DE3403173C2 - - Google Patents
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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Description
Die Erfindung betrifft eine geschaltete Stromversorgung gemäß
dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 (US 42 28 493).
Da derartige Vorrichtungen induktive Elemente, insbesondere
einen Transformator enthalten, ist es u. a. erwünscht, mit hoher
Schaltfrequenz zu arbeiten, was zu einem geringeren Volumen und
einem geringeren Gewicht der Vorrichtung führt. Der Erhöhung der
Schaltfrequenz sind jedoch aufgrund der verwendeten
Halbleitervorrichtung Grenzen gesetzt. Ein Schalttransistor mit
hoher Schaltfrequenz muß einen geringen Widerstand im
Basisbereich und eine geringe Basisbreite besitzen, was zu einer
niedrigen Durchbruchspannung führt. Andererseits ist eine
möglichst hohe Impulsspannung erwünscht, die wiederum eine hohe
Durchbruchspannung verlangt. Die Schaltfrequenz des
Schalttransistors ist ferner beschränkt durch die Verzögerung,
die sich beim Sperren des Schalttransistors aufgrund der
Speicherzeit ergibt. Auch nach Abfall des Vorwärtsbasisstromimpulses
fließt ein Kollektorstrom für eine Periode weiter, die
gleich der Summe der Speicherzeit und der Abfallzeit ist. Ein
derartig verzögertes Sperren des Schalttransistors
beeinträchtigt erheblich die genaue Einhaltung des
Tastverhältnisses der Vorrichtung, und die Verlustleistung
steigt mit wachsender Verzögerung.
Aus J. Wüstehube, Schaltnetzteile, expert-verlag, Grafenau 1979,
S. 222, 223, ist das Problem des Speichereffekts bekannt, wobei
darauf hingewiesen wird, daß bei Eintaktwandlern die
Speicherzeit die minimale Einschaltzeit des Schalttransistors
bestimmt. Zur Reduzierung der Speicherzeit wird vorgeschlagen,
Entsättigungsschaltungen einzusetzen, die allerdings zu erhöhten
Sättigungsspannungen führen.
Die US-PS 42 28 493 offenbart eine gattungsgemäße
Stromversorgung, wobei bei Beendigung des Vorwärtsbasisstromimpulses
eine Pause vorgesehen ist bis zum Beginn der
Entsättigung des Kollektors, also bevor der Rückwärtsbasisstromimpuls
aktiviert wird. Die genannte Pause wird dabei möglichst
kurz gehalten. Das Ende der Pause wird von einem Vergleicher
festgestellt, der die Kollektor-Emittersättigungsspannung mit
einem Bezugswert vergleicht. Hierdurch wird zwar das
gleichzeitige Leiten der beiden Treiberverstärker für den
Vorwärts- und den Rückwärtsbasisstromimpuls verhindert; eine
erhebliche Steigerung der Schaltfrequenz wird hierdurch jedoch
nicht erreicht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine geschaltete
Stromversorgung anzugeben, die mit einer wesentlich höheren
Schaltfrequenz als bekannte Vorrichtungen bei verringerter
Verlustleistung arbeiten kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine geschaltete
Stromversorgung mit den Merkmalen des Kennzeichens des
Patentanspruchs 1.
Durch die Reduzierung der Länge des Vorwärtsbasisstromimpulses
um die Speicherzeit ist der Schalttransistor gerade zu einem
Zeitpunkt entsättigt, zu dem der Rückwärtsbasisstromimpuls
einsetzt. Ferner wird die Abfallzeit des Vorwärtsbasisstromimpulses
gegenüber bekannten Vorrichtungen erheblich reduziert,
da der Einfluß der Übersteuerung wegfällt. Die erhöhte
Schaltfrequenz gestattet ferner eine erhebliche Verringerung des
Volumens und des Gewichts der Stromversorgung, da die induktiven
Elemente wesentlich kleiner dimensioniert werden können.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung können die Rechteckimpulse
der Steuervorrichtung abhängig von der Ausgangsgleichspannung
breitengeregelt sein.
Eine besonders flexibel geschaltete Stromversorgung ergibt sich
dann, wenn die Steuervorrichtung mittels der Kenndaten des
Schalttransistors und dessen Kollektorstrom die Speicherzeit
ermittelt und die Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses daraus
berechnet.
Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Stromversorgung
werden nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher
erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der
Erfindung,
Fig. 2 ein Zeitdiagramm des Basistreibersystems
für den Gleichspannungswandler gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel,
Fig. 3 eine Darstellung eines Oszillogramms,
das den Basisstrom und den Kollektorstrom
eines Gleichspannungswandlers gemäß
dem ersten Ausführungsbeispiel veranschaulicht,
Fig. 4 ein Schaltbild eines Gleichspannungswandlers
gemäß der zweiten Ausführungsform
der Erfindung,
Fig. 5 eine Kurvendarstellung als Beispiel der
Speicherzeit ts/Vorwärtsbasisstrom IB1-
Eigenschaften in Fällen, wo ein Rückwärtsbasisstrom
IB2 angewandt wird mit
dem Kollektorstrom Ic als Parameter,
Fig. 6 ein Schaltbild eines Basistreibersystems,
wie es in einem Gleichspannungswandler
gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel
dieser Erfindung verwendet wird,
Fig. 7 ein Zeitdiagramm des Basistreibersystems
gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Gleichspannungswandlers
gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
Fig. 9 ein Zeitdiagramm des Basistreibersystems,
wie es bei dem vierten Ausführungsbeispiel
der Erfindung verwendet wird,
Fig. 10 ein Schaltbild einer Abwandlung des vierten
Ausführungsbeispiels der Erfindung,
und
Fig. 11 ein Zeitdiagramm des Basistreibersystems,
wie es bei der modifizierten vierten
Ausführungsform der Erfindung Verwendung
findet.
Fig. 1 zeigt einen Ferritkerntransformator 4, dem eine
Eingangsgleichspannung an seiner Primärwicklung zugeführt
wird, die mit einem Schaltleistungstransistor verbunden
ist, der über eine Steuervorrichtung 21 (dargestellt durch
ein Kästchen in gestrichelter Linie), die aus einem Taktgeber
211, einem Flip-Flop 212, einem Kondensator (einer
Differenzierschaltung) 213, einer monostabilen Kippschaltung
214, Pufferverstärkern 215 und 216, Widerständen 219,
220, 221, einem pnp-Transistor 217 und einem npn-Transistor
218 besteht. Ein Gleichrichter 5 ist mit der Sekundärwicklung
des Transformators 4 verbunden. Ein Glättungskondensator
6 liegt über den Ausgangsklemmen des Gleichrichters 5.
Gemäß Fig. 2 bestimmt ein Zyklus des Flip-Flops 212 eine
Schaltperiode T des Schaltleistungstransistors 3. Die
Schaltperiode T besteht aus der Vorwärtshälfte t₁′ und der
Rückwärtshälfte t₂′. Die Vorderflanke des vom Flip-Flop 212
abgegebenen Signals wird vom Kondensator 213 festgestellt.
Unter Ansprechen auf diese Feststellung schaltet die monostabile
Kippschaltung 214 auf hohen Pegel und bleibt auf
diesem für eine vorbestimmte Periode, die auf einen Wert
zwischen 20 und 50% der Vorwärtshälfte t₁ oder der
Leitungsperiode t₁ eingestellt werden kann. Ein Vorwärtsbasisstromimpuls
IB1 wird nur während dieser kürzeren Periode an
den Schaltleistungstransistor 3 angelegt, während der die
monostabile Kippschaltung 214 auf hohem Pegel bleibt. Der
Schaltleistungstransistor 3 wird durch diesen Vorwärtsbasisstromimpuls
IB1 leitend geschaltet, jedoch nicht durch die Beendigung
des Vorwärtsbasisstromimpulses IB1 gesperrt bis nicht ein
weiterer Transistor 218 einen Rückwärtsbasisstromimpuls IB2, abhängig
von dem durch einen Transistor 217 abgegebenen Signal
abgibt, der unter Ansprechen auf die Rückflanke des vom
Flip-Flop 212 abgegebenen Signals leitend geschaltet wird.
Dies rührt daher, daß während der Speicherzeit ts der Kollektorstrom
Ic aufrechterhalten bleibt, auch nachdem der
Vorwärtsbasisstromimpuls IB1 beendet worden ist.
Da die Erregungszeit der monostabilen Kippschaltung 214
derart gewählt ist, daß sie gleich der Differenz zwischen
der Leitungsperiode t₁ und der Speicherzeit ts ist, sind
die meisten in der Basis gespeicherten Träger zu Beginn der
nichtleitenden Periode t₂ aus der Basis abgeflossen. Somit
beginnt der Kollektorstrom Ic unmittelbar unter Ansprechen
auf die Vorderflanke des Rückwärtsbasisstromimpulses IB2 zu fließen,
welcher unter Ansprechen auf die Rückflanke des vom
Flip-Flop 212 abgegebenen Signals fließt, mit dem Ergebnis,
daß die Wirkung der Speicherzeit aufgehoben wird.
Es sei ferner darauf hingewiesen, daß der Schaltverlust auf
einen vernachlässigbaren Wert verringert wird, da die Länge
der Abschaltperiode, bei der der Widerstand zwischen dem
Kollektor und dem Emitter erhöht wird, äußerst kurz ist.
Somit werden die bei
bekannten Vorrichtungen zwangsläufig vorhandenen Nachteile
vermieden, einschließlich des Problems, das durch die
Inkompatibilität der Durchbruchsspannung und der Schaltgeschwindigkeit
in einem Schalttransistor hervorgerufen wird,
ferner des Einflusses der Verzögerung auf die Abschaltung
und das Problem der Überhitzung eines Schalttransistors
aufgrund einer langen Abschaltperiode.
Fig. 3 zeigt den zeitlichen Verlauf des Basisstroms und des
Kollektorstroms bei der geschalteten Stromversorgung gemäß
dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Hierbei ist
die Abfallzeit tf auf 80 ns
verringert. Die
abklingende Schwingung wird durch die induktive Komponente
der Schaltung hervorgerufen. Der allmähliche Anstieg des
Kollektorstroms Ic kann durch die Verwendung einer größeren
Drossel geglättet werden.
Fig. 4 zeigt einen Ferritkern-Transformator 4, an dessen
Primärwicklung über einen Gleichrichter 1 eine Eingangsgleichspannung
angelegt wird, so daß diese geschaltete
Stromversorgung ein Wechselspannungseingangssignal aufnehmen
kann. Die anderen Einheiten und/oder Elemente entsprechen
vollständig denen des Ausführungsbeispiels 1.
Dieses Ausführungsbeispiel basiert auf folgendem Grundgedanken:
1. Die Speicherzeit ts wird durch folgende Formel ausgedrückt:
wobei
K eine Proportionalitätskonstante,
ln das Symbol für den natürlichen Logarithmus,
IB1 der Vorwärtsbasisstrom,
IB2 der Rückwärtsbasisstrom,
IC der Kollektorstrom,
hFE der Stromverstärkungsfaktor
bedeuten.
K eine Proportionalitätskonstante,
ln das Symbol für den natürlichen Logarithmus,
IB1 der Vorwärtsbasisstrom,
IB2 der Rückwärtsbasisstrom,
IC der Kollektorstrom,
hFE der Stromverstärkungsfaktor
bedeuten.
In Worten ausgedrückt bedeutet dies, daß ein Ansteigen
der Speicherzeit ts einem Ansteigen des Vorwärtsbasisstromimpulses
IB1 und ein Verringern der Speicherzeit ts einem
Anstieg des Kollektorstroms IC und des Rückwärtsbasisstromimpulses
IB2 folgt. Die Speicherzeit ist am längsten, wenn
kein Rückwärtsbasisstromimpuls IB2 angelegt wird.
Fig. 5 zeigt Kennlinien der Speicherzeit ts, bezogen auf
den Vorwärtsbasisstromimpuls IB1 in Fällen, wo kein Rückwärtsbasisstromimpuls
IB2 angelegt wird, wobei der Kollektorstrom
IC als Parameter dient.
2. Um die besten gemäß der Erfindung zu erwartenden Ergebnisse
zu erreichen, muß die Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses
IB1 identisch mit der Differenz zwischen einer
Hälfte des Schaltzyklus oder der -periode T und der Speicherzeit
ts sein, die von dem Kollektorstrom IC und dem
Vorwärtsbasisstromimpuls IB1 abhängt.
3. Eine kombinierte Vorrichtung zum Überwachen des Kollektorstroms
und zum Berechnen der entsprechenden Speicherzeit
ts und der optimalen Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses
IB1 dient dazu, die besten
Ergebnisse zu realisieren.
Gemäß den Fig. 6 und 7 wechselt unter Ansprechen
auf von einem Taktgeber 231 abgegebene Taktimpulse ein
Flip-Flop 232 seinen Signalspannungspegel bei jedem
Zyklus TC eines Schaltleistungstransistors 3. Ein Kondensator
233 stellt die Vorderflanke des vom Flip-Flop
232 abgegebenen Signals fest, um eine Setz-Rücksetz-
Kippstufe 236 zu setzen. Ein Stromdetektor 234 stellt
den Kollektorstrom IC des Schaltleistungstransistors 3
fest.
Eine Tabellenaufsucheinheit 235 bestimmt die optimale
Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses IB1 unter Ansprechen auf
den festgestellten Kollektorstrom IC und eine vorbestimmte
Stärke des Vorwärtsbasisstromimpulses IB1. Die Setz-
Rücksetz-Kippstufe 236 wird zu einem Zeitpunkt rückgesetzt,
wenn diese festgestellte Periode abläuft. Somit
wird der Vorwärtsbasisstromimpuls IB1 an die Basis des Schaltleistungstransistors
3 über einen Pufferverstärker 237
nur während der vorbestimmten Periode angelegt, so daß
die geschaltete Stromversorgung die besten
Ergebnisse erzielen kann.
Ein Vorteil einer geschalteten Stromversorgung
besteht in der Möglichkeit, eine Ausgangsgleichspannung
präzise auf einem vorbestimmten Wert zu
halten, und zwar unabhängig von Potentialveränderungen in
der Eingangsspannung und/oder der Last.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel realisiert diesen
Vorteil.
Fig. 8 zeigt einen Ferritkerntransformator, an dessen
Primärwicklung eine Eingangsgleichspannung angelegt wird
und ein Schaltleistungstransistor 3 angeschlossen ist,
der durch eine Steuervorrichtung 24 (dargestellt durch das
Kästchen mit gestrichelter Linie) geregelt wird, die aus
einem Taktgeber 241 einer Tastverhältniseinstellvorrichtung
242, einer Vorwärtsbasisstromquelle 243 und einer
Rückwärtsbasisstromquelle 244 besteht. Ein Gleichrichter
5 ist mit der Sekundärwicklung des Transformators 4 verbunden
und ein Kondensator 6 liegt über den Ausgangsklemmen
des Gleichrichters 5. Ein Spannungssensor 71
stellt die Ausgangsspannung der geschalteten Stromversorgung
fest. Die Differenz zwischen der festgestellten
Ausgangsspannung und einer Bezugsspannung 72 wird mittels
eines Verstärkers 73 verstärkt, bevor die Spannungsabweichung
an die Tastverhältniseinstellvorrichtung 242
angelegt wird.
Gemäß Fig. 9 gibt der Taktgeber 241 periodisch Taktimpulse
ab. Die Tastverhältniseinstellvorrichtung 242,
die diese Taktimpulse empfängt, bestimmt die jeweilige
Dauer der Leitungsperiode t₁ und der Sperrdiode t₂
unter Ansprechen auf das Ausgangssignal des Verstärkers
73. Der hohe Pegel des Signals wird an die Vorwärtsbasisstromquelle
243 angelegt, in der die Zeitdauer des
Vorwärtsbasisstromimpulses IB1 durch Subtraktion einer speziellen
Zeit von der Leitungsperiode t₁ bestimmt
wird. Für diese Berechnungen seien drei Möglichkeiten
genannt. Die erste besteht darin, die Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses
IB1 durch Multiplikation einer Konstanten
mit der Zeitdauer der Leitungsperiode t₁ zu bestimmen.
Die zweite Möglichkeit besteht darin, die Zeitdauer des
Vorwärtsbasisstromimpulses IB1 durch Subtraktion einer Konstanten
von der Zeitdauer der Leitungsperiode t₁ zu bestimmen.
Die dritte Möglichkeit besteht darin, die Zeitdauer
des Vorwärtsbasisstromimpulses IB1 durch Subtraktion der
unter Ansprechen auf den Kollektorstrom IC bestimmten
Speicherzeit (wie in Ausführungsbeispiel 3) von der Zeitdauer
der Leitungsperiode t₁ zu bestimmen. Der niedrige
Pegel des Ausgangssignals der Tastverhältniseinstellvorrichtung
242 wird an die Rückwärtsbasisstromquelle 244
angelegt und es wird ein Rückwärtsbasisstromimpuls IB2 an die
Basis des Schaltleistungstransistors 3 ohne Verzögerung
unter Ansprechen auf die Rückflanke des von der Tastverhältniseinstellvorrichtung
242 abgegebenen Impulses
abgegeben.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ergibt sich
eine geschaltete Stromversorgung mit zwei unabhängigen
Vorteilen, nämlich einer höheren Schaltfrequenz und
einer geregelten Ausgangsgleichspannung.
Die Fig. 10 und 11 zeigen, daß der Taktgeber 241
Taktimpulse abgibt, die jeweils durch eine RC-Differenzierschaltung
245 differenziert werden, deren Zeitkonstante
geregelt wird durch Verändern der Impedanz eines
Transistors 246, an dessen Basis das Ausgangssignal des
Verstärkers 73 angelegt wird, der die Abweichung der
Ausgangsgleichspannung der geschalteten Stromversorgung
von der Bezugsspannung 72 verstärkt. Das Ausgangssignal
der Differenzierschaltung 245 hat eine Signalform gemäß
Zeile A in Fig. 11 und wird eigens einem Inverter 2 mit
einer Schwellenspannung H nach Durchlauf durch eine Pegelverschiebungsschaltung
247 zugeführt, sowie an einen
Inverter 249 mit einer Schwellenspannung L angelegt. Der
Inverter 248 gibt ein erstes Signal mit geringer Breite
gemäß Zeile B in Fig. 11 ab. Der Inverter 249 gibt ein
zweites Signal C (Fig. 15) mit größerer Breite ab. Das
erste Signal B wird in einer Treiberschaltung 250 invertiert,
bevor es an die Basis des Schaltleistungstransistors
3 angelegt wird, um diesen leitend zu schalten.
Das zweite Signal C wird in einer Treiberschaltung 241
differenziert, bevor es an die Basis des Schaltleistungstransistors
3 angelegt wird, um diesen zu sperren. Somit
ergibt sich ein Basisstrom D in Fig. 11.
In Fig. 6 kann der Kondensator 233, die Kippstufe 236
und der Pufferverstärker 237 parallel geschaltet sein
zu einem Zweig, bestehend aus einem Verstärker 238, dessen
Ausgang über einen Widerstand 2311 mit der Basis
eines Transistors 239 verbunden ist, dessen Kollektor
über einen Widerstand 2312 an negativer Spannung liegt.
Der Kollektor des Transistors 239 ist ferner mit der
Basis eines Transistors 2310 verbunden, dessen Emitter
über einen Widerstand 2313 an negativer Spannung liegt
und dessen Kollektor mit der Basis des Schalttransistors
3 verbunden ist.
Claims (4)
1. Geschaltete Stromversorgung mit einem Transformator, dessen
Primärwicklung eine Eingangsgleichspannung zugeführt
wird, einer Schaltvorrichtung mit einem Schalttransistor,
der periodisch den Primärstrom des Transformators unterbricht,
einem Gleichrichter zum Gleichrichten des Wechselspannungsausgangssignals
des Transformators, einer
Glättungsschaltung zum Glätten der Ausgangsgleichspannung
des Gleichrichters und einer Steuervorrichtung, die Rechteckimpulse
erzeugt, an deren Vorderflanke beginnend dem
Schalttransistor ein Vorwärtsbasisstromimpuls zugeführt
wird und die am Ende der Transistorspeicherzeit einen den
Schalttransistor sperrenden Rückwärtsbasisstromimpuls erzeugt,
dadurch gekennzeichnet, daß der Rückwärtsbasisstrom
(IB2) mit dem Ende der Rechteckimpulse beginnt und
daß die Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses (IB1) mittels
der Steuervorrichtung derart bemessen wird, daß sie
gleich ist der Differenz zwischen der Dauer der Rechteckimpulse
und der Speicherzeit (ts) des Schalttransistors
(3), so daß dieser für die Dauer der Rechteckimpulse leitend
ist.
2. Geschaltete Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Rechteckimpulse abhängig von der
Ausgangsgleichspannung breitengeregelt sind (Fig. 8).
3. Geschaltete Stromversorgung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses
(IB1) 20% bis 50% der Dauer der Rechteckimpulse
beträgt.
4. Geschaltete Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1
bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuervorrichtung
mittels der Kenndaten des Schalttransistors (3) und dessen
Kollektorstrom die Speicherzeit (ts) ermittelt und
die Dauer des Vorwärtsbasisstromimpulses (IB1) daraus
berechnet wird (Fig. 6, 8).
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3143683A JPS59156159A (ja) | 1983-02-25 | 1983-02-25 | スイツチング・レギユレ−タ |
JP3513283A JPS59159669A (ja) | 1983-03-02 | 1983-03-02 | スイツチング・レギユレ−タ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE3403173C2 true DE3403173C2 (de) | 1993-07-15 |
Family
ID=26369913
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country Status (2)
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DE (1) | DE3403173A1 (de) |
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---|---|---|---|---|
US4740877A (en) * | 1986-06-27 | 1988-04-26 | Rca Corporation | Power supply drive circuit improvement |
US4812959A (en) * | 1987-05-20 | 1989-03-14 | International Business Machines Corp. | Synchronization circuit for a blocking oscillator |
JP4024609B2 (ja) * | 2002-07-16 | 2007-12-19 | シャープ株式会社 | 直流安定化電源回路 |
DE10310361B4 (de) * | 2003-03-10 | 2005-04-28 | Friwo Mobile Power Gmbh | Ansteuerschaltung für Schaltnetzteil |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2413710A1 (fr) * | 1977-12-29 | 1979-07-27 | Thomson Csf | Circuit de commande de puissance et alimentation a decoupage l'utilisant |
US4220987A (en) * | 1978-12-29 | 1980-09-02 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Converter drive circuit |
IE49593B1 (en) * | 1979-05-18 | 1985-10-30 | Gen Electric Co Ltd | Transistor switching circuit |
US4312029A (en) * | 1979-06-22 | 1982-01-19 | Gte Automatic Electric Laboratories, Inc. | DC-to-DC Converter with reduced power loss during turn off |
DE3008716A1 (de) * | 1980-03-07 | 1981-09-24 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Verfahren zum transformatorischen ansteuern eines als stellglied arbeitenden schalttransistors eines gleichspannungswandlers |
US4420804A (en) * | 1980-08-26 | 1983-12-13 | Tohoku Metal Industries, Ltd. | Switching regulator with base charge removal circuit |
-
1983
- 1983-12-09 US US06/560,196 patent/US4510563A/en not_active Expired - Fee Related
-
1984
- 1984-01-31 DE DE19843403173 patent/DE3403173A1/de active Granted
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Publication number | Publication date |
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US4510563A (en) | 1985-04-09 |
DE3403173A1 (de) | 1984-08-30 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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