DE3503606C2 - Prädiktive Verfahren zur verzögerungslosen Signalverarbeitung - Google Patents
Prädiktive Verfahren zur verzögerungslosen SignalverarbeitungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zur verzögerungslosen Signalverarbeitung
in einem vorgebbaren Frequenzbereich mittels prädiktiver Methoden, wie z.
B. in der Literaturstelle Ruckert, U., Schröder, D., "Comparison of different prediction
methods for arc furnace compensators", International Power Electronic Conference, Tokyo,
1983, beschrieben.
Bei einer großen Zahl von Meß-, Steuer- und Regelaufgaben besteht die Problemstellung,
daß die Nutz- und/oder Störsignale nicht direkt meßbar sind bzw. daß die Nutzsignale
durch störende Signalanteile verfälscht werden. Ein Beispiel sind Kompensationsaufgaben,
bei denen beispielsweise die Blindleistungen oder die Oberschwingungen reduziert oder
völlig eliminiert werden sollen. In beiden Fällen liegt das Nutzsignal Blindleistung bzw.
das Störsignal (Oberschwingung), das als Meßsignal auch als ein Nutzsignal anzusehen
ist, nicht in direkt meßbarer Form vor. Bei der aktiven Kompensation der Blindleistung
muß somit zuerst die von der Last aufgenommene Blindleistung aus der Spannung und
dem Strom über eine Integration mit Mittelwertbildung berechnet werden. Bei der aktiven
Kompensation von Oberschwingungen muß aus dem interessierenden Signalverlauf die
gewünschte Oberschwingung, beispielsweise mittels Fourieranalyse, nach Amplitude und
Phasenlage bestimmt werden. In beiden Fällen ist daher zur Bestimmung des gewünschten
Signals eine Signalaufbereitung notwendig, und es wird zur Bestimmung des gewünschten
Signals Zeit benötigt. Diese Zeit zur Bestimmung des Signals wirkt sich im regelungstechnischen
Sinne wie eine zusätzliche Verzögerung bzw. Totzeit im System aus.
Eine ähnliche Aufgabenstellung liegt vor, wenn dem Nutzsignal störende Signalanteile
überlagert sind. Diese Aufgabenstellung ist immer dann relativ einfach zu lösen, wenn der
Frequenzbereich des Nutzsignals und des Störsignals weit auseinanderliegen. In diesem
Fall können die störenden Signalanteile beispielsweise durch Filter eliminiert werden, ohne
daß das Nutzsignal wesentlich durch das Filter für die Störsignale berücksichtigt wird.
Deutlich schwieriger wird die Aufgabenstellung, wenn die Frequenzbereiche des Nutz-
und des Störsignals benachbart sind oder sich sogar überlappen. Dann muß ein reduzierter
Störeinfluß toleriert und eine Veränderung des Nutzsignals akzeptiert werden.
Die erforderliche Reduzierung des Störeinflusses bzw. die sich daraus ergebende Veränderung
des Nutzsignals geschieht im allgemeinen über Maßnahmen, die sich ebenso wie bei
der Bestimmung des Nutzsignals im vorigen Beispiel als zusätzliche Verzögerung bzw.
Totzeit im System auswirken. Eine weitere Aufgabenstellung, die zwischen den beiden
bisher beschriebenen Aufgabenstellungen liegt, liegt vor, wenn aus einem Signal eine oder
mehrere störende diskrete Signale ausgeblendet werden sollen.
Die beschriebene Problematik der Signalbestimmung ist wesentlich deutlicher erkennbar,
wenn angenommen wird, daß entweder das Nutzsignal oder das Störsignal oder wenn beide
Signale zeitvariant sind.
Dieser Fall zeigt besonders deutlich, daß das gewünschte Ergebnis - Nutzsignal - erst
nach einer Verzögerung bzw. Totzeit vorliegen kann. Diese Verzögerung ist nur dann ohne
Bedeutung, wenn das Nutzsignal nur zur reinen Messung verwendet wird und keine
Weiterverarbeitung stattfindet. In allen anderen Anwendungen, d. h. beispielsweise bei
Steuer- und Regelaufgaben, muß diese Verzögerung der Signalaufbereitung berücksichtigt
werden. Ganz grundsätzlich kann festgehalten werden, daß die Verzögerung bzw. Totzeit
sich um so ungünstiger auswirkt, je größer sie ist und je näher sie bei den bestimmenden
Zeiten des Systems ist.
Die oben angeschnittenen Probleme sind ausführlich in der Dissertation DA 83-2493 der
Universität Kaiserslautern von Grützmacher, Bernhard, dargestellt, in der auf S. 100,
letzter Absatz, bereits auf prädiktive Methoden zur Verbesserung derartiger Kompensationseinrichtungen
verwiesen wird.
Eine Verbesserung der Kompensation
mittels statistischer Prädikation wird
in der Literaturstelle Grützmacher, B.,
Ruckert, U., Schröder, D.: "Reduction of
power fluctuations by statistical
prediction", ETG-Fachtagung, Darmstadt,
Oktober 1982, S. 53 bis 58, beschrieben.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, den unerwünschten und ungünstigen zeitlichen
Einfluß der Signalaufbereitung weitgehend zu eliminieren.
Um die Erfindung an einem typischen Beispiel zu beschreiben, wird eine seit langem bekannte
Aufgabenstellung, die dynamische Blindleistungskompensation, gewählt. An diesem
Beispiel lassen sich auch die Ergebnisse des bisherigen Vorgehens und des erfindungsgemäßen
Vorgehens besonders deutlich darstellen.
Das Hauptproblem bei der dynamischen Kompensation der Blindleistungsschwankungen
ist die zeitbehaftete Bestimmung der Leistung. Da Leistung allgemein als der Mittelwert
einer zeitvarianten Größe definiert ist und somit erst über ein endliches Zeitintervall gemessen
werden muß, kann ein Meßergebnis immer erst nach diesem Zeitintervall vorliegen.
Wenn nun das Meßergebnis zur Ansteuerung einer Kompensationseinrichtung verwendet
wird, so wird die Blindleistung der Kompensationsanlage immer um ein Zeitintervall der
Messung verspätet vorliegen. Diese Verzögerung bei der Ansteuerung der Kompensationseinrichtung
wirkt sich um so ungünstiger auf die Güte der Kompensation aus, je höher die
Frequenzen der Blindleistungsschwankungen sind. Dies führt dazu, daß ab einer bestimmten
Frequenz der Blindleistungsschwankung die Kompensationseinrichtung die Netzrückwirkungen
sogar verstärken kann.
Ein Maß für die Störwirkung der Netzrückwirkungen ist die menschliche Flickerempfindlichkeit.
Im Bereich von 10 Hertz besteht die größte Empfindlichkeit. Bild 1 zeigt die
Empfindlichkeitskurve eines international anerkannten Flickermeßgeräts.
Die Wirksamkeit von Kompensationsanlagen in Abhängigkeit von der zu kompensierenden
Frequenz muß mit der Empfindlichkeitskurve verglichen werden.
Ein oft verwendetes Maß für die Güte der Kompensation ist der Reduktionsfaktor R. Er
ist das Verhältnis der Spannungsschwankungen ohne Kompensation der Blindleistung zu
den Spannungsschwankungen mit Kompensation bei einer festen Frequenz. Der frequenzabhängige
Verlauf des Reduktionsfaktors ist die Reduktionskurve R(f).
Bild 2 zeigt die Reduktionskurve des herkömmlichen Kompensationsverfahrens nach der
o.g. Dissertation Grützmacher.
Es zeigt sich, daß die Reduktionswirkung bestehender Kompensationsanlagen im flickerrelevanten
Frequenzbereich um 10 Hertz unbefriedigend ist. Dieses unbefriedigende Verhalten
ist beispielsweise durch die Verzögerung bei der Bestimmung des Nutzsignals Blindleistung
bedingt.
Aus den obengenannten Gründen wurde das im Anspruch 1 angegebene Verfahren und
die Einrichtung entwickelt, mittels derer die Verzögerung bzw. Totzeit bei der Signalaufbereitung
vermieden wird.
Am Beispiel der dynamischen Kompensationsanlagen bedeutet dies, daß die zu kompensierende
Blindleistung schon zum Zeitintervall ihrer Messung eingestellt wird. Dies bedeutet:
im System "dynamische Blindleistungskompensation" bestand die Signalverarbeitung
bisher aus der Messung des Nutzsignals und der anschließenden Einrichtung zur Ansteuerung
des Blindleistungsstellers. Bei der erfindungsgemäßen Signalverarbeitung folgt der
Messung des Nutzsignals Blindleistung ein Prädiktor und danach erst die Einrichtung zur
Ansteuerung des Blindleistungsstellers.
Um das gewünschte Ergebnis einer verzögerungsfreien Signalaufbereitung zu erzielen - das
Ziel der Erfindung - müssen die erfindungsgemäßen Entwurfskriterien für die Messung und
die Prädiktion beachtet werden, die im folgenden näher beschrieben werden.
Die allgemeine Gleichung zur Bestimmung der Grundschwingungsblindleistung lautet:
mit
q(t) = "momentane" Blindleistung = uG (t-T/4) i(t)
T = Periodendauer der Grundschwingung
i(t) = Strom
uG(t) = Spannungsgrundschwingung
q(t) = "momentane" Blindleistung = uG (t-T/4) i(t)
T = Periodendauer der Grundschwingung
i(t) = Strom
uG(t) = Spannungsgrundschwingung
Eine Erweiterung dieser Gleichung besteht darin, daß man ein Integrationsintervall der
Länge Tm wählt und die momentane Blindleistung q(τ) zusätzlich mit einer Gewichtsfunktion
g(t) beaufschlägt.
Für die Übertragungsfunktion gilt dann:
Gegeben ist die allgemeine Übertragungsfunktion eines nichtrekursiven digitalen Filters.
Die Blindleistungsberechnung läßt sich in zeitdiskreter Form als ein digitales Filter interpretieren.
Für die übliche Mittelwertbildung gilt:
Daraus folgt:
Durch die Transformation in den Frequenzbereich ergibt sich:
Bild 3 zeigt diese Übertragungsfunktion in Form eines Bodediagramms.
Aus Bild 3 ist zu erkennen, daß die Signalaufbereitung trotz des verwendeten Integrationsverfahrens
im interessierenden Frequenzbereich 0-25 Hz (-50 Hz) im Amplitudenverlauf
angenähert ein proportionales Verhalten, im Phasengang das Verhalten ähnlich
einem Totzeitverhalten aufweist. Damit ist das prinzipielle Verhalten der Signalaufbereitung
(ungefähr proportionaler Amplitudengang und Totzeit) erkennbar. Wie bereits oben
dargestellt, stört bei der Weiterverarbeitung insbesondere der Totzeitanteil.
Bei der Weiterverarbeitung soll erfindungsgemäß der Totzeitanteil kompensiert werden.
Das kann mit den an sich bekannten Prädiktionsverfahren erfolgen. Die Prädiktion kann
aber nur bei digitaler Signalverarbeitung realisiert werden. Eine Vorbedingung für die
digitale Signalverarbeitung sind aber bandbegrenzte Signale.
Aus anderen Untersuchungen (Dissertation Grützmacher) ist bekannt, daß q(t) nicht
bandbegrenzt ist.
Wenn somit die Verzögerung bei der Nutzsignalvermittlung kompensiert und daher für
die Kompensation der Verzögerung Prädiktionsverfahren eingesetzt werden, dann müssen
bereits bei der Nutzsignalermittlung die Eigenschaften der Prädiktionsverfahren berücksichtigt
werden.
Ziel der folgenden Überlegungen ist es daher, die Koeffizienten αi aus der Übertragungsfunktion
eines allgemeinen, nichtrekursiven, digitalen Filters so zu bestimmen, daß
- 1. die Frequenzen bis ca. 25 Hz nicht gedämpft werden (Nutzsignalbereich),
- 2. die Frequenzen, die über 25 Hz liegen, stark gedämpft werden (Bedingung bei der digitalen Signalverarbeitung),
- 3. die Phasendrehung minimal ist und sich linear mit der Frequenz ändert (Einfluß Prädiktionsverfahren),
- 4. die Abtastfrequenz Signale mit einer Bandbreite bis zu etwa 250 Hz zuläßt (fmax von q(f)).
Dies ist im vorliegenden Beispiel der Nutzsignalermittlung bei dynamischen Kompensationsanlagen
die erfindungsgemäße Kombination der Anforderungen.
Bild 4 zeigt die ideale Übertragungsfunktion des gesuchten Filters.
Es erscheint zunächst recht willkürlich die übliche Betrachtung des Blindleistungsmeßgeräts
als Mittelwertbildner zu verlassen. Wenn der Sinn des Mittelwertbildners so verstanden
wird, daß die höherfrequenten Anteile in q(f) stark gedämpft werden, so ist die
in Bild 4 dargestellte Übertragungsfunktion wesentlich besser geeignet als die in Bild 3.
Für sehr niederfrequente Grundschwingungsblindleistungsschwankungen liefern beide Methoden
(idealer Tiefpaß, Mittelwertbildner) das gleiche Ergebnis.
Verschiedene Verfahren zum Entwurf eines geeigneten Tiefpasses wurden angewendet. Mit
Hilfe der Methode der inversen Filterung war es möglich, die in Bild 5 dargestellte Übertragungsfunktion
zu erzeugen.
Wesentliches erstes Merkmal des neuen Meßverfahrens für das Nutzsignal Blindleistung ist
die Kombination des an sich bekannten Meßverfahrens für das Nutzsignal Blindleistung
mit dem an sich bekannten Verfahren der digitalen Filterung. Bei dieser Kombination
der an sich für sich allein bekannten Verfahren wird außerdem schon die nachfolgende
weitere Signalaufbereitung berücksichtigt. Das wesentliche zweite Merkmal des neuen
Meßverfahrens ist, daß der Betrags- und Phasengang auf die nachfolgende Prädiktion angepaßt
sind, d. h. daß ein digitales Filter hoher Ordnung mit linearem Betragsgang und
minimaler Phasendrehung eingesetzt wird.
Bild 6 zeigt als Ergebnis das Spektrum Q*G(f) am Ausgang des modifizierten Blindleistungsmeßgeräts
in der Einschmelzphase eines Lichtbogenofens.
Mit der im vorigen Kapitel beschriebenen Abwandlung der Signalaufbereitung für das
Nutzsignal sind bisher nur die Voraussetzungen für die weitere digitale Signalverarbeitung
des Signals geschaffen worden. Eine Verwendung des bis jetzt aufbereiteten Signals
im Vergleich zu den bisher verwendeten Signalen würde keinen Vorteil erbringen, denn im
interessierenden Frequenzbereich verhalten sich die beiden Nutzsignale prinzipiell gleich.
Erst wenn die durch die im ersten Block Nutzsignalaufbereitung "Blindleistungsmessung"
zwangsläufig entstehende Verzögerung nach Betrag und Phase kompensiert wird, dann
kann von einer verzögerungsfreien Messung des Nutzsignals gesprochen werden. Diese
Kompensation nach Betrag und Phase erfolgt mit einem an sich bekannten Prädiktor,
wie er z. B. in der Literaturstelle Makhoul, J., "Spectral Linear Prediction: Properties
and Applications" in IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, vol.
6, ASSP-23, No. 3, Juni 1975, S. 283-296, beschrieben ist.
Das Bild 7 zeigt den Zusammenhang.
Unter der Annahme, daß die Signalverarbeitung in Block 1 und 2 insgesamt rechentechnisch
verzögerungsfrei erfolgt und daß die in Block 1 inhärente verfahrenstechnische
Verzögerung in Block 2 kompensiert wird, sowie unter der Annahme, daß das Stellglied
verzögerungslos arbeitet, werden die Störsignale der Signalquelle vollständig kompensiert.
Wesentliches Ziel ist es somit, einen geeigneten Prädiktor in Block 2 zu entwerfen. Als
Einführung wird die Funktionsweise eines Prädiktors zuerst grundsätzlich beschrieben.
Anschließend wird die erfindungsgemäße Ausführung dargestellt.
Mathematische Modelle zur Beschreibung eines physikalischen Problems werden häufig
angewendet. So ist es zum Beispiel möglich, sich ein Modell eines physikalischen Gesetzes
zu erstellen, welches eine zeitabhängige Größe zu jeder beliebigen Zeit exakt bestimmt.
Dieses Modell wird dann als deterministisch bezeichnet.
Häufig sind allerdings solchen Gesetzmäßigkeiten zufällige Einflüsse überlagert. Es ist
dann nicht mehr möglich, ein deterministisches Modell zu finden, welches auch das zukünftige
Verhalten des Signalprozesses exakt beschreibt. Trotzdem kann man zu einem Modell
gelangen, welches angewendet wird, um die Wahrscheinlichkeit zu berechnen, mit der ein
zukünftiger Wert zwischen zwei spezifizierten Grenzen liegt. Dies bezeichnet man dann
als ein stochastisches Modell.
Ausgehend von der Annahme, daß aufeinanderfolgende Werte einer Zeitreihe voneinander
abhängig sind, läßt sich diese Zeitreihe mit Hilfe eines Linearfilters realisieren. Die
Entstehung jedes einzelnen Zeitreihenwertes führt man auf den Einfluß von Folgen von
unabhängigen Werten zurück. Diese unabhängigen Werte werden als zufällig und normalverteilt
angesehen (weißes Rauschen). Mit Hilfe eines Linearfilters wird das weiße
Rauschen so verändert, daß daraus eine Folge von voneinander abhängigen Zeitreihenwerten
entsteht.
Verschiedene Linearfiltermodelle wurden hinsichtlich ihrer Eignung zur Vorhersage von
Blindleistungswerten eines Lichtbogenofens untersucht.
Vorausgesetzt sei hier ein autoregressives Signalmodell der Form:
Die Methode der Prädiktion läßt sich aus diesem Prozeß entwickeln. Sind die Werte x(t-i),
i=1, 2, 3, . . ., p und die Parameter ai bekannt, so ist es möglich zum Zeitpunkt t-1 den
Wert für x(t) vorherzusagen. Mit (t/t-1) den Schätzwert von x(t) zum Zeitpunkt und
e(t) einer zufälligen Größe zwischen x(t) und (t/t-1)
Durch Substitution folgt:
Bild 8 verdeutlicht die Arbeitsweise des Prädiktors.
Nicht vorhersagbar ist der rein zufällige Wert e(t) aus Gleichung (7). Jede Vorhersage ist
somit mit einem Vorhersagefehler behaftet.
Während viele Untersuchungen an der Struktur (z. B. Prozeßidentifikation) des Übertragungsgliedes
(hier Linearfilter) interessiert sind, ist das primäre Ziel bei dem vorliegenden
Problem die Prozeßparameter ai aus Gleichung (3) zu ermitteln (Parameterindentikation),
um unter Kenntnis der vergangenen Zeitreihenwerte zukünftige Prozeßwerte zu berechnen.
Soll der Prädiktionsfehler u(t) minimiert werden, so läßt sich dies im Frequenzbereich als
eine Minimierung der mittleren Leistung formulieren. Bei der Darstellung der folgenden
Gleichungen wird die in der Nachrichtentechnik übliche Normierung auf einen Lastwiderstand
von 1 Ohm vorausgesetzt.
U(w) sei das Amplitudenspektrum des Ausgangsfehlers. Die mittlere Leistung dieses Signals
ist dann definiert:
Mit Hilfe der Parseval-Gleichung läßt sich diese Gleichung umformen.
wobei IU(w)I² das Energiedichtespektrum des Vorhersagefehlers u(t) ist. Daraus folgt:
Die Übertragungsfunktion IH(w)I² läßt sich aufspalten in einen realen Anteil H(w) und
einen konjugiert komplexen Anteil H′(w)
IH(w)I² = H(w) H′(w)
Das Einsetzen ergibt:
wobei z-i=e-jiwT substituiert wurde. Die mittlere Leistung des Fehlers Wm wird
minimiert durch:
Dann folgt aus Gleichung
Nach Vertauschen der Reihenfolge von Summation und Integration gilt:
Aus der Nachrichtentechnik ist bekannt, daß die Autokorrelationsfunktion r(i) als inverse
Fouriertransformierte des Energiedichtespektrums definiert ist.
Da IX(w)I² eine realwertige, gerade Funktion ist, gilt:
Daraus folgt:
Mit Hilfe der Gleichungen ist es möglich aus einem gegebenen Spektrum eines stochastischen
Prozesses X(w) die optimalen Gewichtungsfaktoren des Linearfilters bzw. des
Prädiktors zu bestimmen. Dazu benötigt man die ersten p-Koeffizienten der Autokorrelationsfunktion,
die aus dem Zeitreihensignal selbst oder aber direkt aus dem Spektrum
des Zeitreihensignals berechnet werden.
Die somit berechneten Prädiktorparameter sind dann identisch mit den angenommenen
Prozeßparametern des Signalmodells. Entspricht das Signalmodell bzw. das angenommene
Spektrum dem Vorfilter (Blindleistungsmeßgerät), so kann ein Prädiktor entworfen
werden, der speziell an das jeweilige Vorfilter angepaßt ist. Diese Methode sei hiermit als
inverse Filterung bezeichnet und soll näher erläutert werden.
Ein stochastischer Prozeß x(t) sei mit Hilfe eines Linearfilters aus einer zufälligen Größe
e(t) entstanden
Daraus ergibt sich:
Interpretation:
H*(z) ist die Übertragungsfunktion eines Linearfilters, welches den Prozeß X(z) mit Hilfe der zufälligen Größe E(z) realisiert.
H*(z) ist die Übertragungsfunktion eines Linearfilters, welches den Prozeß X(z) mit Hilfe der zufälligen Größe E(z) realisiert.
Der Schätzfehler u(t) bei der Vorhersage von Zeitreihenwerten wird folgendermaßen angegeben:
Das ergibt im x-Bereich:
Wobei U(z) und X(z) die Z-Transformierten von u(t) und x(t) sind. Für H(z) gilt:
Interpretation:
H(z) ist die Übertragungsfunktion des Prädiktionsfilters mit X(z) als Eingangsgröße und dem Prädiktionsfehler U(z) als Ausgangsgröße.
H(z) ist die Übertragungsfunktion des Prädiktionsfilters mit X(z) als Eingangsgröße und dem Prädiktionsfehler U(z) als Ausgangsgröße.
Bild 9 zeigt das Gesamtsystem Signalmodell-Prädiktor.
Bild 10 zeigt das Ersatzschaltbild im Frequenzbereich.
Die spektrale Leistung des Prädiktionsfehlers U(z) wird genau dann minimal, wenn die
Gewichtungsfaktoren a*i des Signalmodells gleich den Gewichtungsfaktoren ai des Prädiktors
sind.
Dann gilt:
ai = a*i für i = 1, 2, 3, . . ., p
daraus folgt:
Var. {e(t)} = Var. {u(t)}
Daraus folgt:
Sind die Gewichtungsfaktoren des Prädiktors ai gleich den Gewichtungsfaktoren a*i des
Signalmodells, so wird der Vorhersagefehler minimal. H(z) ist in diesem Fall die Übertragungsfunktion
eines Prädiktionsfilters, welches die inverse Funktion des Linearfilters
darstellt.
In der Regel sind die Gewichtungskoeffizienten a*i des stochastischen Prozesses nicht bekannt
(Abschn. 3.1). Die einzige Information über den Signalprozeß ist meist die Zeitreihenfolge
x(n · TAB) selbst bzw. deren Spektrum.
Prädiktor und Vorfilter (Blindleistungsmeßgerät) können mit dem hier beschriebenen Verfahren
der inversen Filterung entworfen und optimal aneinander angepaßt werden, in der
Art, daß der Prädiktor sich als inverse Übertragungsfunktion des Vorfilters ergibt und
dessen Totzeit im Gesamtsystem eliminiert. Bild 5 zeigt die Übertragungsfunktion des
Vorfilters, Bild 8 die daran angepaßte Übertragungsfunktion des Prädiktors.
Bild 11 zeigt am Beispiel der Blindleistungskompensation die Spektren der Spannungsschwankungen
mit und ohne Kompensation, wobei die konventionelle Methode der Blindleistungskompensation
angewendet wurde.
Der dargestellte Verlauf ist vergleichbar mit Ergebnissen, die in der Literatur angegeben
werden. Die Grenzen der Dynamik sind deutlich erkennbar. Wie sich in Bild 11 zeigt,
bewirkt die Kompensation ab etwa 16 Hz eine zusätzliche Verstärkung der Spannungsschwankungen.
Das Bild 12 zeigt die Wirkung der Kompensationseinrichtung, angesteuert durch das modifizierte
Blindleistungsmeßgerät und daran angepaßten Prädiktor.
Eine entscheidende Verbesserung der Kompensationswirkung im flickerrelevanten Frequenzbereich
ist erkennbar.
Claims (16)
- . Verfahren und Einrichtung zur verzögerungslosen Signalverarbeitung in einem vorgebbaren Frequenzbereich mittels prädiktiver Methoden, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalverarbeitung ein Prädiktor nachgeschaltet ist, daß die Signalverarbeitung gleichzeitig als Filter zur Bandbegrenzung realisiert ist und daß das Übertragungsverhalten des Prädiktors invers zum Übertragungsverhalten der bandbegrenzten Signalverarbeitung gewählt wird, so daß sich in dem vorgebbaren Frequenzbereich insgesamt eine verzögerungsfreie Signalverarbeitung ergibt.
- 2. Verfahren und Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitung nicht direkt meßbare Signale aus einem oder mehreren meßbaren Signalen berechnet.
- 3. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitung ein oder mehrere Signale berechnet, die Nutzsignale darstellen, z. B. Wirkleistung.
- 4. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitung ein oder mehrere Signale berechnet, die Störsignale darstellen, z. B. Oberschwingungen.
- 5. Verfahren und Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das gewünschte Signal oder die gewünschten Signale direkt meßbar sind, daß das meßbare Signal oder die meßbaren Signale aber durch unerwünschte Signalanteile gestört sind.
- 6. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil der Signale nicht direkt meßbar und ein anderer Teil der Signale direkt meßbar sind.
- 7. Verfahren und Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitung an sich eine Signalübertragung ist.
- 8. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß beim Entwurf und bei der Realisierung der Kombination von Signalverarbeitung und Filter zur Bandbegrenzung - im folgenden Prozeß genannt - die realisierbaren Prädiktortypen hinsichtlich Amplituden- und Phasengang berücksichtigt werden.
- 9. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombination von Signalverarbeitung und bandbegrenzendem Filter sich wie ein linearphasiges Filter verhält.
- 10. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Prädiktor so entworfen wird, daß er neben der Funktion der Signalverarbeitung in den Ansprüchen 1-9 zusätzlich das abtastende und damit das dynamische Verhalten des Leistungs-Stellglieds berücksichtigt.
- 11. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß das lineare Phasenverhalten der Übertragungsfunktion des Prädiktors (H(z)) dadurch entsteht, daß für den Prädiktor nach den Ansprüchen 1-11 vorteilhaft ein konstantes Amplitudenverhalten, aber ein linearer Phasenverlauf mit steigender Frequenz im betrachteten Nutzfrequenzbereich angestrebt wird.
- 12. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß unterschiedliche Signalmodelle zur Realisierung des Prädiktors angewendet werden.
- 13. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitung eine Leistungsermittlung ist.
- 14. Verfahren und Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsmessung in Verbindung mit Prädiktion (Verfahren 1-13) von Leistungswerten angewendet wird, dies bedeutet, daß eine derartige Kombination vorteilhaft bei dynamischen Kompensationsanlagen verwendet werden kann, um höchstmögliche Flickerunterdrückung zu realisieren.
- 15. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitung eine Oberschwingungsanalyse ist.
- 16. Verfahren und Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitung eine Istwerterfassung ist.
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1985
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