DE3410647C2

DE3410647C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Bremsgleichstroms für gleichstromgebremste Maschinen

Info

Publication number: DE3410647C2
Application number: DE19843410647
Authority: DE
Inventors: Rainer Dipl.-Ing. Schwarzach St. Veit Schröcker
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1984-03-23
Filing date: 1984-03-23
Publication date: 1986-07-03
Also published as: DE3410647A1

Abstract

Eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Bremsgleichstromes für gleichstromgebremste Motoren enthält einen gesteuerten, eingangsseitig mit einer Wechselspannung beaufschlagten Gleichrichter mit Freilaufeinrichtung, der ausgangsseitig an die Maschine angeschlossen ist. Mit dem Steuereingang des Gleichrichters ist eine Steuerschaltung verbunden, die periodisch und synchron mit der Wechselspannung den Gleichrichter aufsteuert, wobei der Effektivwert des durch die Maschine fließenden Bremsstroms vom Zündwinkel festgelegt ist. Um eine Überlastung des gesteuerten Gleichrichters durch die angeschlossene Maschine zu verhindern, enthält die Steuerschaltung eine Meßschaltung, deren Speicher einen maximal zulässigen Effektivwert des aus dem Gleichrichter fließenden Stromes enthält. Nach dem Messen wenigstens des den Bremsgleichstrom mitbestimmenden ohmschen Widerstandes der Maschine wird ein Signal erzeugt, derart, daß die Steuerschaltung selbsttätig den Zündwinkel auf einen Wert begrenzt, bei dem der Effektivwert des tatsächlich fließenden Bremsstroms unter dem Maximalwert des zulässigen Bremsstroms bleibt.

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Bremsgleichstroms für gleichstromgebremste Maschinen, insbesondere Asynchronmotoren, mit einem gesteuerten, eingangsseitig mit einer Wechselspannung beaufschlagten Gleichrichter mit Freilaufeinrichtung, der ausgangsseitig an die Maschine angeschlossen ist und den Bremsgleichstrom abgibt, sowie mit einer mit einem Steuereingang des Gleichrichters verbundenen Steuerschaltung, die periodisch und synchron mit der Wechselspannung den Gleichrichter aufsteuert, wobei der Effektivwert des durch die Maschine fließenden Bremsstromes durch den Zündwinkel festgelegt ist, nach dem, gemessen ab dem jeweiligen Nulldurchgang der Wechselspannung an dem Eingang der Gleichrichter in den leitenden Zustand gesteuert wird.

Eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung ist in dem Aufsatz »Bremsgerätekombination für Drehstromkurzschlußläufer« in der Zeitschrift »Maschinenmarkt«, Jahrgang 81,1975, Heft 14, S. 221, beschrieben.

Bei derartigen Schaltungsanordnungen stellt der gesteuerte Gleichrichter zusammen mit seiner Freilaufeinrichtung das kritische Bauelement dar, das ungewollt thermisch Oberlastet werden kann und dabei zerstört wird Bei dieser Schaltungsanordnung kann nämlich der Benutzer üblicherweise von außen her den Zündwinkel, nach dem die Gleichrichter getriggert werden, einstellen, um so die Zeit festzulegen, innerhalb der die jeweilige Maschine, insbesondere der Asynchronmotor, zum Stillstand abgebremst ist Häufig hat hierbei der Benutzer keine Kenntnis von den elektrischen Werten der Wicklung, durch die der Bremsstrom fließt, so daß er bei zu kleinem Zündwinkel und den Anschluß großer Motoren mit kleinem Innenwiderstand ohne weiteres ungewollt den Leistungsgleichrichter zerstört.

Darüber hinaus erfordern auch diese Schaltungsanordnungen immer eine Einstellung des Zündwinkels und des Bremsstromes, da dieser im wesentlichen abhängig ist von dem komplexen Innenwiderstand der beim Bremsen jeweils benutzten Wicklung der Asynchronmaschine.

Schließlich sind in der Patentanmeldung P 33 40 277 Bremsregeischaltungen beschrieben, die dafür sorgen, daß, unabhängig von der angekuppelten Schwungmasse, der Asynchronmotor immer innerhalb einer im wesentlichen konstanten Zeit zum Stillstand kommt Diese Geräte arbeiten mit einem selbsttätig veränderlichen Zündwinkel, wobei es aber ohne weiteres geschehen kann, daß die Regeleinrichtung wegen der großen angekuppelten Schwungmasse einen Zündwinkel einstellt, der zur thermischen Überlastung des Gleichrichters führt

Aus der DE-OS 19 13 954 ist es darüber hinaus bekannt, bei elektrochemischen Bearbeitungsmaschinen zunächst der Bearbeitungselektrode einen Meßimpuls zuzuführen, um festzustellen, ob zwischen der Bearbeitungselektrode und dem Werkstück ein Kurzschluß besteht, der Werkstück, Bearbeitungseiektrode oder Stromgenerator beschädigen kann. Nur dann, wenn die Meßschaltung keinen galvanischen Kurzschluß ar.der Bearbeitungsstrecke ermitteln konnte, wird selbsttätig der Stromgenerator für den elektrochemischen Bearbeitungsvorgang eingeschaltet.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Bremsgleichstromes zu schaffen, bei der eine thermische Zerstörung des Gleichrichters infolge eines zu großen Bremsgleichstroms ausgeschlossen ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung durch die Merkmale des Hauptanspruches gekennzeichnet

Diese Schaltungsanordnung hat den wesentlichen Vorteil, daß der Benutzer den Innenwiderstand der Bremswicklung nicht zu kennen braucht, weil der Phasenanschnittwinkel bzw. Zündwinkel selbsttätig auf einen Wert eingestellt wird, der eine thermische Überlastung des Gleichrichters ausschließt Diese Schaltungsanordnung kann deshalb sowohl dafür benutzt werden, den vom Benutzer vorgegebenen Phasenanschnittwinkel als auch den von der obenerwähnten zusätzlichen Regelung vorgegebenen Phasenanschnittwinkel auf Werte zu begrenzen, die für den Leistungsgleichrichter ungefährlich sind, falls von der externen Anforderung her ein Zündwinke! zustande kommen würde, der bei der jeweils angeschlossenen elektrischen Maschine eine thermische Überlastung des Gleichrichters bewirken würde.

Darüber hinaus läßt sich die Schaltungsanordnung auch so auslegen, daß sie entsprechend der Dimensionierung des Leistungsgleichrichters immer mit dem maximal möglichen Bremsgleichstrom arbeitet, und zwar unabhängig von den Werten der angeschlossenen Maschine, soweit deren Innenwiderstand nicht den Bremsgleichstrom auf kleinere Werte als den maximal zulässigen begrenzt.

Die Meßschaltung zum Ermitteln des ohmschen Widerstandes enthält deshalb zweckmäßigerweise eine Spannungsquelle, die zumindest vor Beginn des Bremsvorganges für eine vorbestimmte Zeit über einen Meßwiderstand an die elektrische Maschine angeschlossen ist, sowie eine eingangsseitig zu dem Meßwiderstand parallel liegende Sample-and-Hold-Schaltung, die an ihrem Ausgang ein dem gemessenen ohmschen Widerstand entsprechendes Signal abgibt, das in der Steuerschaltung i*i den minimal zulässigen Zündwinkel umgesetzt wird.

Eine weitere Möglichkeit zum Ermitteln des ohmschen Widerstandes besteht in der Verwenour.g einer Spannungsquelle mit bekanntem Innenwiderstand, wobei dann die Sample-and-Hold-Schaltung eingangsseitig parallel zur elektrischen Maschine liegt und den dort auftretenden Spannungsabfall mißt.

Wenn nur die ohmsche Komponente der Maschine berücksichtigt wird, wird zwar eine Überlastungssicherung erreicht, jedoch wird unter Umständen ein Zündwinkel eingestellt, der größer als unbedingt notwendig ist, ω da die bei elektrischen Maschinen ohnehin vorhandene Induktivität bei konstant gehaltener Eingangsspannung an dem Gleichrichter zu einer Verringerung des Effektivwertes des phasenangeschnittenen Gleichstroms führt. Während nämlich sich bei rein ohmscher Last und Halbwellengleichrichtung der Effektivwert des Gleichstroms nach der Beziehung:

ieff = 0,5 U/R

bemißt, wobei U der Scheitelwert der Eingangswechselspannung und R der ohmsche Innenwiderstand der elektrischen Maschine ist. Bei einer sehr großen in Serie geschalteten Induktivität hingegen ist der Effektivwert des Stromes gleich dem arithmetischen Mittelwert des Stromes bei gleich großer ohmscher Last, d. h. an die Stelle des Faktors 0.5 tritt der Faktor 0,32. Es ist deshalb zweckmäßig, die Meßschaltung derart auszulegen, daß sie den komplexen Widerstand der Maschine mißt und ein entsprechendes Signal erzeugt, derart, daß die Steuerschaltung abhängig davon selbsttätig den Zündwinkel auf einen Wert begrenzt, bei dem der Effektivwcrt des tatsächlich fließenden Bremsstromes unter dem Effektivwert des maximal zulässigen Bremsstromes bleibt. Eine hierfür geeignete einfache Schaltungsanordnung besteht darin, daß der Sample-and-Hold-Schaltung eine Speichereinrichtung sowie eine Zeitsleuereinrichtung zugeordnet sind, die die Sample-and-Hold-Schaltung to derart steuert, daß sie nach einer ersten vorbestimmten Zeit nach dem Anschalten der Konstant-Spannungsquel-Ie an die Maschine den Spannungsabfall an dem Meßwiderstand ermittelt und ein zugehöriges erstes Meßsignal in die Speichereinrichtung überträgt, während sie nach einer zweiten vorbestimmten Zeit, die langer als die erste Zeit ist, ein zweites Mal die an dem Meßwiderstand abfallende Spannung ermittelt und ein zweites zugehöriges, nunmehr dem ohmschen Widerstand entsprechendes Meßsignal in die Speichereinrichtung überträgt, wenn davon ausgegangen wird, daß nach der zweiten Zeit der eingeschwungene Zustand erreicht ist, bei dem der Strom nur noch durch den ohmschen Widerstand begrenzt ist.

Zur Umsetzung der in der Speichereinrichtung enthaltenen Meßsignale in den Zündwinkel kann eine Rechenschaltung vorgesehen sein, die aus den beiden in der Speichereinrichtung enthaltenen Meßsignalen die Zeitkonstante und den ohmschen Widerstand der Maschine berechnen. Vorteilhafterweise ist dabei ein Tabellenspeieher vorhanden, in dem eine normierte Tabelle abgelegt ist, die den Zusammenhang zwischen dem Zündwinkei und dem Effektivwert des Stroms bei ohmscher Last wiedergibt, da dieser Zusammenhang eine zeitaufwendige Rechnung voraussetzt. Wenn darüber hinaus auch der komplexe Widerstand berücksichtigt wird, enthält der Tabellenspeicher zusätzlich eine Anzahl von normierten Tabellen, die für unterschiedliche komplexe Widerstände der Maschine den Zusammenhang zwischen dem Zündwinkel und dem Effektivwert des Stromes wiedergeben.

Wenn die Schaltungsanordnung so betrieben werden soll, daß sie in der jeweils kürzesten Zeit die angeschlossene Maschine zum Stillstand abbremst, ist der im Speicher enth?ltene maximal zulässige Effektivwert des aus dem Gleichrichter fließenden Stromes der für den jeweiligen Gleichrichter maximale Effektivwert.

Die Schaltungsanordnung läßt sich besonders einfach verwirklieüen, wenn wenigstens die Meßschaltung, die Sample-and-Hold-Schaltung sowie die Speichereinrichtungen und die Rechenschaltung auf einem Mikrocomputer implementiert sind.

Die Schaltungsanordnung eignet sich sowohl für gesteuerte Halbwellen- als auch für gesteuerte Vollwellen-

gleichrichter, wobei im Falle des Halbwellengleichrichters ein getriggerter Thyristor vorgesehen ist, dem eine Freilaufdiode zugeordnet ist, während im Falle der Vollwellenschaltung zwei Gleichrichterdioden von Thyristoren gebildet sind, die beide mit unterschiedlichen Elektroden an demselben Eingangsanschluß liegen, weil hierdurch eine zusätzliche Freilaufdiode entbehrlich wird.

Eine besonders große Universalität wird erreicht, wenn die Meßschaltung einen Fühler zum Messen des Scheitelwertes der Wechselspannung am Eingang des Gleichrichters aufweist, weil sie auf diese Weise auch noch selbsttätig bei unterschiedlichen Wechselspannungen arbeiten kann. In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele des Gegenstandes der Erfindung dargestellt. Es zeigt

F i g. t das Prinzipschaltbild eines mit Gleichstrom gebremsten Asynchronmotors, für den der Bremsgleichstrom mittels Halbwellengleichrichtung erzeugt wird,

F i g. 2a den Verlauf der Ausgangsspannung am Ausgang des gesteuerten Gleichrichters nach Fig. 1, F i g. 2b den durch die jeweilige Wicklung des Motors fließenden Strom bei einem Bremsspannungsverlauf gemäß F i g. 2a für unterschiedliche komplexe Widerstände der vom Bremsstrom durchflossenen Wicklung,

F i g. 3 eine Kurvenschar, die den Zusammenhang zwischen dem komplexen Widerstand der vom Bremsstrom durchflossenen Wicklung und dem Zündwinkel einerseits und dem Effektivwert des Bremsstroms andererseits darstellt,

F i g. 4 das Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, F i g. 5 die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 4 unter Verwendung eines Mikrocomputers und F i g. 6a bis 6c das Flußdiagramm des Programmablaufs des Mikrocomputers nach F i g. 5.

In F i g. 1 sind drei im Stern geschaltete Wicklungen 1,2,3 eines dreiphasigen Asynchronmotors 4 veranschaulicht, der in üblicher Weise einen geblechten und genuteten Anker enthält Jede der drei Wicklungen 1,2,3 ist mil einem vereinfachten Ersatzschaltbild für den komplexen Widerstand jeder der Wicklungen 1, 2, 3 dargestellt Hiernach enthält jede Wicklung einen rein reellen Widerstand R sowie einen mit dem Widerstand R in Serie liegenden Blindwiderstand L

Zum Bremsen des Asynchronmotors 4 wird nach dem Abschalten der dreiphasigen Wechselspannung von der

im Stern geschalteten Wicklungen 1,2,3 eine mittels eines Gleichrichters 5 gleichgerichtete Wechselspannung ir die Wicklung 1 eingespeist, d. h. der Gleichrichter 5 liegt mit seinen Ausgangsanschlüssen parallel zu wenigsten; einer der Wicklungen 1,2 oder 3. Der Gleichrichter 5 ist bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel als Halbwellen gleichrichter ausgeführt und enthält einen Thyristor 6, der mit seiner Anode an einer Wechselspannungsein gangsklemme 7 und mit seiner Kathode an dem heißen Ende der Wicklung 1 liegt Der Stempunkt dei Asynchronmotors 4 liegt hingegen unmittelbar an einer zweiten Wechselspannungseingangsklemme 8. Paralle zu der Wicklung 1 liegt eine zu dem Gleichrichter 5 gehörende Freilaufdiode 9, deren Kathode dementsprechenc an die Kathode des Thyristors 6 angeschlossen ist

Beim Anlegen einer Wechselspannung an die Eingangsanschiüsse 7 und 8 wird an der Wicklung 1 ein« Spannung erzeugt die etwa den in F i g. 2a gezeigten Verlauf aufweist wenn der Thyristor 6 über sein Gate nacl einem Zündwinkei ä, gemessen ab dem benachbarten Spannungsnulldurchgang, gezündet wird, bei dem die at

den Klemmen 7 und 8 anliegende Wechselspannung wieder ins Positive geht. Demgemäß ist die an der Wicklung 1 anliegende Gleichspannung im Phasenwinkelbereich zwischen 0 und λ null, springt zum Zeitpunkt λ, bei dem der Thyristor 6 über sein Gate getriggert wird, auf den zu diesem Zeitpunkt anstehenden Spannungswert, der an den Klemmen 7 'jnd 8 eingespeisten Wechselspannung und folgt im Bereich zwischen λ und π dem Verlauf der Eingangswcchselspannung. Zum Zeitpunkt η geht die Eingangswechselspannung durch 0, um anschließend negativ zu werden. Diese negative Halbwelle wird allerdings in bekannter Weise von dem Thyristor 6 nicht durchgelassen, weshalb wegen der Freilaufdiode 9 für den Phasenwinkel zwischen π und 2.τ die an der Wicklung 1 anliegende Spannung wiederum null ist.

Wenvi angenommen wird, daß die Induktivität L der Wicklung 1 sehr klein ist gegen den ohmschen Widerstand R, dann folgt der in der Wicklung 1 fließende Strom /qualitativ dem Verlauf der Spannung u, die an der Wicklung 1 anliegt; dieser Stromverlauf ist in F i g. ?b· bei 11 veranschaulicht. Hiernach ist der Strom im Intervall zwischen 0 und λ ebenfalls null, folgt im Intervall zwischen α und π qualitativ der Spannung u und ist schließlich im Intervall zwischen π und 2 sr wiederum null.

Wenn dagegen die Wicklung 1 eine gegenüber dem ohmschen Widerstand R ins Gewicht fallende Induktivität L aufweist, entsteht aufgrund des in der Induktivität L zusammenbrechenden Magnetfeldes in bekannter Weise ein Freilaufstrom, der über die Freilaufdiode 9 fließt. Der Stromverlauf in der Wicklung 1 folgt damit nicht mehr der Kurve 11, sondern vielmehr einer Kurve 12, die näherungsweise aus Exponentialabschnitten zusammengesetzt ist. Im eingeschwungenen Zustand hat die periodische Kurve 12 ihr Minimum bei λ, d. h. dem Zeitpunkt, zu dem über den Thyristor 6 die Wechselspannung erneut auf die Wicklung 1 aufgeschaltet wird. Im Anschluß daran steigt deshalb entsprechend dem Verhältnis aus L und R der Strom durch die Wicklung 1 näherungsweise

exponentiell an und erreicht im Intervall zwischen -=- und sr sein Maximum, von wo ausgehend der Strom i erneut abklingt. Dabei erfolgt zum Zeitpunkt -τ die Übernahme des durch die Wicklung 1 fließenden Stromes i von dem Thyristor 6 auf die Freilaufdiode 9, durch die nunmehr bis zum Zeitpunkt 2 sr+a der Wicklungsstrom fließt.

Ist hingegen die Induktivität L groß gegen den ohmschen Widerstand R, dann nähert sich der Verlauf des durch die Wicklung 1 fließenden Stromes /einer Geraden, wie sie bei 13 in F i g. 2b gezeigt ist.

Es fließt also zu dem Zeitpunkt innerhalb einer Wechselspannungsperiode in dem Gleichrichter 5 ein Strom, der zeitweise über den Thyristor 6 und zeitweise über die Freilaufdiode 9 läuft und zum Erwärmen der beiden elektronischen Bauelemente führt. Es erwärmt sich also sowohl der Thyristor 6 als auch die Diode 9 entspreehe .d der jeweiligen Verlustleistung, die abhängig von dem Effektivwert des Stromes und der Durchlaßspannung ist.

Da üblicherweise sämtliche Bauelemente des Gleichrichters 5 auf einem gemeinsamen Kühlkörper angeordnet sind, ist es für die Betrachtung der thermischen Belastungsgrenze der einzelnen Halbleiter des Gleichrichters 5 gleichgültig, ob die Erwärmung überwiegend von dem Thyristor 6 oder von der Freilaufdiode 9 herrühn, sondern es genügt in der Praxis, anzugeben, welcher Effektivstrom aus dem Gleichrichter 5 fließen kann, der gleich dem in der Wicklung 1 fließenden Strom /ist. Liegt der Effektivwert über einem durch die Dimensionierung des Gleichrichters 5 gegebenen Grenzwert, ergibt sich eine thermische Zerstörung eines oder beider Halbleiterbauelemente des Gleichrichters 5.

Ganz allgemein berechnet sich der Effektivwert des Stromes gemäß folgender Gleichung:

\iuy-at, ω

In

¹¹

wobei i(t)der Strom in seinem zeitlichen Verlauf ist. Wenn ferner angenommen wird, daß die Induktivität L klein gegen den Widerstand R ist, entsteht praktisch kein Freilaufstrom und der Stromverlauf hat den in F i g. 2b bei 11 gezeigten Verlauf, womit die Gleichung (t) nach dem Lösen des Integrals die nachstehende Form annimmt:

_^ so

In der Gleichung (2) bedeuten O den Scheitelwert der Eingangswechselspannung u, R den ohmschen Wider- 55 %

stand der Wicklung 1 und λ den Phasenanschnittwinkel bzw. den Zündwinkel, nach dem der Thyristor 6 B

getriggert wird. Ersichtlicherweise ist der Effektivwert des Stromes in komplizierter Weise von tx abhängig, |

womit sich die Gleichung (2) in die Gleichung |

- _ JJ_ . β f_aj (3) 60 I

umformen läßt |

Grafisch dargestellt hat K (λ) den in F i g. 3 veranschaulichten Verlauf, und zwar wie er durch die mit r/7" = 0 |

bezeichnete Kurve veranschaulicht ist Im Falle der Halbwellengleichrichtung hat K für a = 0 den Wert 1/2 und 65 %

für Vollwellengleichrichtung, mit λ = 0 bezogen auf jeden Nulldurchgang, bei der die Gleichung (2) ein entspre-

chend anderes Aussehen hat den Wert 1/^2; für tx = π gehen hingegen beide Kurven durch 0. Fig.3 gilt \

Qualitativ für beide Fälle, ist jedoch für die Halbwellengleichrichtung berechnet und gezeichnet %

IU

Der zweite zu betrachtende Grenzwert ist der Fall der Kurve 13 nach F i g. 2b, bei der angenommen ist, daß

die Induktivität L groß gegenüber dem Widerstand R der Wicklung ist, d. h. Her Grenzfall, bei dem der Quotient L/R = r gegen <» geht. Es läßt sich zeigen, daß für diesen Fall der Eftektivwert des Stromes gegen den Mittelwert des Stromes ill sr ■ R geht, womit für den Effektivwert des Stromes /folgender Zusammenhang mit

5 dem Zündwinkel λ besteht:

'·■// ⁼ T ' — (1 +cosα). (4)

ίο Auch in dieser Gleichung tritt wieder der Quotient U/R auf, womit sich die Gleichung (4) wieder in die Form der Gleichung (3) bringen läßi, jedoch hat K (λ) einen entsprechend anderen Verlauf, den die Kurve r/T = oo zeigt. Diese Kurve beginnt für λ = O bei 1/«τ für die Halbwellengleichrichtung und bei 2/,τ für die Vollwellengleichrichtung und geht ebenfalls für λ = ,rdurch O.

Für ί,Λ-Verhältnisse, die zwischen den Rändern τ — O und r = <» liegen, läßt sich die Gleichung (1) nicht

15 mehr auf einfache Weise analytisch lösen, weshalb eine numerische Integration durchzuführen ist. Hierzu wird die Differentialgleichung für die Schaltung nach F i g. 1 angesetzt, die lautet

i(t)R-u(t)-L^. (5)

Diese Differentialgleichung läßt sich umformen in
i(t)R = Üsin vt-L-^, (6)

wobei Ü sin ωί außerhalb des Bereiches zwischen α und π null ist.
Nach Umformen der Differentialgleichung (6) in eine Differenzengleichung erhält man

. . t/sinwi - / ■ R . ,_,

Δι = Δι (7)

30 ^r' ^R

mit r= LJR und At = O.
Der auf diese Weise in diskrete Schritte aufgelöste Stromverlauf ergibt sich aus

/;+, = ii+Ji(l= 0,1.2...Π). (8)

Mit Hilfe der Gleichungen (7) und (8) läßt sich auf numerische Weise durch Iteration der nuantisierte Stromverlauf /berechnen, und zwar wird zu Beginn der Iteration angenommen:

/;_o = 0 bei der I.Periode. . (9)

Sobald über eine volle Periode iteriert ist, wird ;/_o auf den Endwert der vorhergehenden Iteration gesetzt, womit allgemein gilt

//-οder x-ten Periode = //__nder(x—l)-ten Periode. (10)

Dabei ist der eingeschwungene Zustand erreicht, wenn gilt
so //-„ der x-ten Periode = /;_„ der (x— 1 )-ten Periode. (11)

Nachdem auf diese Weise der quantisierte Stromverlauf; berechnet ist, wie er in F i g. 2b bei 12 gezeigt ist, kann über die erhaltenen Stützwerte von /summiert werden, um den Effektivwert des Stromes zu erhalten

I/ I ν-, τ .

Beim Ausrechnen der Summation zeigt sich, daß die Gleichung (12) wiederum in einer Form, ähnlich der Gleichung (3), dargestellt werden kann, nämlich als

/.„ - γ ■ Kia. ,)

b/.w. ' "³>

',„ = γ-Κ(α.τ/Τ),

d. h. die Konstante, die den Zusammenhang zwischen dem Scheitelwert der Eingangswechselspannung und dem Effektivwert des Stromes wiedergibt, ist eine Funktion von <x und dem Quotienten aus LJR. Normiert man dieses τ mit der Periodendauer Tder Wechselspannung u, dann erhält man die in F i g. 3 für verschiedene Werte von r/Tgezeiglen Kurven, die sich zwischen den beiden Grenzkurven r=0und τ= » befinden.

Aus der Gleichung (13) im Zusammenhang mit der Kurverschar nach F i g. 3 läßt sich nun entnehmen, wie der Phasenanschnittwinkel α gewählt werden muß, damit bei gegebener Eingangswechselspannung und den gegebenen elektrischen Werten der Wicklung 1 des Asynchronmotors 4 der erhaltene Effektivstrom, nämlich der aus dem Gleichrichter 5 fließende Effektivstrom, einen vorbestimmten Grenzwert nicht überschreitet. Umgekehrt läßt sich nach Umformen der Gleichung (13) auch der Phasenwinkel α so einstellen, daß der Effektivwert des Stromes i_en knipp uiuei imi'u dem maxima! zulässigen Effektivwcrt bleibt, vorausgesetzt, der Wicklungswiderstand R und r ist klein genug.

F i g. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung 20 zum Erzeugen des Bremsgliichstromes für den Asynchronmotor 4 nach Fig. 1. Die Schaltungsanordnung 20 enthält einen gesteuerten Halbwellengleichrichter 5 aus dem Thyristor 6 und der Freilaufdiode 9, dessen Ausgangsklemmen 21 und 22 an den Sternpunkt bzw. das heiße Ende der jeweils mit dem Bremsgleichstrom beaufschlagten Wicklung 1 des Asynchronmotors 4 angeschlossen sind. In die Eingangsanschlüsse 7 und 8 wird eine Wechselspannung u eingespeist.

An den Steuereingang des Gleichrichters 5, d. h. an das Gate des Thyristors 6, ist eine Steuerschaltung 23 über eine Leitung 24 angeschlossen, durch die der Thyristor 6 periodisch und synchron mit der Wechselspannung u an den Eingangsklemmen 7 und 8 getriggert wird. Dabei ist der Effektivwert des durch die Wicklung 1 fließenden Bremsstromes in der oben erläu .'erten Weise von dem Zündwinkel χ festgelegt.

Die Steuerschaltung 23 enthält eine Meßschaltung 25, die die elektrischen Werte R und L der angeschlossenen, mit dem Bremsstrom beaufschlagten Wicklung 1 mißt und hieraus ein dem kleinsten zulässigen Zündwinkel entsprechendes Signal erzeugt.

Die Meßschaltung 25 enthält eingangsseitig, wie in einem Schaltungsblock 26 schematisch veranschaulicht, eine Konstantspannungsquelle 27, die einenends über eine Leitung 28 an dem Sternpunkt des Asynchronmotors 4 liegt und anderenends über eine Serienschaltung aus einem Meßwiderstand 29 und einem gesteuerten elektronischen Schalter 30 mit dem Ende der Wicklung 1 verbunden ist, das an die Ausgangsklemme 21 des gesteuerten Gleichrichters 5 angeschlossen ist. Von dem Meßwiderstand 29 führen schematisch bei 32 gezeigte Leitungen zu einer Sample-and-Hold-Schaltung 33, die über eine Leitung 34 von einem Zeitsteuerkreis 35 gesteuert wird. Der Zeitsteuerkreis 35 steuert ebenfalls über eine Leitung 36 den elektronischen Schalter ^0, der über eine Leitung 37 an der Ausgangsklemme 21 angeschlossen ist. An die Sample-and-Hold-Schaltung 33 ist eine Speichereinrichtung 38 über eine Leitung 39 angeschlossen, wobei die Speichereinrichtung 38 wiederum von dem Zeitsteuerkreis 35 über eine Leitung 40 in der später noch beschriebenen Weise gesteuert wird.

Die Meßschaltung 25 enthält ferner eine Rechenschaltung 41, die ihre zu verarbeitenden Daten über v'ne Leitung 42 einerseits aus der Speichereinrichtung 38, andererseits über eine Leitung 43 aus einer Speichereinrichtung 44 und schließlich über Leitungen 45 aus einer Speichereinrichtung 46 erhält. Hierbei enthält die Speichereinrichtung 44 den maximal zulässigen Grenzwert des effektiven Stromes, der durch den gesteuerten Gleichrichter 5 hindurchfließen kann. Dieser maximale Strom i_max wird, abhängig von dem jeweils verwendeten gesteuerten Gleichrichter 5, herstellerseitig fest vorgegeben. In der Speichereinrichtung 46 ist eine den Kurven nach F i g. 3 entsprechende Tabelle des von λ und r abhängigen Faktors K abgelegt, über den gemäß der obigen Gleichung (13) der Effektivwert des Bremsgleichstromes berechnet wird. Die Speichereinrichtung 38 enthält schließlich die an der Wicklung 1 gemessenen elektrischen Werte von R und r, d. h. von R und dem Verhältnis UR.

An ihrem Ausgang 47 erzeugt die Rechenschaltung 41 ein Signal, das über eine Leitung 48 zu einer Phasenanschnittsteuerung 49 gelangt, die in bekannter Weise aus dem an der Leitung 48 anstehenden Signal die entsprechend phasenverschobenen Zündimpulse für den Thyristor 6 erzeugt Eine für die Schaltungsbaugruppe 49 geeignete Phasenanschnittsteuerung ist beispielsweise in »Techn. Mitteilungen aus dem Bereich Bauelemente, integrierte Phasenanschnittsteuerung TCA 780 für die Leitungselektronik«, Siemens-Bestell-Nr. B 1884 beschrieben.

Die notwendigen Versorgungsleitungen sind ebenso wie die notwendigen Synchronleitungen zum Synchronisieren der Steuerschaltung 23 mit der Frequenz der Wechselspannung an den Klemmen 7 und 8 aus Obersichtlichkeitsgründen nicht mitgezeichnet

Die insoweit beschriebene Schaltungsanordnung 20 arbeitet folgendermaßen:

Nachdem über an sich bekannte, der Übersichtlichkeit halber nicht gezeichnete Motorschütze die Drehstromversorgungsspannung von dem Asynchronmotor 4 abgeschaltet und durch weitere Schütze, die ebenfalls aus Übersichtüchkeitsgründen nicht gezeigt sind, der Gleichrichter 5 an zumindest eine der Wicklungen 1, 2, 3 angeschaltet ist, wird der Zeitsteuerkreis 35 über eine ebenfalls nicht dargestellte Synchronleitung getriggert. Nach Ablauf einer vorbestimmten Zeit, innerhalb der die Schützkontakte nach der Betätigung zur Ruhe

gekommen sind, sorgt der Zeitsteuerkreis 35 über ein entsprechendes Signal auf der Leitung 36 dafür, daß der elektronische Schalter 30 geschlossen wird, womit die Konstant-Spannungsquelle 27 über den Meßwiderstand 29 an die Wicklung 1 angeschaltet wird, in der nunmehr ein Strom gemäß der Differentialgleichung (5) oder (6) zu fließen beginnt Nach einem ersten Zeitintervall is, das klein ist gegen die zu erwartende Zeitkonstante z~der Wicklung 1, wird über die Leitung 34 von dem Zeitsteuerkreis 35 die Sample-and-Hold-Schaltung 33 aktiviert, die daraufhin die an dem Meßwiderstand 29 abfallende Spannung abfühlt und einen dieser Spannung entsprechenden Wert in die ebenfalls über die Leitung 40 aktivierte Speichereinrichtung 38 über die Leitung 39 überträgt. Nachdem schließlich eine Zeit i2 verstrichen ist, die groß gegenüber der zu erwartenden Zeitkonstanten r, d. h. dem Verhältnis aus L/R ist, wird die Sample-and-Hold-Schaltung 33 von dem Zeitrteuerkreis 35

ίο erneut für eine ebenfalls kurze Zeit aktiviert, woraufhin die Sample-and-Hold-Schaltung 33 ein zweites Mal die an dem Meßwiderstand 29 abfallende Spannung abfühlt und einen dieser Spannung entsprechenden Wert in der Speichereinrichtung 38 ablegt Die Speichereinrichtung 38 wurde hierzu von dem Zeitsteuerkreis 35 über die Leitung 40 so umgeschaltet, daß sie nunmehr zwei Werte enthält nämlich den einen, der zum Zeitpunkt fi und den zweiten, der zum Zeitpunkt to gemessen wurde. Dabei entspricht der Wert zum Zeitpunkt fi, weil er nach einer kurzen Zeit nach dem Anschalten der Konstant-Spannungsquelle 27 gemessen wurde, recht genau der maximalen Steilheit des Stromanstiegs in der Wicklung 1, während der Wert zum Zeitpunkt *2 im eingeschwungenen Zustand gemessen wurde und damit den Sättigungsstrom wiedergibt, der von der Selbstinduktion L unabhängig ist Nach dem Messen dieser beiden Stromwerte zum Zeitpunkt fi und zum Zeitpunkt h wird von dem Zeitsteuerkreis 35 über die Leitung 36 der elektronische Schalter 30 wieder geöffnet und damit die Konstant-Spannungsquelle 27 von der Wicklung 1 abgetrennt Hieran anschließend beginnt die Rechenschaltung 41 nach folgender Gleichung den Widerstand R der Wicklung 1 zu berechnen:

U_M ' _

wobei Ub die Ausgangsspannung der Konstant-Spannungsquelle 27, UcEat die Durchlaßspannung des elektronischen Schalters 30 und Um die an dem Meßwiderstand 29 gemessene Spannung zum Zeitpunkt f2 sowie Rm den Widerstand des Meßwiderstandes 29 bedeuten. Da die Werte von Ub, Ucbw und Rm von der äußeren Beschaltung unabhängige Konstanten sind, können sie dementsprechend in der Rechenschaltung 41 als feste Größen vorprogrammiert sein.

Anschließend an die Berechnung des ohmschen Widerstandes R der Wicklung 1 erfolgt in der Rechenschaltung 41 die Berechnung der Zeitkonstanten τ, d. h. des Verhältnisses L/R der Wicklung 1 nach der Gleichung

_r = Jl_lL· - JLtßiL. (15)

Hierin bedeuten i\ und /2 die durch die Wicklung 1 fließenden Ströme nach dem Anschalten der Konstant-Spannungsquelle 27, und zwar zum Zeitpunkt /1 und ti. Diese Ströme können, nachdem der Widerstand des Meßwiderstandes 29 bekannt ist, in bekannter Weise aus den zu den Zeitpunkten fi und t? ermittelten Spannungsabfällen an dem Meßwiderstand 29 berechnet werden, was keiner weiteren Darlegung bedarf. Die Größe t\ schließlich ist die Zeit, zu der der Strom /| bzw. der entsprechende Spannungsabfall an dem Meßwiderstand 29 gemessen wurde. Der nachfolgende Quotient (R+Rm)ZR aus der Gleichung (15) stellt eine Korrekturgröße dar, die erforderlich ist, weil in Serie zu dem Innenwiderstand R der Wicklung 1 noch der Meßwiderstand 29 liegt, was zu einer entsprechenden Veränderung der Zeitkonstanten r führt, die entsprechend rechnerisch korrigiert werden muß. Im übrigen ist die Herleitung der Gleichung (15) einfach und bedarf deshalb keiner weiteren Erläuterung.

Da das beschriebene Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung 20 so arbeiten soll, daß der Asynchronmotor 4 innerhalb der kürzest möglichen Zeit zum Stillstand kommt, d. h. der Gleichrichter 5 so betrieben wird, daß in ihm ein Strom fließt, dessen Effektivwert knapp unterhalb des aus thermischen Gründen maximal zulässigen Wertes liegt, berechnet die Rechenschaltung 41 nach der Gleichung (13) den Proportionalitäts- oder Formfaktor K (λ, γ), der den Zusammenhang zwischen dem Scheitelwert der Eingangswechselspannung u am Eingang des Gleichrichters 5 und dem Effektivwert des in dem Gleichrichter 5 fließenden Stromes festlegt. Hierbei wird i_ea gleich dem in der Speichereinrichtung 44 enthaltenen Wert /_ma, gesetzt. Dieser Wert ist der maximal zulässige Effektivstrom im Gleichrichter 5. Nachdem nunmehr die Rechenschaltung 41 die Größen K und r berechnet hat und auf entsprechenden internen Speicherplätzen abgelegt hat, sucht sie in dem über die Leitungen 45 angeschlossenen Tabellenspeicher 46, der der Fig.3 entsprechende Tabellen enthält, für das berechnete K und rdas zugehörige ex, d. h. den zugehörigen Zündwinkel, nach dem der Thyristor 6 zu triggern ist. Wie ein hierfür geeigneter Tabellenspeicher zu organisieren ist, ist allgemein bekannt und braucht deswegen nicht weiter beschrieben zu werden. Außerdem ist es bekannt, wie gegebenenfalls zwischen benachbarten Stützwerten zu interpolieren ist, falls sich die ermittelnden Werte für K und/oder τ nicht unmittelbar den abgelegten Tabellen entnehmen lassen. Die Rechenschaltung 41 führt in diesem Fall zwischen benachbarten Tabellenwerten eine lineare, eine quadratische oder eine Splineinterpolation durch.

Am Schluß dieser oben beschriebenen Rechen- und Tabellensuchoperation gibt die Rechenschaltung 41 an ihrem Ausgang 47 ein Signa! ab, das dem Zündwinkel bzw. Phasenanschnittwinkcl λ entspricht und das in der nachfolgenden Phasenanschnittsteuerung in entsprechende periodische Triggerimpulse für den Thyristor 6 umgesetzt wird, der nunmehr nach dem Ermitteln von λ tatsächlich über die Phasenanschnittsteuerung 49 getriggert wird, so daß der Asynchronmotor 4 in der kürzest möglichen Zeit, die durch die Belastbarkeit des Gleichrichters 5 gegeben ist. abgebremst wird.

Nach dem Stillstand des Asynchronmotors 4, was mittels bekannter Schaltungen festgestellt werden kann, wird über entsprechende Steuerleitungen die Phasenanschnittsteuerung 49 veranlaßt, das Abgeben von Zündimpulsen für den Thyristor 6 einzustellen, womit der Gleichrichter abgeschaltet bleibt und der Bremsvorgang beendet ist.

Diese insoweit hinsichtlich ihres Aufbaus und ihrer Funktion beschriebene Schaltungsanordnung 20 läßt sich in vorteilhafter Weise auf einem Mikrocomputer verwirklichen, wie dies in F i g. 5 gezeigt ist.

Kernstück der Schaltungsanordnung 20 nach Fi g. 5 ist ein Mikrocomputer 60, beispielsweise ein SAB 80315 der Firma Siemens. Es handelt sich hierbei um einen 8-Bit-l-Chip-Mikrocomputer, dessen genaue Funktionsbeschreibung in der entsprechenden Spezifikation der Firma Siemens geoffenbart ist Im einzelnen wird auf die Funktion des Mikrocomputers 60 nur so weit eingegangen, wie es für das Verständnis der Erfindung erforderlich to ist

Die Eingabe von Daten, wie beispielsweise dem gewünschten Zündwinkel oder dem maximal zulässigen Effektivwert des Gleichrichterstroms, erfolgt über einen Kreuzschienenverteiler oder Matrix 61, dessen Spaltenleitungen 62 jeweils an einen zugehörigen Eingangsanschluß /0 bis /4 angeschlossen ist, während seine Zeilenleitungen 63 mit jeweils einem zugehörigen Eingang MuxO bis Mux3 in Verbindung stehen. An jedem Kreu- is zungspunkt zwischen Zeilen- und Spaltenleitung 62 und 63 kann ein Schalter oder Taster angeordnet sein, wobei lediglich die Schalter 64 und 65 veranschaulicht sind. In Serie mit jedem der Schalter liegt eine Diode 66, die "Jazu dient, die einzelnen Schalter 64, 65 voneinander in bekannter Weise zu entkoppeln. Die übrigen möglichen Verknüpfungen sind durch gestrichelt gezeichnete Dioden 66, jedoch ohne die zugehörigen Datenschalter, schematisch veranschaulicht

Ein weiterer Eingang, über den der Mikrocomputer 60 mit Information versorgt wird, stellt der Portanschluß P10 dar, an den ein Optokoppler 67 angeschlossen ist und zwar mit dem Kollektor des in dem Optokoppler 67 vorhandenen Fototransistors 68, dessen Emitter an die Schaltungsmasse 69 angeschlossen ist Der Optokoppler 67 dient der Synchronisation des Mikrocomputers 60 mit der an den Eingangsklemmen 7 und 8 anliegenden Wechselspannung u des Gleichrichter; 5, wozu die LED 71 mit ihrer Anode über einen Widerstand 72 an eine kleine positive Versorgungsspannung 73 angeschlossen ist, während die Kathode an dem Kollektor eines Transistors 74 liegt, dessen Emitter an dem Mittelpunkt M₉ des Drehstromnetzes liegt Von der Basis des Transistors 74 führt ein Vorwiderstand 75 zu dem Ausgang eines Operations- oder Differenzverstärkers 76, dessen beide Eingänge, d.h. der invertierende und der nicht invertierende Eingang, über zwei antiparallel geschaltete Dioden 77 und 78 miteinander verbunden sind. Dabei ist der invertierende Eingang des Differenzverstärkers 76 an den Mittelpunkt M_p des Drehstromnetzes angeschlossen und der nicht invertierende Eingang liegt über einen Vorwiderstand 79 an derjenigen Phase des Drehstromnetzes, an der auch der Gleichrichter 5 angeschlossen ist. Auf diese Weise erhält der Mikrocomputer 60 galvanisch getrennt Rechteckimpulse, die mit der an dem Eingang des Gleichrichters 5 liegenden Wechselspannung synchron sind.

Über Portanschlüsse Pll. P12, P13 und P14 gibt der Mikrocomputer 60 Steuersignale an die äußere Schaltung, beispielsweise den Motorschütz, den Bremsschütz, den Thyristor 6 der Phasenanschnittsteuerung und den elektronischen Schalter 30 zum Anschalten der Konstant-Spannungsquelle 27 ab. Im einzelnen liegt hierzu an dem Port Pll über einen Widerstand 81 die Basis eines Transistors 82, dessen Emitter mit einer positiven Spannung von einem Anschluß 83 versorgt wird. Der Kollektor ist hingegen mit einem Eingangsanschluß 830 eines Optokopplers 34 verbunden, dessen anderer Anschluß 85 über einen Vorwiderstand 86 an der Schaltung.*- masse 69 liegt. Der Optokoppler 84 gibt an seinem nicht gezeigten Ausgang Zündimpulse für den Thyristor 6 in bekannter Weise ab. Der Port P12 dient zur Steuerung des Motorschütz, wozu an dem Port P12 über einen Widerstand 87 die Basis eines Transistors 88 angeschlossen ist dessen Emitter an der positiven Spannung des Anschlusses 83 liegt, während der Kollektor mit einer Eingangsklemme 89 eines Solidstate-Relais 91 verbunden ist, dessen andere Eingangsklemme 92 an der Schaltungsmasse 69 geerdet ist. Die nicht weiter gezeigte Ausgangsseite des Solidstate-Relais 91 steuert von der Eingangsseite galvanisch getrennt einen Motorschütz, mit dem der Asynchronmotor 4 an die Netzwechselspannung u angeschlossen wird.

Der Porianschluß P13 steuert hingegen das Bremsschütz, über das der Gleichrichter 5 an die Wicklungen oder Stränge des Asynchronmotors 4 angeschaltet wird. Die Beschattung des Portanschlusses Pt?, entspricht der Beschattung des Portanschlusses P12, weshalb insoweit eine neue Beschreibung unnötig ist. Der Portan-Schluß P14 schließlich steuert einen Steuertransistor 93 für den Hektronischen Schalter 30, weshalb der Portanschluß P14 über einen Vorwiderstand 94 mit der Basis des Transistors 93 ve~bunden ist, dessen Emitter an der positiven Versorgungsspannung der Klemme 83 liegt. Der Kollektor des Transistors 93 führt zu einer Diode 95 eines Optokopplers 96, wobei der andere Anschluß der Eingangsseite des Optokopplers % über einen Vorwiderstand 97 an der Schaltungsmasse 69 geerdet ist. Die Ausgangsseite des Optokopplers % steuert galvanisch getrennt den elektronischen Schalter 30. Ausgangsseitig liegt der Optokoppler % deshalb mit dem Emitter seines Fototransistors an dem negativen Pol der Konstant-Spannungsquelle 27, deren positiver Pol über einen Schutzwiderstand 97 an einem Analog-Digital-Wandlereingang ANO des Mikrocomputers 60 angeschlossen ist. Zum Schutz des Eingangs ANO, d. h. des internen Analog-Digital-Wandlers, liegt von dem Eingang ANO zur Schaltungsmasse Z-Diode 98, die zusammen mit dem Schutzwiderstand 97 gefährliche Spannungsspitzen auf ein für den internen Analog-Digital-Wandler ungefährliches Maß begrenzt.

An die Wicklung 1 wird die Konstantspannung der Spannungsquelle 27 über den elektronischen Schalter 30 angelegt, der einen emitterseitig mit dem negativen Pol der Konstant-Spannungsquelle 27 verbundenen Transistor 99 sowie einen weiteren Transistor 101 enthält. Der Kollektor des Transistors 99 ist über eine Schutzdiode 102 an die Anschlußklemme 21. d. h. das heiße Ende der Wicklung 1 des Asynchronmotors 4 angeschaltet, wobei die Diode 102 dafür sorgt, daß beim Einschalten des Bremsgleichstromes nach dem Triggern des Thyristors 6 die dabei an der Wicklung 1 entstehenden hohen Spannungen von dem Transistor 99 ferngehalten werden. Die Basis des Transistors 99 geht an den Mittelpunkt eines aus zwei Widerständen 103,104 bestehenden Spannungsteilers.

der einenends an dem negativen Pol der Konstant-Spannungsquelle 27 und anderenends an dem Kollektor des Transistors 101 angeschlossen ist; der Emitter des Transistors 101 ist mit dem positiven Pol der Konstant-Spannungsquelle 27 verbunden. Die Basis des Transistors 101 liegt schließlich wiederum an einem ohmschen Spannungsteiler aus den Widerständen 105 und 106, von denen der Widerstand 105 mit dem Kollektor des Fototransistors des Optokopplers 96 verbunden ist, während der Widerstand 106 zu dem positiven Pol der Konstant-Spannungsquelle 27 führt.

Der Meßwiderstand 29 liegt schließlich zwischen der Schaltungsmasse 69 und dem positiven Pol der Konstant-Spannungsquelle 27.
Die Stromversorgung des Mikrocomputers 60 erfolgt über seine Anschlüsse VSS, VCC und VDD, von denen

ίο der Anschluß VSSgeerdet ist, der Anschluß VCCzu der Klemme 83 führt, über die er eine positive Versorgungsspannung erhält und die Klemme VDD schließlich auch an eine entsprechende positive Versorgungsspannung angeschlossen ist.

Der Systemtakt des Mikrocomputers wird durch einen an die Eingänge XX und X 2 angeschlossenen Schwingquarz 107 sowie einen parallelgeschalteten Dämpfungswiderstand 108 in bekannter Weise festgelegt

Ein für den Betrieb der Schaltungsanordnung 20 nach F i g. 5 geeignetes Programm ist nunmehr im folgenden anhand des in den F i g. 6a bis 6e gezeigten Flußdiagrammes erläutert

Nach dem Einschalten der Stromversorgung bei 120 erfolgt zunächst bei 121 eine interne Initialisierung der Status- und Steuerregister sowie der Portanschlüsse, da diese nach dem Einschalten der Stromversorgung zufällige Werte enthalten können. Nachdem die Initialisierung erfolgt ist, beginnt der Mikrocomputer 60 in einer Programm^tleife 122 die Multiplexereingänge MuxO und Mux X zu lesen und bei 123 abzuprüfen, ob die EIN-Taste betätigt ist Wenn nein, fährt der Mikrocomputer mit der Abfrage der Multiplexereingänge Mux 0 und Mux X in der Programmschleife 122 so lange fort, bis er feststellt, daß nun die EIN-Taste betätigt ist Er verläßt dann bei 123 die Programmschleife 122 und schaltet den Motorschütz ein, weshalb er an der Programmstelle 124 einen entsprechenden Startbefehl über der Port P12 an den Motorschütz abgibt, der nunmehr den Asynchronmotor 4 in Stern- oder Dreieckschaltung an das Drehstromnetz anschaltet

Nach dem Einschalten des Motorschutz bei 124 geht der Mikrocomputer 60 zu einer Programmschleife 125 weiter, in der er bei einer Anweisung 126 die Multiplexereingänge Mux 2 und Mux 3 abliest und bei einer Bedingungsprüfung 127 feststellt, ob die AUS-Taste betätigt wurde. Wenn nein, fährt er in der Programmschleife 125 mit der Anweisung 126 fort und liest erneut die Multiplexereingänge Mux 2 und Mux 3; dies erfolgt so lange, bis der Mikrocomputer bei 127 das Betätigen der AUS-Taste feststellt, woraufhin er die Programmschleife 125 verläßt und zur Programmanweisung 128 weitergeht Beim Ablesen der Multiplexereingänge Mux 2 und Mux 3 kann er auch gleichzeu*^:.g an dir^en Multiplexereingängen hängende Schalter ablesen, mit denen der Maximalwert des zulässigen Gleichrichterstromes von außen, beispielsweise mit Hilfe von Dil-Schaltern, fest eingegeben wird. Dieser Wert wird zum Zwe-Ue der späteren Berechnung intern als Konstante Wr abgelegt

Sobald der Mikrocomputer die Programmschleife 125 verlassen hat, schaltet er bei der Anweisung 128 den Motorschütz aus, d. h., er schaltet das Steuersignal an dem Port P12 ab. Nach einer Warteschlcifc von ca. 300 msec bei 129, mit der das Abklingen der Bewegung des Motorschütz abgewartet wird, wird bei einer Anweisung 131 der Bremsschütz eingeschaltet Wiederum werden mit einer entsprechenden Warteanweisung bei 132 200 msec gewartet, innerhalb denen die beweglichen Kontakte des Bremsschütz zur Ruhe kommen sollen. Nachdem auch diese Zeit von 200 msec abgelaufen ist, wird über den Port P14 in der Programmanweisung 133 der Transistor 93 aufgesteuert Durch das Aufsteuern des Transistors 93 wird die Leuchtdiode 95 des Optokopplers 96 eingeschaltet und damit auch der zugehörige Fototransistor, der seinerseits hierdurch einen Stromkreis von der Konstant-Spannungsquelle 27, die Spannungsteilerwiderstände 105 und 106 zurück zur Konstant-Spannungsquelle 27 schließt Dieser Stromkreis schaltet den Transistor 101 ein, der seinerseits den in Kaskade geschalteten Transistor 99 aufsteuert, womit über den Transistor 99 der negative Pol der Konstant-Spannungsquelle 27 an die Anschlußklemme 21 der Wicklung 1 des Asynchronmotors 4 angeschlossen wird. Es beginnt jetzt nach der Differentialgleichung (5) ein Strom durch die Wicklung 1 zu fließen, der entsprechend an dem Meßwiderstand 29 einen allmählich exponentiell ansteigenden Spannungsabfall erzeugt. Im einzelnen fließt hierbei der Strom von der Konstant-Spannungsquelle 27 zu dem Meßwiderstand 29, von dort zur Schaltungsmasse und gleichzeitig zur Anschlußklemme 22 der Wicklung 1, aus der der Strom über die Anschlußklemme 21 die in Durchlaßrichtung gepolte Schutzdiode 102 den durchgesteuerten Transistor 99 zurück zum negativen Pol der Konstant-Spannungsquelle 27 fließt.

Sobald der Meßimpuls am Port P14 eingeschaltet ist, wartet der Mikrocomputer in einer Befehlskeite 134 die Meßzeit fi, d. h. ca. 03 bis 0,5 msec und liest dann an einer Programmstelle 135 den internen Analog-Digital-Wandler ab, der über den Eingang ANO mit der an dem Widerstand 29 abfallenden Spannung beaufschlagt ist. Dieses Ablesen des Analog-Digital-Wandlers erfolgt noch während des Stromanstieges. Der dabei erhaltene Werte wird intern abgespeichert.

Nach einer weiteren Meßzeit i2, die ca. 100 msec dauert und in einem Programmabschnitt 136 abgewartet wird, wird in einer Programmanweisung 137 erneut der interne Analog-Digital-Wandler abgelesen und der erhaltene Wert abgespeichert. Hieran anschließend wird bei 138 der Port P14 abgeschaltet und so die Konstant-Spannungsquelle 27 von der Wicklung 1 getrennt.

Da in dem Programm die Größe des Meßwiderstandes 29 fest vorgegeben ist, kann aus den an dem Anlog-Digital-Wandler intern abgelesenen Werten unmittelbar der Strom /Ί und /2. d. h. der Strom zum Zeitpunkt U und der Strom zum Zeitpunkt I2 berechnet werden.

Sobald die Meßfolge beendet ist, werden in einem Programmabschnitt 139 der ohmsche Widerstand gemäß der Gleichung (14) berechnet, wobei die Werte für Un, Ua._s.n und Rm als Schaltungskonstantcn in dem Programm fest vorgegeben sind. Die Durchlaßspannung der Diode 102 wird dadurch berücksichtigt, daß in dem

Zähler der Gleichung (14) von der Spannung Ub zusätzlich die der Diode 102 entsprechende Durchlaßspannung ί/f-abgezogen wird.

An das Berechnen von R schließt sich die Berechnung von τ nach der Gleichung (15) an.

Bei einer Programmanweisung 141 wird aus der berechneten Größe R, der von den Schaltern des Kreuzschienenverteilers 61 abgelesenen und abgespeicherten Konstanten Jm_3x und der gegebenenfalls ebenfalls über eine entsprechende Schalterstellung vorgegebenen Größe des Scheitelwertes der Eingangswechselspannung {/der zulässige Proportionalitäts- oder Formfaktor K(a, r) ausgerechnet, und zwar gemäß Gleichung (13).

Im Anschluß an den Programmabschnitt 141 stehen jetzt K und τ fest, so daß in einer Programmanweisung 142 in dem Tabellenspeicher, dessen Inhalt in Fig.3 grafisch dargestellt ist, die zugehörigen λ-Werte gesucht werden können. Diese Tabelle wird zweckmäßigerweise, wie eingangs beschrieben, vorher mit einer entsprechenden Feinheit berechnet und zusammen mit dem Einbrennen des Mikrocomputerprogrammes in den in dem Mikrocomputer vorhandenen ROM-Speicher ebenfalls mit eingebrannt

Bei anderen Anwendungen, bei denen χ von außen vorgegeben wird, ist das Programm im Bereich der Anweisungen 141,142 entsprechend zu ändern, insofern, als nach dem Ermitteln von τ mit dem vorgegebenen Wert von α in dem Tabellenspeicher das zugehörige K aufgesucht wird. Hieran anschließend wird dann der sich aus R, rund « bei bekanntem Oergebende Wert von i_eirgemäß Gleichung (13) berechnet Hernach erfolgt ein Vergleich zwischen dem berechneten üfr und dem abgespeicherten i_mxx, woraufhin dann von dem Mikrocomputer die Entscheidung getroffen wird, mit dem von außen vorgegebenen <x weiterzuarbeiten, falls der berechnete Wert /_c/ykleiner als w. ist oder falls der berechnete Wert /^über dem zulässigen Grenzwert i_max liegen sollte, wie beschrieben, mit der dargestellten Anweisung 141 und der Anweisung 142 fortzufahren. In jedeni Falle steht im Anschluß an den Programmabschnitt 142 ein Wert für « zur Verfügung, der sicherstellt daß bta den gegebenen elektrischen Werten der angeschlossenen Maschine eine Überlastung des Gleichrichters 5 ausgeschlossen ist

Sobald <x ermittelt ist, was gegebenenfalls unter Zuhilfenahme geeigneter Interpolationsalgorihtmen erfolgt falls sich die berechneten K- und τ-Werte nicht unmittelbar in der Tabelle befinden, erfolgt die Umsetzung des Zündwinkels in eine Zündzeit t_a, die bei gegebener Frequenz für die Eingangswechselspannung u seit dem letzten Spannungsnulldurchgang mit negativer Flanke vergehen muß; wegen der Polarität an dem Eingang AN0 und der damit vorgegebenen Polung der Schutzdiode 102 ist der Thyristor 6 in F i g. 5 mit einer anderen Polung als in den vorhergehenden Figuren eingezeichnet, was aber an der grundsätzlichen Funktionsweise nichts ändert Lediglich die Polaritäten der Spannungen müssen gegenüber den vorherigen Figuren umgekehrt werden.

Nun kann nach dem Durchlaufen des Programmabschnittes 143 der eigentliche Bremszyklus beginnen. Hierzu wird bei 144 in einem Register R 3 die maximale Zeit, während der der Bremsstrom fließt, eingespeichert, und zwar als Anzahl von Zündimpulsen, die an den Thyristor abgegeben werden. Hieran anschließend wartet das Programm bei 145 auf die nächste positive Flanke der Eingangswechselspannung u bzw. der daraus abgeleiteten Rechteckspannung am Port P 10. Wenn die positive Flanke eingetroffen ist, geht das Programm nach 146 weiter und wartet jetzt auf das Erscheinen der nächsten negativen Flanke. Sobald diese negative Flanke eingetroffen ist, wird jetzt die Zeit t_a abgewartet und über den Port P 11 ein Zündimpuls an den Thyristor abgegeben, der daraufhin durchgesteuert wird und einen Gleichstrombremsimpuls auf die Wicklung 1 gibt. Wenn der Zündimpuls bei 147 abgegeben wurde, wird bei 148 das Register R 3 dekrementiert und der Inhalt von R 3 an der Stelle 149 auf nuil überprüft Falls das Register A3 immer noch eine von null verschiedene Zahl enthält, wird an den Beginn des Programmabschnittes 145 zurückgesprungen un-1 erneut auf die positive Flanke gewartet. Dieses Abwarten der Flanken ist notwendig, weil der Mikroprozessor den Programmteil zwischen dem Abschnitt 145 und der Bedingungsprüfung 149 schneller durchlaufen kann als es der halben Periodendauer der Netzspannung entspricht. Wenn nach mehrmaligem Durchlaufen der obengenannten Schleife das Register R 3 auf 0 zurückgezählt ist, werden an der Stelle 150 nochmals 500 msec abgewartet und dann wird an den Anfang der Programmschleife t22 zurückgesprungen, wo.nit der Bremsvorgang vollständig abgeschlossen ist.

Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß die beschriebene Schaltungsanordnung 20, wie sie in den F i g. 4 und 5 veranschaulicht ist, auch um eine Meßeinrichtung zum Ermitteln des Scheitelwertes Oder an dem Gleichrichter 5 anliegenden Eingangswechselspannung u sowie um eine weitere Meßschaltung erweitert werden kann, mit deren Hilfe die Frequenz- bzw. Periodendauer der Wechselspannung u ermittelt werden kann, um so zu einer universell verwendbaren Schaltungsanordnung zu kommen, die sich selbsttätig auf die äußeren Anschlußwerte einstelleii kann.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Bremsgleichstroms für gleichstromgebremste Motoren, insbesondere Asynchronmotoren, mit einem gesteuerten, eingangsseitig mit einer Wechselspannung beaufschlag-

5 ten Gleichrichter mit Freilaufeinrichtung, der ausgangsseitig an die Maschine angeschlossen ist und den Bremsgleichstrom abgibt sowie mit einer mit einem Steuereingang des Gleichrichters verbundenen Steuerschaltung, die periodisch und synchron mit der Wechselspannung dan Gleichrichter aufsteuert wobei der H Effektivwert des durch die Maschine fließenden Bremsstromes durch den Zündwinkel festgelegt ist nach

g| dem, gemessen ab dem jeweiligen Nulldurchgang der Wechselspannung an dem Eingang der Gleichrichter in

§: ίο den leitenden Zustand gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (23) eine Jj Meßschaltung (25) enthält deren Speicher (44) einen maximal zulässigen Effektivwert (w) des aus dem

H Gleichrichter (5) fließenden Stromes (i) enthält und die nach dem Messen wenigstens des den Bremsgleich-

J| strom (i) mitbestimmenden ohmschen Widerstandswertes (R) der Maschine (4) ein Signal erzeugt derart daß

die Steuerschaltung (23) selbsttätig den Zündwinkel (ac) auf einen Wert begrenzt, bei dem der Effektivwert is (4ff) des tatsächlich fließenden Bremsstromes (i) unter dem Effektivwert (w) des maximal zulässigen Bremsstromes bleibt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die Meßschaltung zum Ermitteln des ohmschen Widerstandes (Kleine Spannungsquelle (27) aufweist die zumindest vor Beginn des Bremsvorganges für eine vorbestimmte Zeit (t₂) über einen Meßwiderstand (29) an die elektrische Maschine (4)

20 angeschlossen ist sowie eine eingangsseitig zu dem Meßwiderstand (29) parallelliegende Sample-and-Hold-Schaltung^33) enthält die an ihrem Ausgang ein dem gemessenen ohmschen Widerstand (R) entsprechendes Signal abgibt das in der Steuerschaltung (23) in den minimalen Zündwinkel (ac) umgesetzt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die Meßschaltung zum Ermitteln des ohmschen Widerstandes (R) eine Spannungsquelle (27) aufweist die zumindest vor Beginn des Bremsvor-

25 ganges für eine vorbestimmte Zeit (t₂) an die elektrische Maschine (4) angeschlossen ist sowie eine eingangsseitig zu der Spannungsquelle (27) parallelliegende Sample-and-Hold-Schaltung (33) enthält, die an ihrem Ausgang ein dem gemessenen ohmschen Widerstand (R) entsprechendes Sisnal abgibt das in der Steuerschaltung (23) in den minimalen Zündwinkel («) umgesetzt wird.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die Meßschaltung (25) zusätzlich 30 die Induktivität (L v) der Maschine (4) mißt und ein entsprechendes Signal erzeugt

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß der Sample-and-Hold-Schaltung (33) eine Speichereinrichtung (38) sowie eine Zeitsteuereinrichtung (35) zugeordnet ist die die SaiKple-ani-Hold-Schaltung (33) derart steuert, daß sie nach einer ersten vorbestimmten Zeit (fi) nach dem Anschalten der Spannungsquelle (27) an die Maschine (4) den Spannungsabfall an dem

35 Meßwiderstand (29) bzw. der : iaschine (4) ermittelt und ein zugehöriges erstes Meßsignal (/Ί) in die Speichereinrichtung (38) überträgt, und daß sie nach einer zweiten vorbestimmten Zeit ((2), die länger als die erste 1 Zeit (f|) ist, ein zweites Mal die an dem Meßwiderstand (29) bzw. an der Maschine (4) abfallende Spannung

|j ermittelt und ein zweites zugehöriges, dem ohmschen Widerstand (R) entsprechendes Meßsignal (/2) in die

■M Speichereinrichtung (38) überträgt.

W 40

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die

*ß Meßschaltung (25) eine Recheneinrichtung (41,60) enthält, die aus den beiden in der Speichereinrichtung (38)

<| enthaltenen Meßsignalen (λ, /₂) die Zeitkonstante (r) und den ohmschen Widerstand (R) der Maschine (4)

ig berechnet.

iji

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß ein Tabellenspeicher (46) vorhan-

ji; 45 den ist, in dem eine normierte Tabelle abgelegt ist, die den Zusammenhang zwischen dem Zündwinkel (<x) und || dem Effektivwert (i_cn) des Stroms (e) bei ohmscher Last wiedergibt (Fig. 3).

|- 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Tabellenspeicher (46) zusätz-

S! lieh eine Anzahl von normierten Tabellen enthält, die für unterschiedliche Zeitkonstanten (τ) der Maschine

λ (4) den Zusammenhang zwischen den Zündwinkel (ac) und dem Effektivwert ^/7) des Stromes (i) wiedergeben

% 50 (Fig-3), wobei die Zeitkonstante (τ) bezüglich der Periodendauer (T) der Eingangswechselspannung (u) & normiert ist

:i

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der maximal zulässige Effektivwert (imax) des aus dem Gleichrichter (5) fließenden Stromes (i) der zulässige Grenzwert des Effektivstromes 'I. des jeweiligen Gleichrichters (5) ist.

55

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens die Meßschaltung (25), die Sample-and-Hold-Schaltung (33) sowie die Speichereinrichtungen (38,44, : 46) auf einem Mikrocomputer (60) implementiert sind.

■'■

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Gleichrichter (5)

ein als Halbwellengleichrichter geschalteter Thyristor (6) ist, dem eine Freilaufdiode (9) zugeordnet ist.
60

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Gleichrichter (5)

ein Vollwellengleichrichtef ist, bei dem zwei Gleichrichterdioden von Thyristoren gebildet sind, die beide mit unterschiedlichen Elektroden an demselben Eingangsanschluß (7,8) liegen.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung (25) einen Fühler zum Messen des Scheitelwertes (Ü)aer Wechselspannung (u) an dem Eingang (7,8) des Gleichrichters

65 (5) aufweist.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Sample-and-Hold-Schaltung (33) ein Analog-Digital-Wandler ist.