-
Schaltungsanordnung zum Betrieb von
-
Metalldampf-Entladungslampen Metalldampf-Entladungslampen, z. B.
Quecksilberdampf-und Natriumdampf-Hochdrucklampen benötigen für ihre Zündung eine
Zündspannung, die wesentlich höher als die Betriebsspannung ist.
-
Um diese Zündspannung zu erzeugen, werden Vorschaltgeräte eingesetzt,
die einen Schwingkreis enthalten, der beim Anlegen der Betriebsspannung in Resonanz
gerät und dann die Zündspannung liefert, der aber nach dem Zünden der Lampe so stark
bedämpft wird, daß er im Betrieb der Lampe außerhalb der Resonanz arbeitet.
-
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betrieb
von Metalldampf-Entladungslampen, insbesondere von Hochdrucklampen, mit Hochfrequenzspannung,
mit. einem Serien-Schwingkreis, der im Resonanzfall die Zündspannung liefert und
im Betriebsfall außerhalb der Resonanz arbeitet, dessen Kapazität parallel zur Entladungslampe
liegt, und dessen Induktivität mit der Entladungslampe einerseits und über die Primärwicklung
eines Stromtransformators andererseits mit dem Mittelpunkt einer Halbbrücken-Anordnung
verbunden ist, wobei die Halbbrücken-Anordnung zwei MOSFET-Transistoren enthält,
die von den Sekundärwicklungen des Stromtransformators wechselweise angesteuert
werden und über den Serien-Schwingkreis die Zündspannung und über den induktiven
Ersatzwiderstand der Induktivität den Betriebsstrom für die Entladungslampe liefern,
mit einer Triggerschaltung zur Einleitung des Schwingvorganges nach Anlegen der
Betriebsspannung, und mit einer Schutzvorrichtung für die Transistoren.
-
Im Resonanzfall fließt ein beträchtlicher Resonanzstrom, der bei
einer ausgeführten Schaltung etwa 20 Ampere beträgt. Das bedeutet, daß jeder Transistor
abwechselnd 10 Ampere schalten muß. Die dabei im Transistor entstehende Verlustleistung
ergibt
sich aus der Gleichung P = 12 x R, wobei R der Durchschalt-Widerstand des Transistors
ist.
-
Im Normalbetrieb tritt der Resonanz fall nur kurzzeitig auf, nämlich
bis die Lampe gezündet hat. Hierfür würde ein Transistor mit einem Durchlaßwiderstand
von 1,8 Ohm ausreichen. Bei dieser Größe des Durchlaß-Widerstandes ergäbe sich eine
Verlust-Leistung von 180 Watt. Diese enorm hohe Leistung würde jedoch innerhalb
kurzer Zeit die Transistoren zerstören, wenn der Resonanzfall länger andauert. Ein
solcher längerer Resonanzbetrieb stellt sich immer ein, wenn der Resonanzkreis nicht
genügend bedämpft wird. Dieses ist in den folgenden Betriebsarten der Fall: 1.)
In die Lampenfassung ist keine Lampe eingesetzt.
-
2.) Die angeschlossene Lampe ist defekt.
-
3.) Die angeschlossene Lampe ist nach vorhergehendem Betrieb noch
zu heiß.
-
4.) Die angeschlossene Lampe startet nicht sofort beim ersten Zündimpuls.
-
Um diesen Betriebszuständen mit länger andauernder Resonanz Rechnung
zu tragen, würde ein Transistor notwendig sein, dessen Durchschaltwiderstand kleiner
als 0,5 Ohm ist. Ein solcher Transistor ist teuer, und auch bei ihm entsteht dann
noch eine Verlust-Leistung von ca. 50 Watt, die einen entsprechend hohen Kühlaufwand
erforderlich macht.
-
In jedem Falle ist es zweckmäßig oder auch erforderlich, für die
Transistoren eine Schutzvorrichtung vorzusehen. Bei der erwähnten bekannten Schaltung
ist als Schutzvorrichtung eine Sicherung vorgesehen. Eine Sicherung ist verhältnismäßig
träge, so daß vorsorglich die Transistoren stärker dimensioniert werden müssen,
als sie für Normalbetrieb sein müßten, und außerdem hat die Sicherung den Nachteil,
daß sie nach einem Ansprechen ausgewechselt werden muß.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungs-Anordnung
der oben genannten Art so auszubilden, daß die in der Halbbrücken-Anordnung vorhandenen
Transistoren zuverlässig vor zu hoher Leistungsaufnahme bzw. Zerstörung geschützt
sind.
-
Die gestellte Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß
an eine der Sekundärwicklungen des Stromtransformators eine Schwellwert-Schaltung
angeschlossen ist, die nach Anlegen der Betriebsspannung bei nicht eingesetzter
oder nicht betriebsfähiger Lampe bei Überschreiten einer vorgegebenen Größe der
in der Sekundärwicklung induzierten Spannung nach einer vorgegebenen Zeit den zugehörigen
Transistor so lange abschaltet, bis die Resonanzschwingung aussetzt.
-
Die erfindungsgemäße Schutzschaltung spricht außerordentlich schnell
an, z. B. nach ca. 50 us, so daß unzulässig hohe Belastungen der Transistoren nicht
entstehen können. Hierdurch wird es möglich, in der Halbbrücken-Anordnung Transistoren
zu verwenden, die nur den Bedingungen im Normalbetrieb angepaßt werden müssen. Dadurch
können die Bauteile-Kosten erheblich gesenkt werden, was wiederum zu einer äußerst
wirtschaftlichen Gesamtlösung führt. Die gesamte Schaltungsanordnung läßt sich so
klein ausbilden, daß bereits vorhandene Scheinwerfer-Gehäuse mit Hochdrucklampen
ausgerüstet werden können, die bislang nur den Glühfadenlampen vorbehalten waren.
-
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispiels näher erläutert. In der Zeichnung bedeuten: Fig. 1 eine Schaltung
zum Betrieb einer Metalldampf-Hochdrucklampe; Fig. 2 den Stromverlauf für den Resonanz-
und den Betriebsfall und
Fig. 3 die Spannung am Kondensator der
Meßwert-Aufnahme-Schaltung.
-
Bei der Schaltung in Fig. 1 ist an die Netzanschluß-Klemmen SL, R,
MP über Entstör-Kondensatoren C1 und C2 ein aus vier Dioden V1 bis V4 bestehender
Brücken-Gleichrichter mit Siebkondensatoren C3 und CLt angeschlossen. Die Ausgangsleitung
1A des Brücken-Gleichrichters ist über einen Kondensator C10 mit dem einen Pol einer
Metalldampf-Entladungslampe ME verbunden. Die andere Ausgangsleitung iB des Brücken-Gleichrichters
ist über eine Diode V6, die Primärwicklung nl eines Stromtransformators L1 und eine
Induktivität L2 mit dem anderen Pol der Metalldampf-Entladungslampe ME verbunden.
Parallel zur Lampe ME liegen drei Kondensatoren C7, C8 und C9, die mit der Induktivität
L2 einen Serien-Schwingkreis bilden. Der Verbindungspunkt 1C zwischen der Diode
V6 und der Primärwicklung ni stellt den Mittelpunkt einer Halbbrücken-Schaltung
dar, die aus den Dioden V5, V6, V7 und V8 gebildet wird. Zu dem Halbbrücken-Gleichrichter
gehören ferner zwei MOSFET-Transistoren V19 und V20. Die Source-Elektrode des Transistors
V19 ist mit der Diode V8 verbunden, die Drain-Elektrode liegt an der Leitung 1A,
und die Gate-Elektrode ist über eine Serienschaltung aus einem Strombegrenzungs-Widerstand
R3 und einer Sekundärwicklung n2 des Stromtransformators L1 ebenfalls mit der Diode
V8 verbunden. Parallel zur Reihenschaltung R3, n2 liegen zwei antiseriell geschaltete
Dioden V9 und V10.
-
Die Source-Elektrode des Transistors V20 liegt an der Leitung 1B,
die Drain-Elektrode ist mit der Diode V7 verbunden, und die Gate-Elektrode liegt
ebenfalls über zwei antiseriell geschalteten Dioden Vii und V12 an der Leitung 1B.
-
Die Diode V7 ist ferner über eine Parallel-Schaltung aus einem Widerstand
R2 und einer Diode V14 mit dem Kollektor eines Schalter-Transistors V17 verbunden.
Die Gate-Elektrode des MOSFET-Transistors V20 ist über einen Widerstand RLt an eine
zweite
Sekundärwicklung n3 des Stromtransformators angeschlossen,
deren anderes Ende mit der Leitung 1B verbunden ist. Parallel zur Sekundärwicklung
n3 liegt eine Meßwert-Aufnahme-Schaltung, die aus einer Reihenschaltung einer Zener-Diode
V13, einer weiteren Diode V15, einem Widerstand R5 und einem Kondensator Cii besteht.
-
Der Schalter-Transistor V17 bildet Teil einer Schwellwert-Schaltung,
wobei die Basis-Emitter-Strecke über einen Widerstand R8 parallel zum Kondensator
C11 der Reihenschaltung liegt.
-
Seine Kollektor-Emitter-Strecke liegt parallel zu einem Kondensator
C6. Die Schwellwert-Schaltung enthält ferner einen Thyristor V18, dessen Gate-Kathoden-Strecke
über einen Spannungsteiler R6, R7, C12 parallel zu dem Kondensator Cii der Serienschaltung
liegt, und dessen Anoden-Kathoden-Strecke über eine Diode V21 parallel zur Gate-Source-Strecke
des Transistors V20 liegt. Die Gate-Elektrode des Transistors V20 ist ferner über
eine Trigger-Diode 16 (DIAC) mit dem Kollektor des Transistors Vi7 -verbunden.
-
Parallel zur Diode V5 liegen ein Kondensator C5 und ein Widerstand
Ri.
-
Die Funktion dieser Schaltung ist folgendermaßen: Nach Anlegen der
Netzspannung an die Klemmen SL, R, MP wird dem Gerät über den Brücken-Gleichrichter
V1 bis V4 und die Siebkondensatoren C3 und CLt eine geglättete Gleichspannung von
etwa 300 Volt angeboten. Über den Widerstand R1, die Diode V7 und den Widerstand
R2 wird der Kondensator C6 aufgeladen. Wenn die Spannung an C6 die Durchbruchsspannung
des DIACs V16 erreicht, so zündet dieser und gibt die in C6 gespeicherte Energie
an die Gate-Elektrode des Transistors V20 weiter. Der Transistor V20 schaltet daraufhin
durch, und es fließt ein Strom über V7, die Primärwicklung ni des Stromtransformators
L1 und die Induktivität L2, der die Kondensatoren C7 bis Ci0 auflädt. Gleichzeitig
wird in L2 Energie gespeichert.
-
Der durch die Primärwicklung ni des Stroeltransformâtors
L1
fließende Strom induziert dabei eine Spannung in der Sekundärwicklung n3 des Stromtransformators
L1, die so gerichtet ist, daß die Gate-Elektrode des MOSFET-Transistors V20 über
den Widerstand R4 weiterhin eine positive Spannung erhält. Die Sekundärwicklung
n2 des Stromtransformators L1 steuert den auf der positiven Seite der Halbbrücke
gelegenen MOSFET-Transistor V19 so an, daß die Spannung an der Gate-Elektrode von
V19 negativ ist, wenn die Spannung von n3 für die Gate-Elektrode von V20 positiv
ist.
-
Der Stromtransformator geht, nachdem genügend lange ein Strom durch
die Primärwicklung geflossen ist, in die Sättigung.
-
Durch die Sättigung fällt die in den Sekundärwicklungen n2 und n3
induzierte Spannung schnell bis auf Null ab, wodurch der entsprechend gerade eingeschaltete
Transistor wieder abgeschaltet wird.
-
War zum Beispiel gerade der Transistor V20 eingeschaltet, so springt
die Mittelpunkt-Spannung der Halbbrücken-Anordnung durch die in der Induktivität
L2 gespeicherte Energie von dem Potential der Leitung 1B auf das Potential der Leitung
1A. Die überschüssige Energie aus der Induktivität des Stromtransformators L1 und
von L2 entlädt sich dabei über die Diode V5. Die bei der Entladung in den Sekundärwicklungen
n2 und n3 induzierten Spannungen haben gegenüber dem Aufladevorgang umgekehrte Richtung.
Durch die vertauschte Polarität ist nun der Transistor V19 eingeschaltet, und es
beginnt wiederum ein Strom durch nl und L2 zu fließen, allerdings nun in umgekehrter
Richtung, bis der Stromtransformator wieder in die Sättigung geht. Durch die Sättigung
des Stromtransformators wird der Transistor V19 wieder abgeschaltet, die Mittelpunkt-Spannung
der Halbbrücken-Anordnung springt durch die in der Induktivität L2 gespeicherte
Energie vom Potential der Leitung 1A auf das Potential der Leitung 1B. Die überschüssige
Energie der Induktivität gelangt dabei über die Diode V6 zurück in die Versorgungsleitung.
-
Die zuvor beschriebenen Vorgänge wiederholen sich abwechselnd, so
daß ein selbstschwingender Betrieb vorliegt. Die antiseriell geschalteten Dioden
V9, V10 und V11, V12 dienen der
Begrenzung der Gate-Steuerspannung,
ohne daß in den Widerständen R3 und R4 unnötige Verlust-Leistung auftritt, wie das
mit jeweils nur einer Diode der Fall wäre. Die Dioden V7 und V8 dienen dazu, die
Rückströme aus der Induktivität L2 von den internen Body-Drain-Dioden der Transistoren
V19 und V20 abzukoppeln und über die Dioden V5 und V6 zu führen. Der Kondensator
C5 dient der Verringerung der Anstiegsgeschwindigkeiten, um die Schaltverlust-Leistung
der Transistoren V19 und V20 zu reduzieren. Der Kondensator Ci0 entkoppelt die Last
vom Gleichspannungsanteil der Versorgungsspannung.
-
Wenn die Schaltung in den selbstschwingenden Betrieb gekommen ist,
wird die aus dem Kondensator C6, der Trigger-Diode V16 und den Widerständen R1 und
R2 bestehende Trigger-Schaltung ausgeschaltet, weil die Diode V14 mit ihrer Kathode
über den Transistor V20 nun permanent auf dem Potential der Leitung 1B liegt und
der Kondensator C6 im entladenen Zustand gehalten wird.
-
Dadurch wird die Durchbruchsspannung der Trigger-Diode V16 nicht mehr
erreicht, so daß auch keine Trigger-Impulse mehr erzeugt werden.
-
In Normalfall ist eine Lampe vorhanden, die - nachdem der selbstschwingende
Betrieb eingetreten ist - als Last den Schwingkreis so stark belastet, daß der Resonanzbetrieb
nicht aufrechterhalten werden kann. In diesem Falle baut sich zunächst die im Resonanzfall
auftretende hohe Spannung über den Kondensatoren C7 bis C9 auf, damit die Lampe
gezündet wird. Nach dem Zünden dämpft die dann brennende Lampe den Schwingkreis
so stark, daß das Gerät vom Resonanz in den Normalbetrieb übergeht. Der Strom, den
die Transistoren V19 und V20 schalten müssen, ist der Betriebsstrom und beträgt
nur 10 bis 20 % des Resonanz-Stromes, da hierbei nur der induktive Ersatzwiderstand
der Induktivität L2 mit der Betriebsfrequenz zum Tragen kommt. Hierbei werden die
Transistoren V19 und V20 also nicht unzulässig überlastet, da der Resonanzfall nur
als kurzer Übergangszustand auftritt.
-
Anders ist es jedoch, wenn der Resonanzbetrieb auftritt und einer
der oben genannten vier Fälle vorliegt. Der aus den Komponenten L2 und C7 bis C9
bestehende Serien-Schwingkreis wird im Resonanzbetrieb niederohmig. Daher müssen
die beiden Transistoren V19 und V20 einen sehr hohen Strom schalten, der - wenn
er nicht sehr rasch durch eine Schutzvorrichtung unterbrochen wird -zu einer starken
Erhitzung oder aber zur Zerstörung der beiden MOSFET-Tansistoren V19 und V20 führen
würde.
-
Die Erfindung sieht nun eine Schutzschaltung vor, die einen sicheren
und verlustleistungslosen Betrieb für alle in der Praxis vorkommenden Betriebsarten
ermöglicht und die Verwendung von Transistoren zuläßt, die nur den Dauerbelastungen
des Normalbetriebs angepaßt zu werden brauchen.
-
Im Resonanzfall wird die in der Sekundärwicklung n3 des Stromtransformators
L1 induzierte Spannung der aus dem Kondensator C11, dem Widerstand R5, der Diode
V15 und der Zener-Diode V13 bestehenden Meßwert-Aufnahme-Schaltung zugeführt. Die
Unterscheidung zwischen dem Resonanzbetrieb und dem Normalbetrieb erfolgt durch
die Zener-Diode V13. Da durch die Primärwicklung des Stromtransformators L1 im Resonanz
fall ein sehr viel größerer Strom fließt als im Normalbetrieb, ist auch die in den
Sekundärwicklungen n2 und n3 induzierte Spannung sehr viel größer als im Normalbetrieb.
Im Resonanzbetrieb übersteigt die induzierte Spannung in der Wicklung n3 die Zener-Spannung
der Diode V13, so daß der Kondensator C11 über V15 und R5 mit einer Zeitverzögerung
t = R5 x C11 aufgeladen wird. Wie schon zuvor erwähnt wurde, ist im Normalbetrieb
der Kondensator C11 entladen. Die nach der Zeit t am Kondensator C11 stehende Spannung
U1 gelangt über den Spannungsteiler R7, R6, C12 an die Gate-Elektrode des Thyristors
V18 und zündet diesen bei Erreichen seiner Trigger-Spannung, wobei über die Diode
V21 die Ansteuerung des Transistors V20 durch den Stromtransformator L1 unterbrochen
wird. Dadurch setzt der selbstschwingende Betrieb der Halbbrücken-Anordnung aus.
Gleichzeitig wird der Transistor V17 über den Widerstand R8 von der an C11
liegenden
Spannung durchgesteuert und hält den Kondensator C6 auf so niedrigem Spannungsniveau,
daß die Durchbruchsspannung der Trigger-Diode V16 nicht erreicht wird.
-
Erst nach Ablauf der Zeit T = R7 x C11, wenn die Spannung an C11
einen unteren Wert U2 erreicht hat, wird der Transistor V17 wieder gesperrt und
gibt die Trigger-Schaltung frei, die ihrerseits einen Trigger-Impuls erzeugt, der
die Halbbrücken-Schaltung wieder in den selbstschwingenden Zustand bringt. Zündet
die Lampe innerhalb der Zeit.t nicht durch, so beginnt der soeben beschriebene Funktionsablauf
wieder von vorn.
-
Es ist ersichtlich, daß durch die erfindungsgemäße Schutzschaltung
der Resonanzfall bei einem der obengenannten vier Fälle also immer nur so kurzzeitig
eintreten kann, daß eine überlastung der Transistoren V19 und V20 in jedem Fall
vermieden wird.
-
Die Dimensionierung der Schutzschaltung sollte so bemessen sein,
daß ein Verhältnis t/T = D ( = 0,001 erreicht wird.
-
Bei dieser Einstellung ist es möglich, die Grenzdaten der Transistoren
V19 und V20 bei sehr sicherer Arbeitsweise im Resonanzbetrieb voll auszunutzen.
-
Fig. 2 zeigt den Strom durch die Primärwicklung ni des Resonanz-Transformators
L1 und durch die Induktivität L2 über der Zeit, und es ist ersichtlich, daß der
Strom in einem der obengenannten vier Fälle jeweils nach sehr kurzer Zeit auf Null
zurückgeht oder aber im Normalfalle auf die Größe des Betriebsstroms absinkt.
-
Fig. 3 zeigt die Spannung über dem Kondensator Cii, wobei - wie in
Fig. 2 ersichtlich ist - die Spannung nach zwei vergeblichen Zündversuchen beim
Durchzünden der Lampe auf Null zurückgeht.
-
Die erfindungsgemäße Schaltung ist für Hochdrucklampen im Leistungsbereich
zwischen 35 Watt bis 150 Watt geeignet. Das beschriebene Ausführungsbeispiel bezieht
sich auf eine Quecksilber-Hochdrucklampe mit einer Leistung von 70 Watt. Die Arbeitsfrequenz
beträgt dabei vorzugsweise etwa 170 kHz.
-
- Leerseite -