DE3601407A1 - Durchflussmesser - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Durchflußmesser für strömende Fluide, bei dem in der Fluidströmung ein eine Kármán'sche Wirbelstraße hervorrufender Stabkörper quer eingesetzt und bei dem die Frequenz der Wirbelfolge stromabwärts vom Stabkörper durch Erfassen des Einflusses der Wirbel auf eine die Fluidströmung durchsetzende akustische Tast-strahl-Meßstrecke gemessen wird, die aus einem elektroakustischen Sendewandler und einem elektroakustischen Empfangswandler besteht.

Aus der DE-AS 20 44 398 ist ein Wirbelzähler mit einem akustischen Taststrahl bekannt geworden, bei dem die Energieabsorption und Energiestreuung in dem akustischen Taststrahl zur Ermittlung der Wirbelfolge verwendet wird. Dieser Effekt der Beeinflussung eines akustischen Taststrahls war auch schon früher bekannt, siehe z. B. Lehrbuch von E. G. Richardson und E. Meyer, "Technical Aspects of Sound", Elsevier Publishing Comp., Amsterdam-New York, 1962, Seiten 152 bis 159. In diesen Literaturstellen wird festgestellt, daß ein akustischer Taststrahl von Wirbeln nicht nur in seiner Energie, sondern zusätzlich in seiner Phase beeinflußt wird.

So wird in der DE-AS 20 44 398 ein akustisches Abtastsystem beschrieben, da als Schranke aus einem feststehenden, elektroakustischen Sendewandler und einem feststehenden elektroakustischen Empfangswandler besteht. Der Sendewandler wird von einem elektronischen Sender erregt. Das empfangene Signal des Empfangswandlers wird in einem Verstärker verstärkt und die Wirbelfrequenz mit einem Detektor und Impulsformer gezählt. Diese einfache lineare Anordnung ist im praktischen Betrieb nur beschränkt einsetzbar, da allein schon die Temperaturänderung des strömenden Fluids eine Änderung der Energieübertragung des Taststrahls bewirkt. Dies bedeutet eine vorgetäuschte Energieabsorption des akustischen Taststrahls bis hin zum weitgehenden Ausfall der Energieübertragung. Es ist bekannt, daß sich die Schallgeschwindigkeit in Gasen und Flüssigkeiten mit der Temperatur ändert. Dies bedeutet, daß sich bei konstanter akustischer Sendegrequenz f die Wellenlänge λ im strömenden Fluid nach der Beziehung mit der temperaturabhängigen Schallgeschwindigkeit C (T) ändert. Ein Maximum der Energieübertragung wird dann erreicht, wenn der Abstand d der beiden elektroakustischen Wandler eine halbe Wellenlänge λ oder ein Vielfaches der halben Wellenlänge λ im Fluid beträgt, d. h. mit n = 1, 2, 3, usw. Ein Minimum der Energieübertragung ist bei einem Viertel oder einem ungeradzahligen Vielfachen eines Viertels der Wellenlänge im Fluid vorhanden. Weiterhin stören Reflexionen der akustischen Schwingungen bei parallel gegenüberstehenden, elektroakustischen Schallwandlern die Messung erheblich.

Aus beiden Gründen werden die elektroakustischen Schallwandler mit ihren bevorzugten akustischen Achsen auch schräg gegeneinander gestellt, so daß nur gestreute akustische Energie übertragen wird. Solche Anordnungen haben jedoch nur eine geringe Meßempfindlichkeit, so daß Störungen durch äußere Einflüsse sowie durch Verunreinigungen des Fluids infolge des Doppler-Effekts sehr wahrscheinlich sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wirbelzähler mit akustischer Taststrahl-Meßstrecke zu finden, der eine Messung der Strömungsgeschwindigkeit unabhängig vom Zustand des strömenden Fluids erlaubt, d. h. unabhängig von seinem physikalischen Zustand wie Temperatur, Druck, Dichte, Schallgeschwindigkeit und Kompressibilität.

Die Lösung ideser Aufgabe wird darin gesehen, daß die akustische Taststrahl-Meßstrecke, die aus einem elektroakustischen Sendewandler und einem elektroakustischen Empfangswandler besteht, den Rückkopplungszweig eines elektroakustischen Oszillators bildet.

Der Erfindung liegt hierbei die Erkenntnis zugrunde, daß man die Vorteile der akustischen Abtastung der Wirbel einer Kármán'schen Wirbelstraße in idealer Weise nutzen kann, wenn unter allen Bedingungen die Energieübertragung ein Maximum beträgt. Dies kann dann erreicht werden, wenn das akustische Sendesignal am Sendewandler immer in Phase mit dem akustischen Empfangssignal am Empfangswandler ist. Mit anderen Worten, die Frequenz der gesendeten akustischen Schwingungen des Taststrahls muß zu allen Zeiten so eingestellt werden, daß der Abstand der beiden elektroakustischen Schallwandler die Hälfte der Wellenlänge oder ein Vielfaches der halben Wellenlänge der akustischen Schwingungen beträgt, d. h. es muß gelten

Daraus ergibt sich die Frequenz zu

Eine solche konstante Phasenbeziehung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal erreicht man dadurch, daß die akustische Taststrahl-Meßstrecke in Resonanz betrieben wird. Jede Resonanzfrequenz eines solchen Resonators erfüllt gerade die obige Bedingung für die Frequenz bzw. für die Wellenlänge. Um nun einen solchen akustischen Resonator mit einer solchen Frequenz anzuregen, koppelt man das empfangene akustische Signal in dem elektroakustischen Empfangswandler als elektronisches Signal aus, verstärkt es in einem elektronischen Verstärker und erregt mit dem verstärkten Signal einen elektroakustischen Sendewandler, wobei eine Energieübertragung zwischen beiden elektroakustischen Wandlern möglich sein muß.

Durch diese Anordnung eines elektronischen Verstärkers in einer akustischen Taststrahl-Meßstrecke als Rückkopplungszweig vom Ausgang auf den Eingang des elektronischen Verstärkers entsteht ein elektroakustischer Oszillator, der mit den Resonanzfrequenzen der als Resonator wirkenden akustischen Taststrahl-Meßstrecke arbeitet.

Um nur eine Resonanzfrequenz anzuregen, muß man entweder ein elektronisches Filter im Eingang bzw. Ausgang des Verstärkers oder schmalbandige elektroakustische Wandler einsetzen. Piezoelektrische Schallwandler sind meistens so schmalbandig, daß ein elektronisches Filter nicht notwendig ist. Diese Resonanzfrequenz legt man zweckmäßigerweise wesentlich höher als die Grenzfrequenz der Wirbelfolge der Kármán'sche Wirbelstraße; mindestens auf das Doppelte, vorzugsweise auf das 10- bis 1000-fache. Bei Gasen arbeitet man zweckmäßigerweise mit Resonanzfrequenzen im Bereich von 10 kHz bis zu etwa 500 kHz abhängig von der Länge der Meßstrecke. Bei Flüssigkeiten kann man Frequenzen bis zu einigen MHz verwenden.

Das in der akustischen Taststrahl-Meßstrecke übertragene Schallsignal wird durch die Wirbel der Kármán'schen Wirbelstraße beeinflußt, d. h. das übertragene Schallsignal wird mit einer Wirbelfrequenz in Amplitude, Frequenz und Phase moduliert. Die Resonanzfrequenz des Schallsignals kann mit einem elektronischen Demodulator am Eingang oder am Ausgang des Verstärkers demoduliert werden, so daß am Ausgang des Demodulators die Wirbelfrequenz abgegriffen werden kann. In einer nachfolgenden Stufe kann das Wirbelfrequenz-Signal weiter aufbereitet, d. h. gefiltert und geformt werden. Der Demodulator kann im einfachsten Fall aus einem Diodengleichrichter zur Amplitudendemodulation bestehen. Es können jedoch alle bekannten Amplituden-, Frequenz- und Phasendemodulations- Verfahren eingesetzt werden, z. B. ein Synchrongleichrichter, Ratiodetektor, Diskriminator u. a. Es ist zweckmäßig, zwei oder mehrere Demodulations-Verfahren einzusetzen und das Ausgangssignal in geeigneter Weise zu mischen.

Der große Vorteil dieser Wirbelfrequenz-Abtastung ist, daß dieses System in Resonanz betrieben wird und daher eine große Meßempfindlichkeit bei geringer Störempfindlichkeit besitzt.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird als elektronischer Verstärker ein an sich bekannter Phasenregelkreis (PLL = phase-locked-loop) verwendet. Das Eingangssignal vom elektroakustischen Empfangswandler wird auf den einen Eingang eines Phasendetektors geführt und der andere Eingang des Phasendetektors ist mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden. Das Ausgangssignal des Phasendetektors ist eine Phasendifferenzsignal der beiden Eingangssignale. Dies wird über eine Tiefpaßstufe auf den Steuersignal-Eingang eines signalgesteuerten Oszillators geführt. Dieses Steuersignal steuert die Ausgangsfrequenz des signalgesteuerten Oszillators. Dieses Frequenz-Ausgangssignal ist das Ausgangssignal des so aufgebauten Verstärkers für den elektroakustischen Sendewandler und wird - wie schon erwähnt - auf den zweiten internen Eingang des Phasendetektors zurückgeführt. Durch diese interne Rückführung stellt sich am signalgesteuerten Oszillator eine solche Ausgangsfrequenz ein, bei der das Eingangssignal am elektroakustischen Empfangswandler und das Ausgangssignal am elektroakustischen Sendewandler in Phase sind. Es kann sich auch zwischen Sende- und Empfangssignal eine durch den Phasendetektor gegebene Phasenverschiebung einstellen. Diese Phasenverschiebung kann beliebig sein, vorzugsweise null Grad, 90 Grad oder 180 Grad.

Vorzugsweise ist der signalgesteuerte Oszillator ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO = voltage-controlled oscillator); es kann jedoch auch ein stromgesteuerter Oszillator verwendet werden.

An den externen Eingang oder den Ausgang des Phasenregelkreises kann ein geeigneter Demodulator zur Gewinnung des Wirbelfrequenzssignals angeschlassen werden. In einer weiteren Ausgestaltung ist das Steuersignal des signalgesteuerten Oszillators die frequenz-demodulierte Wirbelfrequenz. Dieses Signal kann ebenfalls über eine Filter-, Signalaufbereitungs- oder Signalform-Stufe geführt oder mit weiteren demodulierten Wirbelfrequenz-Signalen gemischt werden.

In Weiterentwicklung der Erfindung kann die Amplituden-Demodulation mit einem Synchron-Demodulator oder einem Multiplizierer erfolgen, wobei auf die beiden Eingänge dieses Demodulators das Sendesignal und das Empfangssignal geführt wird. Auch ier kann das Wirbelfrequenz-Signal über eine Signalaufbereitungsstufe in der oben geschilderten Art geleitet werden.

Die weitere Auswertung des Wirbelfrequenz-Signals erfolgt in der üblichen Weise, indem die Wirbelfrequenz, evtl. über eine Teilestufe, als Menge gezählt oder über einen Frequenz/ Analog-Umformer als Durchfluß angezeigt wird.

Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen in der Zeichnung näher erläutert, und zwar zeigt:

Fig. 1 die prinzipielle Ausbildung eines Wirbelzählers mit einer Kármán'schen Wirbelstraße und einer akustischen Taststrahl-Meßstrecke,

Fig. 2 einen elektroakustischen Oszillator zum Abtasten der Wirbelfolgefrequenz mit einem elektronischen Verstärker,

Fig. 3 den elektroakustischen Oszillator nach Fig. 2 mit einem Phasenregelkreis,

Fig. 4 den elektronischen Oszillator nach Fig. 3 mit Frequenz-Demodulation und

Fig. 5 den elektroakustischen Oszillator nach Fig. 3 mit einem Synchrondemodulator oder Multiplizierer zur Amplituden-Demodulation.

Bei dem in der Fig. 1 gezeigten Wirbelzähler erzeugt das strömende Fluid mit der mittleren Strömungsgeschwindigkeit v in dem Strömungskanal 1 infolge des quer eingebauten Stabkörpers 2 eine Kármán'sche Wirbelstraße, d. h. eine Folge von Wirbeln, wobei die Wirbelfolgefrequenz f _w direkt proportional der mittleren Strömungsgeschwindigkeit v des Fludis ist. Mit einer akustischen Taststrahl-Meßstrecke 3, bestehend aus einem elektroakustischen Sendewandler 4 und einem elektroakustischen Empfangswandler 5, wird die Wirbelfolge abgetastet, wobei die beiden akustischen Wandler so angeordnet sind, daß eine direkte akustische Kopplung zwischen beiden Wandlern besteht, d. h. daß vom Sendewandler 4 direkt akustische Energie auf den Empfangswandler 5 übertragen wird.

In der Fig. 2 ist die prinzipielle Anordnung eines elektroakustischen Oszillators zum Abtasten der Wirbelfolgefrequenz mit einem elektronischen Verstärker 6 dargestellt. Der Eingang des elektronischen Verstärkers 6 ist mit dem elektorakustischen Empfangswandler 5 und der Ausgang des elektronischen Verstärkers 6 ist mit dem elektroakustischen Sendewandler 4 verbunden. Die komplexe Verstärkung V des elektronischen Verstärkers 6 ist so eingestellt, daß die komplexe Dämpfung R des elektroakustischen Rückkopplungsnetzwerkes, das vom Ausgang des Verstärkers über den Sendewandler 4, den akustischen Taststrahl, den Empfangswandler 5 auf den Eingang des Verstärkers 6 läuft, für alle Betriebsbedingungen kompensiert wird, d. h., daß die allgemeine Schwingbedingung für einen Oszillator erfüllt ist.

V · R = 1

Am Verstärker 6, zweckmäßigerweise am Ausgang dieses Verstärkers 6, wird der Eingang des elektronischen Demodulators 7 angeschlossen. Am Ausgang des Demodulators 7 steht das Wirbelfolgefrequenz-Signal zur weiteren Verarbeitung an. Das Frequenzsignal kann z. B. mit elektronischen Filtern, Signalaufbereitungs- und Signalumformstufen aufbereitet werden. Zur weiteren Auswertung können noch elektronische Zählstufen und Frequenz/Analog-Umformer folgen.

Bei der Ausführung nach Fig. 3 besteht der elektronische Verstärker aus einem elektronischen Phasenregelkreis 6′ (PLL = phase-locked loop). Der Phasenregelkreis 6′ besteht in der dargestellten Weise aus einem Phasendetektor 8, einem Tiefpaßfilter 9 und einem signalgesteuerten Oszillator 10, vorzugsweise einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO = voltage-controlled oscillator). Der eine Eingang des Phasendetektors 8 dient als Verstärkereingang und ist mit dem elektroakustischen Empfangswandler 5 direkt verbunden. Der zweite Eingang des Phasendetektors 8 ist intern direkt mit dem Ausgang des signalgesteuerten Oszillators 10 verbunden. Dieser Ausgang des signalgesteuerten Oszillators 10 dient als Verstärkerausgang und ist deshalb mit dem elektronischen Sendewandler 4 verbunden. Am Ausgang des signalgesteuerten Oszillators 10 ist zusätzlich der Demodulator 7 angeschlossen.

Die Fig. 4 zeigt eine weitere Ausgestaltung des elektroakustischen Oszillators mit Phasenregelkreis nach Fig. 3, wobei dieser Phasenregelkreis gleichzeitig als Frequenzdemodulator dient. Das Steuersignal des signalgesteuerten Oszillators 10 ist das freuquenzdemodulierte Signal und kann in der dargestellten Weise einer Filterstufe 11 zur Signalformung und Signalaufbereitung zugeführt werden.

In Fig. 5 ist ein weitere Ausführungsbeispiel eines elektroakustischen Oszillators nach Fig. 3 mit einem Synchrondemodulator 12 als Amplitudendemodulator dargestellt. Als Steuersignal des signalgesteuerten Oszillators 10. Als zu demodulierendes Eingangssignal wird das Signal am elektroakustischen Empfangswandler 5 verwendet. Zur Signalaufbereitung des demodulierten Frequenzsignals kann ebenfalls in der oben dargestellten Weise eine Filterstufe 13 zur Signalaufbereitung und Signalformung angeordnet sein. Der Synchrondemodulator kann auch ein elektronischer Multiplizierer sein.

Claims (13)

1. Durchflußmesser für strömende Fluide, bei dem in der Fluidströmung ein eine Kármán'sche Wirbelstraße hervorufender Stabkörper quer eingesetzt ist und bei dem die Frequenz der Wirbelfolge stromabwärts vom Stabkörper durch Erfassen des Einflusses der Wirbel auf eine die Fluidströmung durchsetzende akustische Taststrahl-Meßstrecke gemessen wird, die aus einem elektroakustischen Sendewandler und einem elektroakustischen Empfangswandler besteht, dadurch gekennzeichnet, daß die akustische Taststrahl-Meßstrecke (3, 4, 5) den Rückkopplungszweig eines mitgekoppelten elektronischen Verstärker (6) bildet, so daß der so gebildete elektroakustische Oszillator mit der Frequenz, bei der die Länge der Meßstrecke gleich der halben Wellenlänge der akustischen Schwingungen in der Meßstrecke ist, oder mit einem ganzzahligen Vielfachen dieser Frequenz schwingt.

2. Durchflußmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Verstärker ein an sich bekannter Phasenregelkreis (6′) (PLL = phase- locked loop) ist, der entsprechend dem Signalfluß im Eingang aus einem Phasendetektor (8), einem nachfolgenden Tiefpaßfilter (9) und im Ausgang aus einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) (VCO = voltage controlled oscillator) besteht, wobei der Phasenregelkreis (6′) mit einer internen Rückführung vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (10) auf den einen Eingang des Phasendetektors (8) geschlossen wird und der zweite Eingang des Phasendetektors (8) als Verstärkereingang und der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (10) als Verstärkerausgang dient.

3. Durchflußmesser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Stuersignal des gesteuerten Oszillators (10) ein Strom ist.

4. Durchflußmesser nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Wirbelfolge durch Demodulation der von der Kármán'schen Wirbelstraße beeinflußten, d. h. modulierten Schwingfrequenz des elektroakustischen Oszillators (10) an seinem Eingang bzw. Ausgang gemessen wird.

5. Durchflußmesser nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulation mit einer Amplituden- Demodulationseinrichtung (7) erfolgt.

6. Durchflußmesser nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulation mit einer Frequenz-Demodulationseinrichtung (7) erfolgt.

7. Durchflußmesser nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulation mit einer Phasen-Demodulationseinrichtung (7) erfolgt.

8. Durchflußmesser nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulation mit einer Demodulationseinrichtung (7) erfolgt, die ein aus der Amplituden-, Frequenz- und Phasen-Demodulation gemischtes Ausgangssignal bildet, und eine Einrichtung zum Einstellen der Mischung der demodulierten Ausgangssignale verhanden ist.

9. Durchflußmesser nach einem der Ansprüche 5 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplituden- Demodulationseinrichtung aus einem an sich bekannten Gleichrichter besteht.

10. Durchflußmesser nach den Ansprüchen 5, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplituden- Demodulation mit einem an sich bekannten Synchrongleichrichter (12) erfolgt.

11. Durchflußmesser nach den Ansprüchen 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das frequenz- demodulierte Signal das Steuersignal des spannungs- bzw. strom-gesteuerten Oszillators (10) ist.

12. Durchflußmesser nach einem oder mehreren der Ansprüche 5 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulationseinrichtung (7, 12) eine Signalaufbereitungs- und Filter-Stufe (13) folgt.

13. Durchflußmesser nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalaufbereitungs- und Filter-Stufe eine elektronisches Tiefpaßfilter (13) ist.