Leistung von 8 bis 65 Watt. Wie man in Fig. 1 erkennt, ist der Lampenstromkreis über die heizbaren Elektroden 2 und 3 durch einen Brückengleichrichter 8 außerhalb der Leuchtstofflampe 1 geschlossen, um es zu gestatten, daß der Netzwechselstrom während einer Heizphase die heizbaren Elektroden 2, 3 heizt und im Anschluß daran durch Unterbrechen des Heizkreises infolge der Selbstinduktion der Vorschaltdrossel 4 eine Zündspannung erzeugt wird, die zu einer elektrischen Entladung zwischen den heizbaren Elektroden 2 und 3 führt, so daß die Leuchtstofflampe 1 Licht aussendet.

Um Schäden durch die hohe Selbstinduktionsspannung der Vorschaltdrossel 4 in der nachfolgend beschriebenen elektronischen Schaltung zu vermeiden, ist der Brücken­ gleichrichter 8 an eine Suppressordiode 9 angeschlos­ sen, die die Zündspannungsspitzen auf 800 Volt bis 850 Volt begrenzt.

Der Brückengleichrichter 8 weist ausgangsseitig einen ersten Anschluß 10 sowie einen zweiten Anschluß 11 auf. Werden diese beiden Anschlüsse elektrisch miteinander verbunden, ist der Lampenstromkreis ausgehend von dem ersten Pol 6 der Netzwechselspannung über die Vor­ schaltdrossel 4, die heizbare Elektrode 2, den Brücken­ gleichrichter 8 und die zweite heizbare Elektrode 3 zum zweiten Pol 7 der Netzwechselspannung geschlossen.

Wie man in Fig. 1 erkennt, ist dem Brückengleichrichter 8 ein MOS-FET 12 als Leistungsschalter zugeordnet. Durch Ansteuern des MOS-FET 12, der mit einer Zener­ diode 13 in Reihe geschaltet ist, kann somit der äußere Stromkreis des Brückengleichrichters 8 beliebig ge­ schlossen und geöffnet werden. Im leitenden Zustand des MOS-FET 12 fällt dabei an der Zenerdiode 13 während der Heizphase für die Leuchtstofflampe 1 eine definierte Spannung in Höhe von etwa 6 Volt ab. Diese Spannung speist eine insgesamt mit 14 bezeichnete Spannungsver­ dreifacherschaltung, die es gestattet, auch bei leiten­ dem MOS-FET 12 während der Heizphase eine ausreichend hohe Betriebsspannung für die elektronischen Bauele­ mente der elektronischen Start- und Schutzvorrichtung sowie für die Ansteuerung des MOS-FET 12, der im Sätti­ gungsbereich betrieben wird, bereitzustellen, womit ein hoher Spannungsabfall am MOS-FET 12 und die durch die Verlustleistung entstehende Wärmeentwicklung vermieden wird.

Nach dem Anlegen der Netzwechselspannung an den ersten Pol 6 und den zweiten Pol 7 tritt zwischen dem ersten Anschluß 10 und dem zweiten Anschluß 11 bei noch nicht leitendem MOS-FET 12 eine pulsierende Gleichspannung auf, die über eine Diode 15 und einen Widerstand 16 einen Gleichstrom zu einem Pufferkondensator 17 zum Glätten der pulsierenden Gleichspannung fließen läßt. Dem Pufferkondensator 17 ist eine Begrenzerdiode 18 parallel geschaltet, so daß zwischen zwei Spannungs­ abgriffen 19 und 20 eine Versorgungsspannung in Höhe von 16 Volt für den Betrieb der elektronischen Start- und Schutzvorrichtung zur Verfügung steht.

Die an den Spannungsabgriffen 19 und 20 auftretende Versorgungsspannung dient insbesondere zur Speisung eines Impulsgenerators 21, der durch einen Inverter mit einem Rückkopplungswiderstand 22 und einem eingangs­ seitigen Kondensator 23 gebildet ist.

Außerdem speist die Versorgungsspannung einen ersten Inverter 24, an dessen Eingang 25 ein Verzögerungskon­ densator 26 angeschlossen ist, der über einen Ver­ zögerungswiderstand 27, dem in Sperrichtung eine Diode 28 parallel geschaltet ist, durch die Versorgungsspan­ nung nach deren Auftreten innerhalb einer Zeit von 0,5 bis 1 Sekunden, vorzugsweise weniger als 0,8 Sekunden, so weit aufladbar ist, daß der Pegel am Ausgang 29 von Eins auf Null geht. Solange der erste Inverter 24 nach dem Anschalten der Netzspannung zwischen dem ersten Pol 6 und dem zweiten Pol 7 noch nicht umgeschaltet hat, liegt sein Ausgang 29 auf Eins und bewirkt, daß am Ausgang 30 des nachgeschalteten ODER-Gatters 31 eben­ falls ein Eins-Signal auftritt, obwohl der zweite Eingang des ODER-Gatters 31 mit den Ausgangsimpulsen des Impulsgenerators 21 einer Frequenz von 520 Hz ±80 Hz im Taktverhältnis von 50 Prozent gespeist ist.

Entsprechend dem ersten Inverter 24 ist ein zweiter Inverter 32 vorgesehen, dessen Eingang mit einer Diode 33, einem Verzögerungswiderstand 34 und einem Verzö­ gerungskondensator 35 verbunden ist. Das zweite Ende des Verzögerungskondensators 35 liegt ebenso wie der zweite Anschluß des Verzögerungskondensators 26 an Masse, während die vom Eingang des Inverters 32 weg­ weisenden Enden der Diode 33 und des Verzögerungswider­ standes 34 mit der Versorgungsspannung verbunden sind. Die Zeitkonstante des durch den Verzögerungskondensator 35 und den Verzögerungswiderstand 34 gebildeten Zeit­ gliedes ist um 0,1 bis 0,2 Sekunden größer als die Zeitkonstante des Verzögerungsgliedes mit dem Verzöge­ rungskondensator 26 und dem Verzögerungswiderstand 27.

Solange die Triggerschwelle des zweiten Inverters 32 nach dem Einschalten der Netzspannung noch nicht er­ reicht ist, liegt der Ausgang 36 des zweiten Inverters 32 auf dem Pegel 1. Somit ergibt sich, daß an beiden Eingängen eines UND-Gatters 37, die mit dem Ausgang 30 des ODER-Gatters 31 und dem Ausgang 36 des zweiten Inverters 32 verbunden sind, Eins-Pegel anliegen. Infolgedessen liegt der Ausgang 38 des UND-Gatters 37 nach dem Einschalten der Netzspannung zunächst auf einem hohen Pegel. Der Ausgang 38 des UND-Gatters 37 ist mit der Basis eines ersten Treibertransistors 39 und eines zweiten Treibertransistors 40 verbunden. Der Kollektor des zweiten Treibertransistors, der ein NPN-Transistor ist, ist ebenfalls an die Versorgungs­ spannung von 16 Volt angeschlossen. Der Emitter des zweiten Treibertransistors ist mit dem Emitter des ersten Treibertransistors 39, der ein PNP-Transistor ist, verbunden. Der Kollektor des ersten Treibertran­ sistors 39 ist mit Masse verbunden. Das Gate des MOS-FET 12 ist an die beiden miteinander verbundenen Emitter der Treibertransistoren 39, 40 angeschlossen.

Sobald nach dem Einschalten der Netzspannung der Aus­ gang 38 den Eins-Zustand annimmt, wird der MOS-FET 12 leitend geschaltet, so daß der Stromkreis mit den heizbaren Elektroden 2, 3 geschlossen wird, und ein Aufheizen der Elektroden 2, 3 erfolgt. Gleichzeitig mit dem Schließen des durch den MOS-FET 12 gebildeten Leistungsschalters bricht die der Diode 15 zugeführte Spannung erheblich zusammen. Um eine Versorgungsspan­ nung am Pufferkondensator 17 und dem damit parallel geschalteten Widerstand 41 aufrechtzuerhalten, wird nach dem Schließen des MOS-FET 12 von der Spannungs­ verdreifacherschaltung 14 über einen Widerstand 42 eine Versorgungsspannung zugeführt, die aus dem verhältnis­ mäßig kleinen Spannungsabfall von 6 Volt an der Zener­ diode 13 abgeleitet wird.

Der Spannungsverdreifacher 14 weist die in Fig. 1 erkennbare Schaltung auf und wird über einen Treiber 43 und einen Inverter 44 durch den Impulsgenerator 21 angesteuert. Der Ausgang des Treibers 43 ist über einen Widerstand 45 mit der Basis zweier Transistoren 46 und 47 verbunden. Der Ausgang des Inverters 44 ist über einen Widerstand 48 in der in Fig. 1 erkennbaren Weise mit der Basis der Transistoren 49 und 50 verbunden. Die Spannungsverdreifacherschaltung 14 verfügt weiterhin über drei Dioden 51, 52, 53 sowie zwei Ladekondensa­ toren 54 und 55.

Die Spannungsverdreifacherschaltung 14 erzeugt aus der an der Zenerdiode 13 anliegenden Spannung eine über den Widerstand 42 eingespeiste Spannung, die das Zweiein­ halbfache bis Dreifache der Spannung an der Zenerdiode 13 beträgt. Dabei werden die Transistoren 46, 47, 49, 50 im Gegentakt vom Impulsgenerator 21 angesteuert. Die über die Zenerdiode 13 anliegende Spannung von ca. 6 Volt wird benutzt, um den Kondensator 54 über die Diode 51 aufzuladen, während der Transistor 50 durchgeschal­ tet ist. Danach werden die Transistoren 49 und 47 durchgeschaltet, wobei zur Ladespannung des Konden­ sators 54 die über die Zenerdiode 13 anliegende Span­ nung addiert wird. Der Kondensator 55 wird über die Diode 52 auf etwa den doppelten Wert der Spannung über der Zenerdiode 13 aufgeladen. Beim nächsten Takt schal­ tet der Transistor 50 und der Transistor 46 durch, wobei der Kondensator 54 geladen wird. Der Pufferkon­ densator 17 wird, nachdem der Kondensator 55 mit der Spannung, die über der Zenerdiode 13 anliegt, beauf­ schlagt wird, über die Diode 53 und den Widerstand 42 aufgeladen. Auf diese Weise wird der Wegfall des über die Diode 15 eingespeisten Stroms nach dem Schließen des durch den MOS-FET 12 gebildeten Leistungsschalters kompensiert.

Wenn nach etwa 0,5 bis 1 Sekunden am ersten Inverter 24 die Triggerschwelle erreicht wird, schaltet der Ausgang 29 auf den Pegel Null um, so daß nunmehr am Ausgang 30 des ODER-Gatters 31 die über den zweiten Eingang des ODER-Gatters 31 eingespeisten Impulse des Impulsgene­ rators 21 auftreten.

Da der Ausgang 36 des zweiten Inverters 32 zunächst noch auf dem Potential mit dem logischen Pegel 1 liegt, treten je nach der Dimensionierung des Verzögerungs­ kondensators 26 und des Verzögerungswiderstandes 27 0,5 bis 1 Sekunde nach dem Anschalten der Netzspannung am Ausgang 38 des UND-Gatter 37 Impulse auf, die über die Treibertransistoren 39 und 40 den MOS-FET 12 mit einer Frequenz von etwa 520 Hz und einem Tastverhältnis von 50 Prozent zwischen dem leitenden Zustand und dem nichtleitenden Zustand hin- und herschalten. Jedesmal, wenn die Verbindung zwischen dem ersten Anschluß 10 und dem zweiten Anschluß 11 am Brückengleichrichter 8 aufgetrennt wird, entsteht in der Vorschaltdrossel 4 eine Induktionsspannung, die die erwünschte Zündspan­ nung für die Leuchtstofflampe 1 liefert. Die Suppres­ sordiode 9 begrenzt dabei die Zündspannungsspitzen auf ca. 800 bis 850 Volt, um den MOS-FET 12 zu schützen. Innerhalb einer Netzhalbwelle werden durch die Steue­ rung des MOS-FET 12 mehrere Zündimpulse ausgelöst, wobei eine große Zünd-Spannungs-Zeitfläche erzielt wird. In Abhängigkeit von der Frequenz des Impulsgene­ rators 21 werden mehrere Zündimpulse innerhalb jeder Netzhalbwelle über eine Zeit von 0,1 bis 0,2 Sekunden erzeugt, so daß die Leuchtstofflampe 1 sofort und flackerfrei zünden kann, wobei auch unter extremen Bedingungen, das heißt bei tiefen Temperaturen und niedriger Netzspannung, in vorteilhafter Weise selbstä­ tig mehrere in ihrer Anzahl durch die Frequenz des Impulsgenerators 21 und die dem zweiten Inverter 32 zugeordnete Zeitverzögerung vorgegebene und damit begrenzte Zündversuche durchgeführt werden.

Die Zeitkonstante des dem zweiten Inverter 32 zugeord­ neten Zeitgliedes aus dem Verzögerungskondensator 35 und dem Verzögerungswiderstand 34 ist um 0,1 bis 0,2 Sekunden größer als die entsprechende dem ersten In­ verter 24 zugeordnete Zeitkonstante. Aus diesem Grunde schaltet der Pegel am Ausgang 36 des zweiten Inverters 0,1 bis 0,2 Sekunden nach dem Auftreten der Zündspan­ nungsimpulse auf den Pegel Null um, wobei das UND-Gatter 37 gesperrt wird und der Ausgang 38 konstant den Pegel Null einnimmt. Dadurch wird der durch den MOS-FET 12 gebildete Leistungsschalter dauernd geöffnet und die Spannungsvervielfacherschaltung 14 inaktiv. Sollte die Leuchtstofflampe 1 nunmehr trotz der zahl­ reichen Zündimpulse nicht brennen, kann der gesamte oben beschriebene Vorgang sofort neu eingeleitet wer­ den, indem die Netzspannung ausgeschaltet und danach sofort wieder eingeschaltet wird. Nach dem Abschalten der Netzspannung sorgen die Dioden 28 und 33 dafür, daß die Verzögerungskondensatoren 26 und 35 entladen wer­ den, so daß sich wiederum die oben erwähnten Zeitkon­ stanten für die Zeitverzögerungsglieder einstellen.

Während das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel einmalig eine Salve von Zündimpulsen erzeugt, insbe­ sondere eine sich über 10 bis 20 Netzhalbwellen er­ streckende Zündimpulssalve, bei der während jeder Netzhalbwelle etwa fünf Zündimpulse erzeugt werden, zeigen die Fig. 2a und 2b ein Ausführungsbeispiel für eine Start- und Schutzvorrichtung, die es gestattet, mehrfach Zündimpulssalven zu erzeugen bis die Lampe gezündet hat oder bis eine vorherbestimmte Zahl von beispielsweise zwölf Zündimpulssalven erzeugt worden ist. Nach einer Zündimpulssalve wird jeweils festge­ stellt, ob die Lampenspannung unter einem vorgegebenen Schwellenwert liegt und ob die Zahl der maximal vorge­ sehenen Zündimpulssalven noch nicht erreicht worden ist.

Das in den Fig. 2a und 2b dargestellte Ausführungsbei­ spiel verfügt über den in Fig. 2a dargestellten Schal­ tungsteil, der eine Reihe von elektronischen Komponen­ ten enthält, die mit denjenigen gemäß dem Ausführungs­ beispiel nach Fig. 1 übereinstimmen und daher die gleichen Bezugszeichen haben. Die in Fig. 2a mit den Buchstaben A bis I bezeichneten Anschlußpunkte sind mit den gleichnamigen Anschlußpunkten in Fig. 2b verbunden, die der Übersichtlichkeit halber auf einem zweiten Zeichnungsblatt untergebracht worden ist.

Die mit den Bezugszeichen 1 bis 18 in Fig. 2a bezeich­ neten Bauteile stimmen mit den die Bezugszeichen 1 bis 18 aufweisenden Bauteilen in Fig. 1 überein. Das ODER-Gatter 31 mit dem Ausgang 30 ist abweichend von Fig. 1 jedoch nicht mit einem lediglich zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatter 37, sondern mit einem drei Eingänge aufweisenden UND-Gatter 57 verbunden, dessen Ausgang 58 entsprechend dem Ausgang 38 in Fig. 1 mit dem ersten Treibertransistor 39 und dem zweiten Trei­ bertransistor 40 verbunden ist. Der dritte Eingang des UND-Gatters 57 gestattet es in der weiter unten be­ schriebenen Weise, das Schließen des Heizstromkreises über den MOS-FET 12 so lange hinauszuzögern oder zu verhindern, bis sichergestellt ist, daß die Versorgungs­ spannung für die elektronischen Komponenten über 15 Volt angestiegen war und immer noch innerhalb eines Bereichs von beispielsweise 11 bis 15 Volt liegt. Diese Sicherheitsabschaltung wird immer dann aktiv, wenn die Versorgungsspannung 11 Volt unterschreitet und dient zum Schutz des MOS-FET 12 vor thermischer Überlastung, die bei zu kleiner Gate-Ansteuerspannung auftreten würde. Dies könnte bei längerem Betrieb der Schaltung bei hohen Temperaturen über 80°C einmal der Fall sein, da die Elektrolytkondensatoren 17, 54, 55 bei andauernd hohen Temperaturen nur eine begrenzte Lebensdauer besitzen. Fällt einer dieser Kondensatoren 17, 54, 55 z.B. durch Kapazitätsverlust oder Kurzschluss aus, so würde infolge ungenügend hoher Ansteuerspannung im extremen Betrieb (hohe Temperaturen und Netzüberspan­ nung) der MOS-FET 12 thermisch überlastet, was zur Folge hätte, daß die Drain-Source-Anschlüsse durch bleibenden Defekt des MOS-FET 12 für immer kurzge­ schlossen und die Leuchtstofflampe dauernd aufheizen würde, wodurch eine Gefahr des Brandes infolge Über­ lastung von Lampenfassung und der Vorschaltdrossel 4 gegeben wäre.

Die in Fig. 2b dargestellten Bauelemente ersetzen und ergänzen diejenigen Schaltstufen der Fig. 1, die durch den Impulsgenerator 21, den ersten Inverter 24 und den zweiten Inverter 32 gebildet sind.

Der in Fig. 2b dargestellte Teil der Schaltung der elektronischen Start- und Schutzvorrichtung enthält einen Impulsgeber 59, der konstant Impulse mit einer Frequenz von 520 Hz ± 80 Hz bei einem Tastverhältnis von 50% liefert. Diese Impulse gelangen über den Treiber 43 und den Inverter 44 in der aus Fig. 1 be­ reits bekannten Weise zu den Transistoren 46, 47, 49 und 50 der Spannungsverdreifacherschaltung 14.

Die über der Begrenzerdiode 18 liegende Spannung ge­ langt über den Anschluß A zu einer in Fig. 2b schema­ tisch dargestellten Stabilisierungsschaltung 60, die über einen Temperaturbereich von -30 Grad Celsius bis +80 Grad Celsius eine stabilisierte Referenzspannung unter Einsatz einer Silizium-Bandgap-Referenz erzeugt.

Die am Ausgang 61 der Stabilisierungsschaltung 60 auftretende Referenzspannung gelangt über eine Leitung 62 zum nicht invertierenden Eingang 63 eines ersten Komparators 64, zum invertierenden Eingang 65 eines zweiten Komparators 66, zum nicht invertierenden Ein­ gang 67 des dritten Komparators 68 und zum invertie­ renden Eingang 69 eines vierten Komparators 70.

Die unmittelbar an der Begrenzerdiode 18 abgeleitete Spannung gelangt über eine Leitung 71 an den Eingang eines aus den Widerständen 72 und 73 bestehenden Span­ nungsteilers, eines Spannungsteilers aus den Wider­ ständen 74 und 75 und eines weiteren Spannungsteilers mit den Widerständen 76 und 77.

Der invertierende Eingang 80 des Komparators 64 ist mit dem Ausgang des Spannungsteilers aus den Widerständen 72 und 73 verbunden, die so dimensioniert sind, daß beim Überschreiten einer Spannung von beispielsweise 11 Volt das Signal am Ausgang 81 des Komparators 64 den niedrigen Pegel annimmt. Über die Widerstände 74 und 75 gelangt ein Bruchteil der Versorgungsspannung zum nicht invertierenden Eingang 82 des zweiten Komparators 66 in der Weise, daß am Ausgang 83 ein Signal mit einem hohen Pegel auftritt, sobald die Versorgungsspannung den Wert von beispielsweise 15 Volt überschreitet. Auf diese Weise wird erreicht, daß das aus den NOR-Gattern 84 und 85 bestehende RS-Flip-Flop am Ausgang 86 ein Eins-Sig­ nal aufweist, wenn die Versorgungsspannung 15 Volt überschritten und immer noch im Bereich zwischen 11 Volt und 15 Volt liegt. Sobald dies der Fall ist, gelangt über die Leitung 87 ein Eins-Signal zum UND-Gatter 57, so daß über die Treibertransistoren 39 und 40 der MOS-FET 12 leitend geschaltet wird, weil an den beiden anderen Eingängen des UND-Gatters ebenfalls Eins-Signale liegen, wie sich aus der nachfolgenden Beschreibung ergibt.

Über den Spannungsteiler aus den Widerständen 76 und 77 gelangt ein Bruchteil der Versorgungsspannung an den invertierenden Eingang 88 des dritten Komparators 68. Die Dimensionierung der Widerstände 76, 77 ist so getroffen, daß am Ausgang 89 des dritten Komparators 68 so lange ein hoher Pegel liegt, bis die Versorgungs­ spannung einen Wert von beispielsweise 5 Volt erreicht hat und dadurch am Ausgang ein Abfallen des Pegels auf ein Null-Signal verursacht wird.

Auf diese Weise erzeugt der dritte Komparator 68 kurz nach dem Anschalten der Netzspannung an den ersten Pol 6 und den zweiten Pol 7 ein Rücksetzsignal für den Rücksetzeingang 90 eines Zündversuchszählers 91 und den Rücksetzeingang 92 eines Zählers 93. Der Zähler 93 ist bei dem in Fig. 2b dargestellten Ausführungsbeispiel ein Binärzähler. An den Ausgängen 94, 95 und 96 liegen nach dem Rücksetzvorgang jeweils Null-Pegel. Aus diesem Grund gelangt über den eingangsseitig mit dem Ausgang 94 verbundenen Inverter 97 und die Anschlüsse E ein Eins-Signal zum ODER-Gatter 31. Da beim Rücksetzvorgang auch der Ausgang 98 des Zündversuchszählers 91 den Null-Pegel angenommen hat, gelangt über den Inverter 99 und die Leitung 100 ein drittes Eins-Signal an das UND-Gatter 57, so daß am Ausgang 58 das zum Schließen des Heizstromkreises erforderliche Signal anliegt.

Während des Aufheizens der heizbaren Elektroden 2 und 3 gelangen die Impulse des Impulsgebers 59 über ein NAND-Gatter 101 zum Zähleingang 102 des Zählers 93, weil am zweiten Eingang des NAND-Gatters 101 ein vom Ausgang eines NAND-Gatters 122 geliefertes Eins-Signal anliegt, das durch das Null-Signal am Ausgang 96 des Zählers 93 verursacht ist.

Nach etwas weniger als einer Sekunde erreicht der Zähler 93 einen Zählerstand von 512. Der Zähler 93 ist ein Binärzähler, dessen zehnte Stufe mit dem Ausgang 94 verbunden ist. Aus diesem Grunde liegt am Ausgang 94 nach 512 Impulsen ein Eins-Signal an. Durch diesen Wechsel geht der Ausgang des Inverters 97 auf Null zurück, so daß der Ausgang 30 des ODER-Gatters 31 nunmehr den über ein UND-Gatter 103 zugeführten Im­ pulsen des Impulsgebers 59 folgt, weil der zweite Eingang des UND-Gatters 103 über den Ausgang 104 eines NAND-Gatters 105 ein Eins-Signal erhält. Die am Ausgang 30 auftretenden Impulse mit einem Tastverhältnis von 50% gelangen über das UND-Gatter 57 und die Treiber­ transistoren 39 und 40 zum MOS-FET 12, der den Impulsen folgend abwechselnd leitend und nichtleitend wird. In der bereits in Zusammenhang mit dem ersten Ausführungs­ beispiel beschriebenen Art und Weise werden dabei Zündimpulse erzeugt, die die Leuchtstofflampe 1 zum Zünden bringen sollen.

Nach weiteren 128 Impulsen liegt am Ausgang 94 noch immer ein Eins-Pegel an. An dem mit der achten Stufe des Zählers 93 verbundenen Ausgang 95 erfolgt jedoch ein nunmehr wirksam werdender Übergang von einem Null-Pegel zu einem Eins-Pegel, so daß nunmehr nach 640 Impulsen der Ausgang 104 des NAND-Gatters 105 auf Null geht und das UND-Gatter 103 sperrt, so daß die die Zündimpulse veranlassenden Impulse des Impulsgebers 59 nicht mehr weitergeleitet werden. Außerdem gelangt das Null-Signal am Ausgang 104 des NAND-Gatters 105 zum Eingang eines Inverters 106, so daß dessen Ausgang nach 640 Impulsen den Eins-Pegel annimmt.

Nach weiteren 16 Impulsen des Impulsgebers 59 geht auch der Ausgang 96 des Zählers 93, der mit dem Ausgang der fünften Stufe des Binärzählers verbunden ist, auf Eins. Nunmehr werden beide Eingänge des NAND-Gatters 122 mit Eins-Signalen beaufschlagt, so daß der Ausgang 116 nach 656 Impulsen von Eins auf Null übergeht. Wie man in Fig. 2b erkennt, ist der Ausgang 116 einerseits mit dem Zähleingang 107 des Zündversuchszählers 91 und anderer­ seits mit den Eingängen des NAND-Gatters 101 und eines Inverters 108 verbunden. Aus diesem Grunde wird einer­ seits das NAND-Gatter 101 für die Impulse des Impuls­ gebers 59 gesperrt, so daß dem Eingang 102 keine Zähl­ impulse mehr zugeführt werden. Andererseits geht der Ausgang des Inverters 108 somit nach 656 Impulsen des Impulsgebers 59 auf den Eins-Pegel über.

Gemäß dem bisher beschriebenen Ablauf wurde eine Zünd­ impulssalve erzeugt, die 128 Zündimpulse umfaßte. Weiterhin wurde der Zündimpulszähler 91 um 1 inkremen­ tiert. Der Zündversuchszähler 91 ist so ausgebildet, daß am Ausgang 98 beim Erreichen des Zählerstandes 12 ein Übergang vom Null-Pegel zum Eins-Pegel erfolgt. Wenn bei der ersten Zündimpulssalve ein Zünden der Leuchtstofflampe 1 nicht erreicht worden ist, zeigt sich dies daran, daß die Spannung zwischen dem ersten Anschluß 10 und dem zweiten Anschluß 11 am Brücken­ gleichrichter 8 hoch geblieben ist. Bei einer erfolg­ reichen Zündung der Leuchtstofflampe 1 sinkt diese Spannung beispielsweise auf einen Wert unterhalb von 160 Volt ab. Wie man in den Fig. 2a und 2b erkennt, ist eine Sensorleitung 109 vorgesehen, die mit dem Spannungsteiler aus den Widerständen 78 und 79 ver­ bunden ist. Der Ausgang des Spannungsteilers ist mit dem nicht invertierenden Eingang 110 des vierten Kompa­ rators 70 verbunden. Die Werte der Widerstände 78 und 79 sind so ausgewählt, daß am Ausgang 111 so lange ein Eins-Pegel auftritt, wie die über die Sensorleitung 109 herangeführte Spannung oberhalb der Brennspannung von 160 Volt liegt.

Wenn die erste Zündimpulssalve bei extremen Bedingungen (tiefe Temperatur und 15% Unterspannung) somit nicht zum Zünden der Leuchtstofflampe 1 geführt hat, liegen alle drei Eingänge eines UND-Gatters 112 auf dem lo­ gischen Potential Eins, so daß über ein ODER-Gatter 113 ein Rücksetzimpuls zum Rücksetzeingang 92 des Zählers 93 gelangt. Infolge des Rücksetzens nehmen die Ausgänge 94, 95 und 96 wieder den Null-Pegel an, so daß der oben beschriebene Vorgang zur Erzeugung einer Zündimpuls­ salve erneut abläuft. Am Ende dieses Vorgangs wird der Zündversuchszähler 91 wiederum inkrementiert. Falls auch nach der zweiten Zündimpulssalve noch immer kein Zünden der Leuchtstofflampe 1 erreicht werden konnte, wird dies über die Sensorleitung 109 erfaßt, so daß eine weitere Zündimpulssalve ausgelöst werden kann. Dieser Vorgang wiederholt sich so lange, bis ein Zünden der Leuchtstofflampe 1 erfolgt, oder bis am Ausgang 98 nach beispielsweise zwölf Zündversuchen ein Eins-Signal auftritt, das über den Inverter 99 das UND-Gatter 112 sperrt, so daß der Zähler 93 nicht mehr zurückgesetzt werden kann. Erneute Zündversuche sind nunmehr nur noch dann möglich, wenn die Netzspannung abgeschaltet wird und nach dem erneuten Einschalten der Netzspannung der oben erörterte Ablauf erneut in Gang gesetzt wird.

Claims (11)

1. Elektronische Start- und Schutzvorrichtung zum Vorheizen und Zünden von mit Netzwechselspannung betriebenen Leuchtstofflampen unterschiedlicher Leistungsaufnahme mit einem Zündstromkreis, der neben den Elektroden der Leuchtstofflampe eine Induktivität und einen steuerbaren Halbleiter­ schalter aufweist, und mit einem Steuerungsteil, der während einer vorgegebenen Zeitspanne nach dem Einschalten den steuerbaren Halbleiterschalter wiederholt öffnet und sperrt und nach Ablauf der vorgegebenen Zeitspanne den steuerbaren Halb­ leiterschalter sperrt, solange die Versorgungs­ spannung anliegt, dadurch gekennzeich­ net, daß der Halbleiterschalter ein den Ausgang (10, 11) eines Brückengleichrichters (8) über­ brückender Transistorschalter (12) ist, der wäh­ rend einer Halbwelle der Netzwechselspannung über einen Impulsgenerator (21, 59) mehrfach vom lei­ tenden in den nichtleitenden Zustand umschaltbar ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Transistorschalter ein MOS-FET (12) ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u rc h gekennzeichnet, daß der Transistorschalter (12) in Reihe mit einer Zenerdiode (13) liegt, an der im leitenden Zustand des Transistorschalters (12) eine Spannung abgegriffen wird, die eine Spannungsvervielfacherschaltung (14) zur Erzeugung einer Versorgungsspannung für die elektronischen Komponenten aufweist.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Brückengleichrichter (8) mit einer Glättungs- und Begrenzerschaltung (15 bis 18) verbunden ist, durch die im nichtleitenden Zustand des Tran­ sistorschalters (12) die Spannungsversorgung der elektronischen Komponenten erfolgt.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Tran­ sistorschalter (12) über eine niederohmige Trei­ berstufe (39, 40) angesteuert ist, die mit dem Ausgang einer UND-Schaltung (37, 57) verbunden ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die UND-Schaltung (37, 57) mit einem Impulsgenerator (21, 59) sowie einer Zeitschalteranordnung (24 bis 36, 91, 93) ver­ bunden ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Zeitschalteranordnung einen ersten Zeitverzögerer (24; 93, 94) für die Vorheizdauer und einen zweiten Zeitverzögerer (32; 93, 95) für die Festlegung der Zeitspanne auf­ weist, während der der Transistorschalter (12) dauernd umschaltbar ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Eingang der UND- Schaltung (57) mit einer Schaltung (64, 66, 84, 85) zur Überwachung der Versorgungsspannung der elektronischen Komponenten verbunden ist.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeit­ schalteranordnung einen die Impulse des Impuls­ generators (59) zählenden Zähler (93) aufweist, durch dessen dekodierte Zählerstände die Vorheiz­ dauer und die Zeitspanne für die Erzeugung von Zündimpulsen festgelegt sind.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch ge­ kennzeichnet, daß eine Lampenspannungs­ überwachungsschaltung mit einem Komparator (70) vorgesehen ist, durch dessen Ausgangssignal (111) der Zähler (93) nach erfolglosen Zündimpulsen auf seinen Anfangszustand zurücksetzbar ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch ge­ kennzeichnet, daß dem Zählerausgang (94, 95, 96) eine Dekodierschaltung (105, 106, 116) zugeordnet ist, über die nach Ablauf der Zeit­ spanne ein Zählimpuls zu einem Zündversuchszähler (91) gelangt, durch den der Ausgang (111, 112) der Lampenspannungsüberwachungsschaltung (70) nach einer vorherbestimmten Anzahl von fehlgeschlagenen Zündversuchen blockierbar ist.