DE3340330A1

DE3340330A1 - METHOD AND ARRANGEMENT FOR COMPENSATING AN ELECTRICAL SIGNAL THAT CHANGES NON-LINEAR

Info

Publication number: DE3340330A1
Application number: DE19833340330
Authority: DE
Inventors: Peter Dr.sc.nat. Liestal Hafner
Original assignee: Flowtec AG
Current assignee: Endress and Hauser Flowtec AG
Priority date: 1983-11-08
Filing date: 1983-11-08
Publication date: 1985-05-15
Also published as: JPS60102567A; CH664218A5; GB8420843D0; IT1175707B; FR2554659A1; IT8422628A0; GB2152220B; NL8403338A; GB2152220A

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur Kompensation eines sich zeitlich nichtlinear ändernden elektrischen Signals, sowie eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.The invention relates to a method and an arrangement for compensating for a non-linear change over time electrical signal, as well as an arrangement for carrying out the method.

Aus den deutschen Offenlegungsschriften 24 10 407, 27 44 845 und 31 32 471 sind Verfahren und Anordnungen zur Kompensation einer Störspannung bekannt, die bei der magnetisch-induktiven Durchflußmessung mit periodisch zwischen wenigstens zwei Zuständen geändertem Magnetfeld der an den Elektroden des Meßkreises erhaltenen durchflußproportionalen Nutzspannung überlagert ist. Zu diesem Zweck wird die Gesamtspannung periodischFrom the German Offenlegungsschrift 24 10 407, 27 44 845 and 31 32 471 methods and arrangements for compensating for an interference voltage are known which are used in the magnetic-inductive flow measurement with periodically changed between at least two states Magnetic field superimposed on the flow-proportional useful voltage obtained at the electrodes of the measuring circuit is. For this purpose the total voltage becomes periodic

Lei/GlLei / Gl

bei verschiedenen Zuständen des Magnetfelds abgetastet, und mehrere nacheinander erhaltene Abtastwerte werden additiv oder subtraktiv so zusammengefaßt, daß sich die Störspannungsanteile gegenseitig aufheben, während die Nutzspannungsanteile infolge der periodisch wechselnden Zustände erhalten bleiben. Mit diesen bekannten Verfahren und Anordnungen kann außer einer konstanten Störgleichspannung, die bei der magnetisch-induktiven Durchflußmessung sehr große Werte erreichen kann, auch eine lineare Änderung der Störgleichspannung zwischen aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten kompensiert werden.are sampled at different states of the magnetic field, and several samples obtained one after the other are obtained summed up additively or subtractively in such a way that the Interference voltage components cancel each other out, while the useful voltage components due to the periodically changing States are retained. With these known methods and arrangements, in addition to a constant interference DC voltage, which can reach very high values with the magnetic-inductive flow measurement, also a linear one Changes in the DC interference voltage between successive sampling times are compensated for.

Wenn sich dagegen die Storspannung als Funktion der Zeit nichtlinear ändert, können die Anteile höherer Ordnung als vom Grad 1 mit diesen bekannten Verfahren und Anordnungen nicht kompensiert werden. Diese Anteile höherer Ordnung, also insbesondere der meist überwiegende quadratische Anteil sowie auch die gewöhnlich mit steigender Potenz kleiner werdenden Anteile noch höherer Ordnung, bleiben als Restfehler im Ausgangssignal erhalten.If, on the other hand, the interference voltage as a function of time changes nonlinearly, the higher-order components can than grade 1 cannot be compensated for with these known methods and arrangements. These proportions are higher Order, i.e. in particular the mostly predominant quadratic component as well as the usually increasing Parts of even higher order that decrease to the power of power are retained as residual errors in the output signal.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Verfahrens, das die Kompensation eines sich nichtlinear ändernden elektrischen Signals bis zu einer beliebig hohen Ordnung der nichtlinearen Anteile ermöglicht.The object of the invention is to create a method the compensation of a non-linearly changing electrical signal up to an arbitrarily high order the non-linear components.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß (p+1) Abtastwerte, die in gleichen Zeitabständen aus dem elektrischen Signal bzw. aus einem das elektrische Signal enthaltenden Gesamtsignal entnommen worden sind, mit den Binomialkoeffxzxenten (^) proportionalen Gewichtungsfaktoren According to the invention, this object is achieved in that (p + 1) samples taken at equal time intervals have been taken from the electrical signal or from an overall signal containing the electrical signal, with weighting factors proportional to the binomial coefficients (^)

G, = C · (P) · (-1)^k mit k = 0, 1 , p; C = const.G, = C * (P) * (-1) ^k with k = 0, 1, p; C = const.

ic icic ic

multipliziert und zur Bildung des Summensignalsmultiplied and to form the sum signal

Jo ^Gk ' ^UAk summiert werden.Jo ^G k ' ^U Ak can be summed up.

Wie in der folgenden Beschreibung nachgewiesen wird, ergibt das erfindungsgemäße Verfahren die Wirkung, daß alle Glieder des Polynoms, das die nichtlineare Signalfunktion in dem Zeitintervall darstellt, in dem die Abtastwerte entnommen worden sind, bis zum Grad (p-1) eliminiert werden. Wenn somit das sich nichtlinear ändernde Signal in dem betreffenden Zeitintervall durch ein Polynom des Grades η S ρ - 1 vollständig darstellbar ist, ist das Signal aus dem Summensignal vollständig eliminiert. Wenn der Grad η des Polynoms höher ist, oder wenn die Polynomdarstellung nach dem Satz von Taylor nur näherungsweise mit einem Restglied möglich ist, bleibt ein Restfehler bestehen, der von den Gliedern höherer Ordnung bzw. vom Restglied stammt. Durch Erhöhung der Anzahl der in der angegebenen Weise verarbeiteten Abtastwerte kann dieser Restfehler beliebig klein gemacht werden.As will be demonstrated in the following description, the method of the present invention gives the effect that all terms of the polynomial that represents the nonlinear signal function in the time interval in which the samples taken to be eliminated to grade (p-1). So if the non-linearly changing Signal in the relevant time interval can be completely represented by a polynomial of degree η S ρ - 1 is, the signal is completely eliminated from the sum signal. If the degree η of the polynomial is higher, or if the polynomial representation according to Taylor's theorem is only possible approximately with a remainder is, a residual error remains, which comes from the terms of the higher order or from the remainder of the term. By This residual error can increase the number of samples processed in the specified manner as desired be made small.

Von besonderem Vorteil ist die Tatsache, daß die Wirkung des Verfahrens unabhängig von den Werten der Koeffizienten der Polynomdarstellung ist. Die Bemessung der Gewichtungsfaktoren ist daher nur in Abhängigkeit von der Anzahl der verarbeiteten Abtastwerte zu ändern. Die Wirkung des Verfahrens bleibt somit unverändert erhalten, wenn sich die Polynomdarstellung des elektrischen Signals ändert, oder wenn es auf unterschiedliche Signale angewendet wird.Of particular advantage is the fact that the effect of the method is independent of the values of the coefficients is the polynomial representation. The dimensioning of the weighting factors is therefore only dependent on the number of the processed samples. The effect of the procedure remains unchanged, when the polynomial representation of the electrical signal changes, or when it is applied to different signals will.

Wenn das zu kompensierende elektrische Signal ein Störsignal ist, das einem Nutzsignal überlagert ist, das periodisch abwechselnd wenigstens zwei verschiedene Zustände annimmt, wie es insbesondere bei der magnetischinduktiven Durchflußmessung der Fall ist, werden vorzugsweise die Abtastwerte periodisch abwechselnd bei verschiedenen Zuständen des Nutzsignals entnommen. Auf diese Weise bleibt das Nutzsignal im Summensignal erhalten. If the electrical signal to be compensated is an interference signal that is superimposed on a useful signal, the periodically alternating assuming at least two different states, as is the case in particular with magnetic-inductive flow measurement, are preferred the sampled values are taken periodically alternately in different states of the useful signal. on in this way the useful signal is retained in the sum signal.

Wenn sich dagegen das abgetastete Gesamtsignal nach einer Polynomdarstellung zeitlich nichtlinear ändert/ bleibt im Summensignal nur der von Gliedern höherer Ordnung als (p-1) stammende Restanteil. Das Verfahren eignet sich dann zur Ermittlung einer den Grad (p-1) übersteigenden zeitlichen Änderung. Das erfindungsgemäße Verfahren wirkt in der angegebenen Weise stets auf das der Abtastung unterworfene Signal ein, unabhängig davon, woher dieses Signal stammt und in welcher Weise es vorbehandelt worden ist. Es ist daher möglich, an dem Signal vor der Abtastung Vorbehandlungen vorzunehmen, vorausgesetzt, daß eine zu kompensierende nichtlineare zeitliche Änderung erhalten bleibt. Beispielsweise kann bei der magnetisch-induktiven Durchflußmessung an der Elektrodenspannung eine an sich bekannte Vorkompensation zur Unterdrückung einer Störkompensation vorgenommen werden, oder die Elektrodenspannung kann in jeder Abtastperiode über ein vorgegebenes Zeitintervall integriert werden, so daß die Abtastwerte aus der integrierten Spannung entnommen werden.If, on the other hand, the sampled total signal changes in a non-linear manner over time according to a polynomial representation / Only the remainder of the elements of higher order than (p-1) remains in the sum signal. The procedure is then suitable for determining a change over time that exceeds the degree (p-1). The inventive The method always acts in the specified manner on the signal subjected to the scanning, independently where this signal comes from and how it has been pretreated. It is therefore possible to attend to pretreat the signal prior to sampling, provided that a nonlinear temporal change is retained. For example, in the magnetic-inductive flow measurement a known precompensation for suppressing interference compensation is carried out for the electrode voltage or the electrode voltage can be integrated in each sampling period over a predetermined time interval so that the samples are taken from the integrated voltage.

Eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens enthält nach der Erfindung eine periodisch betätigbare Abtastschaltung, an deren Eingang das zu kompensierendeAn arrangement for carrying out the method contains, according to the invention, a periodically actuatable scanning circuit, the input to be compensated

334033G334033G

elektrische Signal bzw. das Gesamtsignal angelegt ist, eine Speicheranordnung zur Speicherung von (p+1) Abtastwerten, eine Gewichtungsanordnung, welche jeden der in der Speicheranordnung gespeicherten Abtastwerte mit einem zugeordneten Gewichtungsfaktor multipliziert, und durch eine Summierschaltung zur Summierung der von der Gewichtungsanordnung gelieferten gowichteten Abt abwerte . electrical signal or the overall signal is applied, a memory arrangement for storing (p + 1) samples, a weighting arrangement which includes each of the sample values stored in the memory arrangement multiplied by an assigned weighting factor, and by a summing circuit for summing the of devalue the weighted Abt delivered to the weighting arrangement.

Die Speicheranordnung, die Gewichtungsanordnung und die Summierschaltung können durch Analogschaltungen oder, bei Vorschaltung eines Analog/Digital-Wandlers, durch Digitalschaltungen gebildet sein. Die Digitalschaltungen können gemäß der modernen Technologie auch durch einen entsprechend programmierten Mikrocomputer realisiert sein.The memory arrangement, the weighting arrangement and the summing circuit can be implemented by analog circuits or, if an analog / digital converter is connected upstream Digital circuits be formed. According to modern technology, the digital circuits can also by a suitably programmed microcomputer can be implemented.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen an Hand der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt:Further features and advantages of the invention emerge from the following description of exemplary embodiments on the basis of the drawing. In the drawing shows:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer zur Durchführung des erfindungsgeitiäßen Verfahrens mit Analogschaltungen ausgebildeten magnetisch-induktiven Durchflußmeßanordnung, 1 shows the block diagram of a method for carrying out the method according to the invention with analog circuits trained magnetic-inductive flow meter,

Fig. 2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Stufe des Analog-Schieberegisters in der Anordnung von Fig. 1,Fig. 2 is a circuit diagram of an embodiment of one stage of the analog shift register in the arrangement of Fig. 1,

Fig. 3 Diagramme von Signalen, die an verschiedenen Schaltungspunkten der Anordnungen von Fig. 1 und 5 auftreten,3 shows diagrams of signals which are generated at various circuit points of the arrangements of FIG and 5 occur,

Fig. 4 das Schema einer speziellen Ausführung der4 shows the diagram of a special embodiment of the

Abtast- und Speicherschaltung und der Gewichtungsanordnung von Fig. 1,Sampling and storage circuit and the weighting arrangement of Fig. 1,

Fig. 5 das Blockschaltbild einer abgeänderten Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1,5 shows the block diagram of a modified embodiment the arrangement of Fig. 1,

Fig. 6 eine andere abgeänderte Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1 undFig. 6 shows another modified embodiment of the arrangement of Figs

Fig. 7 eine mit Digitalschaltungen ausgebildete Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1.Fig. 7 shows an embodiment formed with digital circuits the arrangement of FIG. 1.

Fig. 1 zeigt schematisch ein innen isoliertes Rohr 1 , durch das eine elektrisch leitende Flüssigkeit senkrecht zur Zeichenebene strömt. Eine Magnetfeldspule 2, die aus Symmetriegründen in zwei gleiche, zu beiden Seiten des Rohres 1 angeordnete Hälften unterteilt ist, erzeugt im Rohr ein senkrecht zur Rohrachse gerichtetes Magnetfeld H. Im Innern des Rohres 1 sind zwei Elektroden 3 und 4 angeordnet, an denen eine induzierte Spannung abgegriffen werden kann, die der mittleren Durchflußgeschwindigkeit der elektrisch leitenden Flüssigkeit durch das Magnetfeld proportional ist. Eine Spulensteuerschaltung 5 steuert den durch die Magnetfeldspule 2 fließenden Strom in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das vom Ausgang 6a einer Steuerschaltung 6 geliefert wird.Fig. 1 shows schematically an internally insulated pipe 1, through which an electrically conductive liquid perpendicular flows to the plane of the drawing. A magnetic field coil 2, which for reasons of symmetry in two equal, on both sides of the Tube 1 is divided into halves arranged, generates a magnetic field H in the tube perpendicular to the tube axis. In the interior of the tube 1, two electrodes 3 and 4 are arranged, at which an induced voltage is tapped can be that of the mean flow rate of the electrically conductive liquid through the magnetic field is proportional. A coil control circuit 5 controls the current flowing through the magnetic field coil 2 as a function of a control signal which is supplied from the output 6a of a control circuit 6.

Die Elektroden 3 und 4 sind mit den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers 7 verbunden, der somit an seinem Ausgang eine Spannung liefert, die der Spannung zwischen den beiden Elektroden 3 und 4 proportional ist. Dem Differenzverstärker 7 ist ein Verstärker 8 nachgeschaltet. The electrodes 3 and 4 are connected to the two inputs of a differential amplifier 7, which is thus on its output supplies a voltage which is proportional to the voltage between the two electrodes 3 and 4. The differential amplifier 7 is followed by an amplifier 8.

An den Ausgang des Verstärkers 8 ist eine Abtast- und Speicherschaltung 10 angeschlossen, die bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 durch ein Analog-Schieberegister mit (p + 1) Registerstufen 1O_n, 10-, 10_o, ... 10,, ... 10_„, 1O_-1, 10 gebildet ist. Jede dieser Registerstufen kann beispielsweise den in Fig. 2 für die Registerstufe 10, dargestellten Aufbau haben. Ein Eingang 10a ist an den Ausgang der vorhergehenden Registerstufe oder, im Fall der Registerstufe 10 , an den Ausgang des Verstärkers 8 angeschlossen. Ein Ausgang 10b ist mit dem Eingang der nachfolgenden Registerstufe verbunden. Zwischen dem Eingang 10a und dem Ausgang TOb sind hintereinander zwei Abtastspeicher ("sample & hold") bekannterTo the output of the amplifier 8 is a sample and hold circuit 10 is connected, the (p + 1) in the embodiment of FIG. 1 by an analog shift register with register stages 1O _n, 10, 10 _o, ... 10 ,, ... 10_ ", 1O _-1 , 10 is formed. Each of these register stages can have the structure shown in FIG. 2 for register stage 10, for example. An input 10a is connected to the output of the preceding register stage or, in the case of register stage 10, to the output of amplifier 8. An output 10b is connected to the input of the following register stage. Between the input 10a and the output TOb, two sample memories ("sample &hold") are known one behind the other

Art angeschlossen. Der erste Abtastspeicher ist symbolisch durch einen Schalter Sl, einen Kondensator C1 und einen hochohmigen Trennverstärker A1 dargestellt; der zweite Abtastspeicher besteht in entsprechender Weise aus einem Schalter S2, einem Kondensator C2 und einem hochohmigen Trennverstärker A2. Die Funktionsweise solcher Abtastspeicher ist bekannt: Wenn der Schalter S1 kurzzeitig geschlossen wird, lädt sich der Kondensator C1 auf den Momentanwert der am Eingang 1Oa anliegenden Spannung auf. Nach dem Öffnen des Schalters S1 bleibt der abgetastete Spannungswert auf dem Kondensator Cl bestehen, da der hochohmige Trennverstärker A1 ein Abfließen der Ladungen verhindert. Der gespeicherte Spannungswert steht am Ausgang des Trennverstärkers A1 zur Verfügung. Wenn der Schalter S2 kurzzeitig geschlossen wird, lädt sich der Kondensator C2 auf die Ausgangsspannung des Trennverstärkers A1 auf, so daß er also den auf dem Kondensator C1 gespeicherten Abtastwert übernimmt. Dieser Abtastwert steht am Ausgang des Trennverstärkers A2, also am Ausgang 10b der Registerstufe zur Verfügung.Kind of connected. The first sample memory is symbolic by a switch Sl, a capacitor C1 and a high-resistance isolating amplifier A1 is shown; the second sampling memory exists in a corresponding manner from a switch S2, a capacitor C2 and a high-resistance isolating amplifier A2. How such Sampling memory is known: When switch S1 is briefly closed, capacitor C1 charges on the instantaneous value of the voltage present at input 1Oa. After opening the switch S1 remains the sampled voltage value exist on the capacitor Cl, since the high-resistance isolating amplifier A1 flows away the charges prevented. The stored voltage value is available at the output of the isolation amplifier A1 Disposal. If the switch S2 is closed briefly, the capacitor C2 charges to the output voltage of the isolation amplifier A1, so that it takes over the sample stored on the capacitor C1. This sample is available at the output of the isolation amplifier A2, that is to say at the output 10b of the register stage.

Jede Registerstufe hat einen Stufenausgang 10c, der mit dem Ausgang des Trennverstärkers A1 verbunden ist, so daß an diesem Ausgang der auf dem Kondensator C1 gespeicherte Abtastwert ständig verfügbar ist.Each register stage has a stage output 10c, which with is connected to the output of the isolation amplifier A1, so that the stored on the capacitor C1 at this output Sample is always available.

Die Schalter S1 und S2, die schematisch als mechanische Schalter dargestellt sind, sind in Wirklichkeit sehr schnell arbeitende elektronische Schalter, die durch Steuersignale betätigbar sind. Der Schalter. S2 wird durch ein Steuersignal betätigt, das an einen Steuereingang 10d der Registerstufe angelegt wird. Der Schalter S1 wird durch ein Steuersignal betätigt, das anThe switches S1 and S2, shown schematically as mechanical switches, are very much in reality fast-working electronic switches that can be actuated by control signals. The desk. S2 will actuated by a control signal which is applied to a control input 10d of the register stage. The desk S1 is actuated by a control signal that is on

einen Steuereingang 10e der Registerstufe angelegt wird. Die Steuereingänge 10d aller Registerstufen sind parallel zueinander an einen Ausgang 6b der Steuerschaltung 6 angeschlossen. Die Steuereingänge 10e aller Registerstufen sind parallel zueinander an einen Ausgang 6c der Steuerschaltung 6 angeschlossen. Wie später anhand der Zeitdiagraitime D und E von Fi<3- 3 noch genauer erläutert wird, gibt die Steuerschaltung 6 an den Ausgängen 6b und 6c Steuerimpulse ab, die zeitlich gegeneinander versetzt sind. Durch jeden am Ausgang 6b abgegebenen Steuerimpuls werden die Schalter S2 aller Registerstufen kurzzeitig geschlossen, so daß sich jeder Kondensator C2 auf den Abtastwert auflädt, der zuvor auf dem Kondensator C1 der gleichen Registerstufe gespeichert war. Durch jeden am Ausgang 6c abgegebenen Steuerimpuls werden alle Schalter S1 gleichzeitig geschlossen, wodurch sich der Kondensator C1 jeder Registerstufe auf den am Eingang 10a bestehenden Spannungswert auflädt. Dies ist bei der Registerstufe 10 der Augenblickswert der Ausgangsspannung des Verstärkers 8, der auf diese Weise abgetastet wird, und bei den übrigen Registerstufen der jeweils in der vorhergehenden Registerstufe gespeicherte Abtastwert. Auf diese Weise werden durch jedes Impulspaar, das von der Steuerschaltung 6 an den Ausgängen 6b und 6c abgegeben wird, die im Schieberegister 10 gespeicherten Abtastwerte um eine Stufe verschoben, und ein neuer Abtastwert aus der Ausgangsspannung des Verstärkers 8 wird in die Registerstufe 10 eingegeben. Die in den Registerstufen gespeicherten Abtastwerte stehen an den Ausgängen 10c zur Verfügung.a control input 10e of the register stage is applied. The control inputs 10d of all register stages are parallel connected to one another to an output 6b of the control circuit 6. The control inputs 10e of all register levels are connected in parallel to one another to an output 6c of the control circuit 6. As later on the basis of the time diagrams D and E of Fi <3- 3 will be explained in more detail there the control circuit 6 emits control pulses at the outputs 6b and 6c which are offset in time from one another. With each control pulse emitted at output 6b, switches S2 of all register levels are briefly activated closed, so that each capacitor C2 charges to the sample that was previously on capacitor C1 was stored in the same register level. By everyone at the output 6c emitted control pulse all switches S1 are closed simultaneously, whereby the capacitor C1 of each register level to the one existing at input 10a Voltage value is charging. In register stage 10, this is the instantaneous value of the output voltage of the amplifier 8, which is scanned in this way, and for the remaining register stages, the sample value stored in each case in the preceding register stage. In this way, each pair of pulses emitted by the control circuit 6 at the outputs 6b and 6c is shifted the samples stored in the shift register 10 by one step, and a new sample the output voltage of the amplifier 8 is entered into the register stage 10. The ones in the register levels Stored samples are available at the outputs 10c.

Der Ausgang 10c jeder Registerstufe des Schieberegisters 10 ist mit dem Eingang einer zugeordneten Gewichtungsschaltung 11q, 11-], II9' "■' ¹^k' """ ^ -?' 11 _., 11 in einer Gewichtungsanordnung 11 verbun-The output 10c of each register stage of the shift register 10 is connected to the input of an associated weighting circuit 11q, 11-], II9 '"■' ¹ ^ k '""" ^ -?' 11 _., 11 connected in a weighting arrangement 11

den. In jeder Gewichtungsschaltung wird der zugeführte Abtastwert mit einem Gewichtungsfaktor G_n, G₁/the. In each weighting circuit, the supplied sample is given a weighting factor G _n , G ₁ /

^2' '** ^V' '"■ ^D-2' ^d-1' ^d ^multipliziert. Da die Abtastwerte bei dem dargestellten Beispiel Analogspannungswerte sind, können die Gewichtungsschaltungen 11_Q bis 11 vorzugsweise Verstärker mit den Gewichtungsfaktoren entsprechender Verstärkung sein.^ 2 '' ** ^ V ''"■ ^ D-2 '^ d-1' ^ d ^mu ltipliziert. Since the samples in the illustrated example, analog voltage values, the weighting circuits 11 _Q to 11 preferably amplifier corresponding with the weighting factors Be reinforcement.

Die Ausgänge der Gewichtungsschaltungen 11_n bis 11 sind mit den Eingängen einer Summierschaltung 12 verbunden, die die Summe der Ausgangssignale der Gewichtungsschaltungen bildet. Der Ausgang der Summierschaltung 12, an dem das Summensignal erscheint, ist mit dem Eingang einer steuerbaren Invertierschaltung 13 verbunden, die durch ein vom Ausgang 6d der Steuerschaltung geliefertes Steuersignal in die eine oder in die andere von zwei Stellungen gebracht wird, wobei sie in der einen Stellung das von der Summierschaltung 12 gelieferte Summensignal vorzeichenrichtig durchläßt, während sie in der anderen Stellung das Vorzeichen des Summensignals umkehrt.The outputs of the weighting _{circuits 11 n} to 11 are connected to the inputs of a summing circuit 12 which forms the sum of the output signals of the weighting circuits. The output of the summing circuit 12, at which the sum signal appears, is connected to the input of a controllable inverter circuit 13, which is brought into one or the other of two positions by a control signal supplied by the output 6d of the control circuit, whereby it is in one Position allows the sum signal supplied by the summing circuit 12 to pass with the correct sign, while in the other position it reverses the sign of the sum signal.

An den Ausgang der steuerbaren Invertierschaltung 13 ist ein weiterer Abtastspeicher 14 angeschlossen, der wieder symbolisch durch einen Schalter S3, einen Speicherkondensator C3 und einen hochohmigen Trennverstärker A3 dargestellt ist. Der Schalter S3 wird durch Steuerimpulse betätigt, die von einem Ausgang 6e der Steuerschaltung 6 geliefert werden. Bei jedem Steuerimpuls wird der Augenblickswert der von der Summierschaltung 12 gelieferten Summenspannung mit dem durch die Invertierschaltung 13 bestimmten Vorzeichen abgetastet und auf dem Speicherkondensator C3 gespeichert.At the output of the controllable inverter circuit 13 a further sampling memory 14 is connected, which is again symbolically represented by a switch S3, a storage capacitor C3 and a high-resistance isolating amplifier A3 is shown. The switch S3 is through Control pulses actuated, which are supplied from an output 6e of the control circuit 6. With every control impulse the instantaneous value of the total voltage supplied by the summing circuit 12 with the through the inverter circuit 13 scanned certain signs and stored on the storage capacitor C3.

-Vl--Vl-

Dieser Abtastwert steht am Ausgang des Abtastspeichers als Meßspannung IL, für den Durchfluß im Rohr 1 zur Verfügung .This sampling value is available at the output of the sampling memory as measurement voltage IL for the flow in pipe 1 .

Die Diagramme A, B, C, D, E, F, G von Fig. 3 zeigen den zeitlichen Verlauf von Signalen, die an den mit den gleichen Buchstaben bezeichneten Schaltungspunkten von Fig. auftreten. Zur Vereinfachung werden auch die Signale selbst mit den gleichen Buchstaben bezeichnet.The diagrams A, B, C, D, E, F, G of Fig. 3 show the Temporal progression of signals which are connected to the circuit points marked with the same letters in Fig. appear. For the sake of simplicity, the signals themselves are also labeled with the same letters.

Das Diagramm A zeigt das vom Ausgang 6a der Steuerschaltung 6 zur Spulensteuerschaltung 5 gelieferte Steuersignal, das periodisch abwechselnd den Signalwert 1 oder den Signalwert 0 annimmt. Die Periodendauer T_M des Steuersignals A bestimmt die Dauer eines Meßzyklus.Diagram A shows the control signal supplied from the output 6a of the control circuit 6 to the coil control circuit 5, which periodically alternately assumes the signal value 1 or the signal value 0. The period T _{M of} the control signal A determines the duration of a measuring cycle.

Die Spulensteuerschaltung 5 ist so ausgebildet, daß sie beim Signalwert 1 des Steuersignals A einen Gleichstrom konstanter Größe in der einen Richtung und beim Signalwert 0 des Steuersignals A einen Gleichstrom der gleichen Größe, jedoch entgegengesetzter Richtung durch die Magnetfeldspule 2 schickt. Die Spulensteuerschaltung 5 kann einen Stromregler enthalten, der den Strom bei jeder Polarität auf den gleichen konstanten Wert.+I bzw. -I regelt. Der Verlauf des durch die Magnetfeldspule 2 fließenden Stroms ist im Diagramm B dargestellt. Infolge der Induktivität der Magnetfeldspule erreicht der Strom nach jeder Umschaltung den konstanten Wert I der entgegengesetzten Polarität nur mit einer gewissen Verzögerung. The coil control circuit 5 is designed so that it has a direct current at the signal value 1 of the control signal A. constant magnitude in one direction and at the signal value 0 of the control signal A a direct current of the same Size, but in the opposite direction through the magnetic field coil 2 sends. The coil control circuit 5 may include a current regulator that controls the current at each Polarity to the same constant value. + I or -I regulates. The course of the magnetic field coil 2 flowing current is shown in diagram B. As a result of the inductance of the magnetic field coil, the current reaches after each switching the constant value I of the opposite polarity only with a certain delay.

Das Magnetfeld H hat den gleichen zeitlichen Verlauf wie der Strom I. Bekanntlich beruht die induktiveThe magnetic field H has the same time course as the current I. As is well known, the inductive one is based

Durchflußmessung darauf, daß sich die durch das Rohr 1 fließende, elektrisch leitende Flüssigkeit wie ein durch das Magnetfeld H bewegter elektrischer Leiter verhält, in welchem nach dem Faraday'sehen Induktionsgesetz eine Spannung induziert wird, die einerseits dem Magnetfeld H und andererseits der Bewegungsgeschwindigkeit proportional ist. Bei konstanter Strömungsgeschwindigkeit der Flüssigkeit hat somit diese durchflußproportionale Nutzspannung den gleichen zeitlichen Verlauf wie das Magnetfeld H, also den im Diagramm B dargestellten zeitlichen Verlauf des Spulenstroms I. Wenn nur diese Nutzspannung vorhanden wäre, würde somit am Ausgang des Verstärkers 8 die im Diagramm C dargestellte Spannung erscheinen, die, abgesehen von den Übergangszuständen, periodisch abwechselnd den konstanten Wert +U_n und den konstanten Wert -υ., annehmen würde. Man könnte diese Spannung beispielsweise in gleichen Zeitabständen At = T_M/2 in jeder HaIbperiode jeweils nach dem Erreichen des konstanten Wertes abtasten und die aufeinanderfolgenden Abtastwerte mit entsprechender Vorzeichenumkehrung jedes zweiten Abtastwerts als Maß für den Durchfluß verwenden.Flow measurement to ensure that the electrically conductive liquid flowing through the pipe 1 behaves like an electrical conductor moved by the magnetic field H, in which, according to Faraday's law of induction, a voltage is induced that is proportional to the magnetic field H on the one hand and the speed of movement on the other . With a constant flow rate of the liquid, this useful voltage, which is proportional to the flow, has the same temporal course as the magnetic field H, i.e. the temporal course of the coil current I shown in diagram B. If only this useful voltage were present, the one shown in diagram C would be at the output of amplifier 8 Voltage appear which, apart from the transition _{states, would periodically assume the constant value + U n} and the constant value -υ. This voltage could, for example, _{be sampled at equal time intervals At = T M} / 2 in each half period after the constant value has been reached and the successive sampled values could be used as a measure of the flow with a corresponding sign reversal of every second sampled value.

In Wirklichkeit ist jedoch der Idealfall des Diagramms C nicht erfüllt. Vielmehr ist die durchflußproportionale Nutzspannung einer Störspannung überlagert, die ihre Ursache insbesondere in unterschiedlichen elektrochemischen Gleichspannungen hat. Die Störspannung ist zeitlich nicht konstant, sondern ändert sich nichtlinear in Abhängigkeit von der Zeit, wobei sie sehr große Werte erreichen kann. Somit erscheint am Ausgang des Verstärkers 8 eine Gesamtspannung U_G, wie sie als Beispiel im Diagramm C von Fig. 3 dargestellt ist: Die Nutzspannung U_n des Diagramms C ist der Störspannung Ü_g überlagert, deren zeitlicher Verlauf durch die gestrichelte Kurve dargestellt ist. Es ist unmittelbar zuIn reality, however, the ideal case of diagram C is not fulfilled. Rather, the useful voltage, which is proportional to the flow, is superimposed on an interference voltage, which is caused in particular by different electrochemical direct voltages. The interference voltage is not constant over time, but changes non-linearly as a function of time, whereby it can reach very large values. At the output of the amplifier 8, thus appears a total voltage U _G as it is shown as an example in the diagram C of FIG. 3: The useful voltage U _n of the diagram C of the interference voltage Ü _g is superimposed on the time course is shown by the dashed curve. It's immediate to

erkennen, daß eine Abtastung dieser Gesamtspannung Ug,beispielsweise in den gleichen Zeitabständen At wie im Diagramm C, keine Abtastwerte ergeben würde, die unmittelbar als Maß für den Durchfluß im Rohr 1 verwendet werden könnten. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers hat natürlich ebenfalls den zeitlichen Verlauf des Diagramms C.recognize that a sampling of this total voltage Ug, for example in the same time intervals At as in diagram C, no samples would result which immediately could be used as a measure of the flow in tube 1. The output voltage of the differential amplifier of course also has the chronological sequence of diagram C.

Die zuvor beschriebenen Schaltungen von Fig. 1, die sich an den Ausgang des Verstärkers 8 anschließen, ermöglichen es, die im Gesamtsignal U_G enthaltene, sich nichtlinear ändernde Steuerspannung U_c weitgehend zu kompensieren und somit ein Meßsignal zu erhalten, das dem Durchfluß im Rohr 1 mit großer Genauigkeit proportional ist.The above-described circuits of FIG. 1, which are connected to the output of the amplifier 8, make it possible to largely compensate for the non-linearly changing control voltage U _c _{contained in the total signal U G} and thus to obtain a measurement signal that corresponds to the flow in the pipe 1 is proportional with great accuracy.

Die Diagramme D, E, F, G von Fig. 3 zeigen die Steuersignale, die an den Ausgängen 6b, 6c, 6d bzw. 6e der Steuerschaltung 6 erscheinen. Diese Steuersignale sind, ebenso wie das Steuersignal A, binäre Signale, die entweder den Signalwert 1 oder den Signalwert 0 annehmen. Bei den Signalen D, E und G, die an die Schalter S1, S2 bzw. S3 der Abtastspeicher im Schieberegister 10 bzw. in der Speicherschaltung 14 angelegt werden, bedeutet der Signalwert 1 das Schließen des Schalters, also die Abtastphase, und der Signalwert 0 das Öffnen des Schalters, also die Haltephase. The diagrams D, E, F, G of FIG. 3 show the control signals that are sent to the outputs 6b, 6c, 6d and 6e of the Control circuit 6 appear. These control signals, like control signal A, are binary signals that either assume the signal value 1 or the signal value 0. For the signals D, E and G that are sent to switches S1, S2 or S3 the sampling memory are applied in the shift register 10 or in the memory circuit 14, means the signal value 1 closes the switch, ie the sampling phase, and the signal value 0 opens the switch, ie the hold phase.

Die Steuersignale E sind, wie bereits zuvor erläutert wurde, kurze Impulse, von denen jeder die Verschiebung der im Schieberegister 10 stehenden Abtastwerte um eine Registerstufe und das Einbringen eines neuen Abtastwerts aus der am Ausgang des Verstärkers 8 anliegenden Gesamtspannung U_G (Diagramme) in die Registerstufe 10 bewirkt. Die Impulse des Diagramms D, die jeweils den Impulsen E in kurzem Zeitabstand vorangehen, sind nur Hilfsimpulse, welche die Zwischenspeicherung der Abtastwerte auf denAs already explained above, the control signals E are short pulses, each of which shifts the sample values in shift register 10 by one register level and introduces a new sample value from the total voltage U _G (diagrams) present at the output of amplifier 8 into the Register level 10 causes. The pulses in diagram D, which each precede the pulses E in a short time interval, are only auxiliary pulses which cause the samples to be temporarily stored on the

Kondensatoren C2 der Registerstufen zur Vorbereitung der anschließenden Verschiebung in die nächste Registerstufe bewirken.Capacitors C2 of the register stages in preparation for the subsequent shift to the next register stage cause.

Die durch die Abtastimpulse E bestimmten Abtast- und Verschiebezeitpunkte folgen in gleichen Zeitabständen At = T_M/2 aufeinander und liegen in jeder Halbperiode der Nutzspannung U_n in dem Zeitintervall, in welchem sich der Strom I, das Magnetfeld H und die Nutzspannung U_n nach dem Abklingen des Einschwingvorgangs stabilisiert haben.The sampling and shifting times determined by the sampling pulses E follow _{one another at equal time intervals At = T M} / 2 and lie in each half cycle of the useful voltage U _n in the time interval in which the current I, the magnetic field H and the useful voltage U _{n follow} have stabilized after the transient response has subsided.

In Fig. 3 ist angenommen, daß eine Abtastung im Zeitpunkt tg erfolgt. In diesem Zeitpunkt wird somit ein AbtastwertIn FIG. 3 it is assumed that sampling takes place at time tg. At this point in time, a Sample

^UA0^=üS0^+üN ^U A0 ^{= ü} S0 ^{+ ü} N

aus der am Schaltungspunkt C anliegenden Gesamtspannung Ufrom the total voltage U present at circuit point C.

von der Eingangsstufe 10 des Schieberegisters 10 abge-from the input stage 10 of the shift register 10

P
tastet und gespeichert.P.
felt and saved.

Im Zeitpunkt t.. = t„ + At wird der Abtastwert U_Afi in die nächste Registerstufe 1O_-1 verschoben, und gleichzeitig wird ein neuer AbtastwertAt the point in time t .. = t "+ At, the sample value U _{Afi is} shifted into the next register stage 1O _-1 , and a new sample value is created at the same time

^ÜA1 = ^ÜS1 - ^ÜN ^Ü A1 = ^Ü S1 - ^Ü N

in die Registerstufe 10 eingebracht. Der Vorgang wiederholt sich regelmäßig, so daß schließlich nach (p+1) Abtastungen im Zeitpunkt t = t_Q + ρ · At der Abtastwert U₀ in der Registerstufe 10 angelangt ist und die Registerstufen 10_Q bis 10 die folgenden Abtastwerte von den angegebenen Abtastzeitpunkten enthalten:introduced into register level 10. The process is repeated regularly so that after (p + 1) samples at time t = t _Q + ρ · At, the sample U _{0 has} arrived in register stage 10 and register stages 10 _Q to 10 receive the following samples from the specified sampling times contain:

- ys -- ys -

RegisterstufeRegister level ^UA0 - ^U A0 - AbtastwertSample .(-i)^k . (- i) ^k ,P-2, P-2 AbtastzeitpunktSampling time ¹⁰O ¹⁰ O ^UA1 " ^U A1 " ^US0 ^{+ U}N ^U S0 ^{+ U} N U_n-(-1U _n - (- 1 )P-1) P-1 10,10, ^UA2 " ^U A2 " U₅₁ - U_n U ₅₁ - U _n U_n- (-1U _n - (-1 PP. t₁ = t_QHt ₁ = t _Q H 1O₂ 1O ₂ ^UAk ■ ^U Ak ■ U₅₂₊U_n U ₅₂₊ U _n U_n (-1)U _n (-1) t₂ . vt ₂ . v ¹⁰k ¹⁰ k ^UA(p-2) ^U A (p-2) ^USk^+UN ^U Sk ^{+ U} N ^1Op-2 ^1O p-2 ^UA(P-1) ^U A (P-1) ^{= U}S(p-2) ⁺ ^{= U} S (p-2) ⁺ S-Z = ¹O SZ = ¹ O ^HH ¹Vi ¹ Vi %% ^{= U}S(p-D ⁺ ^{= U} S (pD ⁺ Vi⁼ VVi ⁼ V ¹⁰P ¹⁰ p = u_s += u _s + HAtHas h2Ath2At ι- kAtι- kAt η (p-2)Atη (p-2) At h (p-DAth (p-DAt ν pAt ν pAt

Dabei ist zur Vereinfachung unterstellt, daß sich der Durchfluß im gesamten Zeitintervall von t_ bis t_fi + pAt nicht geändert hat, so daß die Nutzspannung in allen Abtastpunkten den gleichen Betrag U , jedoch abwechselnd entgegengesetztes Vorzeichen hatte.For the sake of simplicity, it is assumed that the flow _{has not changed in the entire time interval from t_ to t fi} + pAt, so that the useful voltage in all sampling points had the same amount U, but alternately had the opposite sign.

Jeder dieser Abtastwerte wird mit dem Gewichtungsfaktor Gq, G₁, ... G,, ... G in der zugeordneten Gewichtungsschaltung 11_Q, 11, ... 11, ... 11 multipliziert, und in der Summierschaltung 12 wird die Summe der gewichteten Abtastwerte gebildet. Durch die besondere Bemessung der Gewichtungsfaktoren wird erreicht, daß im Summensignal die nichtlineare Störspannung U_c weitgehend eliminiert ist, die Nutzspannung U„ dagegen erhalten bleibt.Each of these samples is multiplied by the weighting factor Gq, G ₁ , ... G ,, ... G in the assigned weighting circuit 11 _Q , 11, ... 11, ... 11, and the sum is in the summing circuit 12 of the weighted samples. The special dimensioning of the weighting factors ensures that the non-linear interference voltage U _{c is} largely eliminated in the sum signal, while the useful voltage U n is retained.

Die Gewichtungsfaktoren G_n bis G sind zu diesem Zweck den (p+1) Binomialkoeff izienten (]?) mit abwechselndem Vorzeichen proportional. In einer beliebigen Gewichtungsschaltung G, ist also der GewichtungsfaktorFor this purpose, the weighting factors G _n to G are proportional to the (p + 1) binomial coefficients (]?) With alternating signs. In any weighting circuit G, is the weighting factor

G_k = C · (P) . {-1)^k mit k = 0, 1, ..., η (1)G _k = C * (P). {-1) ^k with k = 0, 1, ..., η (1)

334Ό330334-330

-H--H-

eingestellt, wobei C ein für alle Gewichtungsschaltungen gleicher, konstanter Faktor ist, von dem nachfolgend zur Vereinfachung angenommen werden soll, daß er den Wert 1 hat.set, with C a for all weighting circuits is the same, constant factor, which in the following is to be assumed for the sake of simplicity that it has the value 1 Has.

Jeder Binomialkoeffizient kann bekanntlich nach der folgenden Formel berechnet werden:As is well known, every binomial coefficient can be calculated according to the following Formula to be calculated:

Fi- IP-Jc) ίFi-IP-Jc) ί

oder auch aus dem Pascal'sehen Dreieck entnommen werden, in dem sich jeder Zahlenwert aus der Summe der beiden
darüber stehenden Zahlen in der vorhergehenden Zeile ergibt: or can be taken from the Pascal's triangle, in which each numerical value is the sum of the two
Numbers above it in the previous line result in:

1 11 1

1 2 11 2 1

1 3 3 11 3 3 1

14 6 4 114 6 4 1

1 5 -10 10 5 11 5 -10 10 5 1

16 15 20 15 6 116 15 20 15 6 1

1 7 21 35 35 21 7 11 7 21 35 35 21 7 1

Fig. 4 zeigt als Beispiel die Ausbildung des Schieberegisters 10 und der Gewichtungsschaltungen 11_ bis 11g für den Fall p= 6, also die Speicherung und Verarbeitung von ρ + 1 = 7 Abtastwerten mit Angabe der Gewichtungsfaktoren der einzelnen Gewichtungsschaltungen, die nach der obigen Formel (1) die folgenden Werte haben:4 shows, as an example, the design of the shift register 10 and the weighting circuits 11_ to 11g for the case p = 6, i.e. the storage and processing of ρ + 1 = 7 samples with specification of the weighting factors of the individual weighting circuits that have the following values according to the above formula (1):

-VJ--VJ-

^G6 ^G 6 ^G5 ^G 5 ^G4 ^G 4 ^G3 ^G 3 ^G2 ^G 2 ^G1 ^G 1 ^G0 ^G 0 + ,1+, 1 -6-6 + 15+ 15 -20-20 + 15+ 15 -6-6 + 1+ 1

Die Summierung der mit diesen Gewichtungsfaktoren multiplizierten (p+1) Abtastwerte, die in gleichen Zeitabständen Ät aus dem Gesamtsignal entnommen worden sind, hat zur Folge, daß im Summensignal die sich nichtlinear ändernde Störspannung, je nach deren Verlauf, vollständig oder zumindest weitgehend eliminiert ist. Diese Wirkung läßt sich folgendermaßen erklären:The summation of those multiplied by these weighting factors (p + 1) samples which have been taken from the total signal at equal time intervals t As a result, the non-linearly changing interference voltage in the sum signal, depending on its course, is complete or at least largely eliminated. This effect can be explained as follows:

Es sei eine nichtlineare Funktion F(t) durch ein Polynom vom Grad η dargestellt:Let a nonlinear function F (t) be represented by a polynomial of degree η:

F(t) = a_Q + a..t +F (t) = a _Q + a..t +

Man berechnet (p+1) Funktionswerte für in gleichen Abständen At liegende Werte der Variablen t gemäß der am Schluß der Beschreibung angeführten Tabelle.(P + 1) function values are calculated for values of the variable t which are at equal intervals according to the one at the end table given in the description.

Wenn man jeden Funktionswert F, der Tabelle mit den zugeordneten Binomialkoeffizient (-1) · (£) wechselndenIf you look at each function value F, the table with the associated Binomial coefficient (-1) · (£) changing

Vorzeichens multipliziert und die Summe S der Produkte bildet:Multiplied with the sign and the sum S of the products forms:

S =S =

(3)(3)

so giltso applies

S = O für ρ ^ η + 1S = O for ρ ^ η + 1

(4)(4)

Daraus folgt:It follows:

Wenn die im Gesamtsignal U_G am Schaltungspunkt C enthaltene nichtlineare Störspannung U in dem Zeitintervall, in welchem die im Schieberegister 10 gespeicherten (p+1) Abtast-If the non-linear interference voltage U contained in the total signal U _G at the circuit point C in the time interval in which the (p + 1) sampling values stored in the shift register 10

werte entnommen worden sind, durch ein Polynom des Grades η darstellbar ist, so entsprechen die in den (p+1) gespeicherten Abtastwerten U_AQ bis U_A enthaltenen Störspannungsanteile U₅₀ bis U₅ offensichtlich den Funktionswerten der Tabelle, und die Summe der mit den Gewichtungsfaktoren G_n bis G multiplizierten Storspannungsantexle istvalues have been taken, can be represented by a polynomial of degree η, then the interference voltage components U ₅₀ to U ₅ _{contained in the (p + 1) stored samples U AQ} to U _A obviously correspond to the function values in the table, and the sum of the Weighting factors G _n to G are multiplied interference stress antexles

k=0 ^Gk * ^USk ⁼ ° ^{für n} k = 0 ^G k * ^U Sk ⁼ ° ^{for n}

Unter dieser Voraussetzung sind also die Störspannungsanteile im Summensignal vollständig eliminiert.The interference voltage components are therefore under this condition completely eliminated in the sum signal.

Dagegen gilt für die Summe der mit den Gewichtungsfaktoren G„ bis G multiplizierten NutzSpannungsanteile in den Abtastwerten:On the other hand, the following applies to the sum of the useful voltage components multiplied by the weighting factors G "to G" in the Samples:

klo ⁽"¹⁾ ' Φloo ⁽ " ¹⁾ 'Φ

Wenn die Voraussetzung der Gleichung (5) erfüllt ist, so daß die Storspannungsantexle vollständig eliminiert sind, besteht somit die Summenspannung ausschließlich aus einer Nutzspannung, die bei konstantem Betrag U^ der Nutzspannungs-Abtastwerte gleich dem Produkt aus diesem Betrag, multipliziert mit der Summe der Beträge der Gewichtungsfaktoren G_Q bis G ist.If the condition of equation (5) is met, so that the interference voltage antexles are completely eliminated, the total voltage thus consists exclusively of a useful voltage which, with a constant amount U ^ of the useful voltage samples, is equal to the product of this amount, multiplied by the sum of the Amounts of the weighting factors G _Q to G is.

Bei dem Zahlenbeispiel von Fig. 4 enthält in diesem Fall das Summensignal die Nutzspannung 64 U .In the numerical example of FIG. 4, the sum signal contains the useful voltage 64 U in this case.

Wenn sich dagegen der Durchfluß und damit die Nutzspannung in dem betreffenden Zeitintervall ändert, entspricht die im Summensignal enthaltene Nutzspannung einem gewichteten Mittelwert der in den Abtastwerten enthaltenen Nutzspannungsanteile.If, on the other hand, the flow rate and thus the useful voltage changes in the relevant time interval, corresponds the useful voltage contained in the sum signal a weighted Average value of the useful voltage components contained in the sampled values.

-Yd--Yd-

Der Vorgang wiederholt sich in jeder weiteren Abtastperiode mit der gleichen Wirkung, wenn die obigen Voraussetzungen erfüllt bleiben. Jedoch kehrt sich nach jeder Abtastperiode At das Vorzeichen des Nutzspannungsanteils im Summensignal um. Deshalb ist der Summierschaltung 12 die steuerbare Invertierschaltung 13 nachgeschaltet, die durch das vom Ausgang 6d der Steuerschaltung 6 gelieferte Steuersignal betätigt wird, dessen zeitlicher Verlauf im Diagramm F von Fig. 3 dargestellt ist. Dadurch wird das Vorzeichen des Summensignals von Abtastperiode zu Abtastperiode umgekehrt, so daß der Nutzspannungsanteil stets mit dem gleichen Vorzeichen erhalten wird.The process is repeated in every further sampling period with the same effect if the above conditions are met stay fulfilled. However, the sign of the useful voltage component is reversed after each sampling period At in the sum signal. Therefore, the summing circuit 12 is the controllable inverting circuit 13 connected downstream, which is actuated by the control signal supplied by the output 6d of the control circuit 6, the time course of which is shown in diagram F of FIG. 3. This becomes the sign of the sum signal Reversed from sampling period to sampling period, so that the useful voltage component always has the same sign is obtained.

Der Abtastspeicher 14 wird durch die im Diagramm G von Fig. 3 dargestellten Steuerimpulse betätigt, die zeitlich auf die Abtast- und Verschiebeimpulse des Diagramms E folgen. Somit tastet der Abtastspeicher 14 das vorzeichenrichtige Summensignal immer dann ab, wenn alle Umschalt-, Abtast- und Verschiebevorgänge beendet sind. Der jeweils zuletzt erhaltene Abtastwert des Summensignals bleibt auf dem Speicherkondensator C3 gespeichert und steht am Ausgang des Abtastspeichers 14 kontinuierlich als Meßspannung IL, zur Verfügung.The sampling memory 14 is actuated by the control pulses shown in diagram G of FIG follow the sampling and shifting pulses of diagram E. Thus, the sample memory 14 samples the correct sign The sum signal always decreases when all switching, scanning and shifting processes have been completed. The most recently obtained sample of the sum signal remains stored on the storage capacitor C3 and is continuously available as a measuring voltage IL at the output of the sampling memory 14.

Aus der vorstehenden Erläuterung geht hervor, daß die Störspannungsanteile im Summensignal nur dann vollständig eliminiert sind, wenn die beiden folgenden Voraussetzungen erfüllt sind:From the above explanation it can be seen that the interference voltage components in the sum signal are only complete are eliminated if both of the following conditions are met:

1. Die Störspannung muß in dem Zeitintervall, in dem die jeweils verarbeiteten Abtastwerte entnommen worden sind, durch ein Polynom des Grades η als Funktion der Zeit darstellbar sein;1. The interference voltage must be in the time interval in which the respectively processed samples were taken can be represented by a polynomial of degree η as a function of time;

334Ό330334-330

- 2Ό -- 2Ό -

2. die Anzahl (p+1) der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte muß mindestens um 2 größer sein als der Grad η des Polynoms.2. the number (p + 1) of those stored and processed Samples must be at least 2 greater than the degree η of the polynomial.

Es bleibt zu untersuchen, ob diese Voraussetzungen erfüllbar sind, und welche Auswirkungen eine unvollständige Erfüllung dieser Voraussetzungen hat.It remains to be investigated whether these conditions can be met and what effects an incomplete Fulfills these requirements.

Nach dem Satz von Taylor kann jede Funktion, die in einem Intervall (n+1)-mal stetig differenzierbar ist, näherungsweise durch ein Polynom des Grades η dargestellt werden, wobei gewöhnlich ein Restglied bleibt. Da sich die betrachteten Störspannungen stetig differenzierbar ändern, ist eine solche näherungsweise Polynomdarstellung im Regelfall möglich.By Taylor's theorem, every function that is continuously differentiable (n + 1) times in an interval can be can be represented approximately by a polynomial of degree η, with a remainder usually remaining. Since the observed interference voltages are continuously differentiable change, such an approximate polynomial representation is usually possible.

Wenn die Störspannungsfunktion exakt durch ein Polynom vom endlichen Grad η darstellbar wäre, wäre es theoretisch immer möglich, die Anzahl (p+1) der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte so groß zu wählen, daß die Bedingung ρέη+ 1 erfüllt wäre. In der Praxis wäre es jedoch selbst in diesem Fall aus mehreren Gründen nicht zweckmäßig, die Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte allzu groß zu wählen:If the interference voltage function is exactly by a polynomial of finite degree η, it would theoretically always be possible to determine the number (p + 1) of the stored and to choose processed sample values so large that the condition ρέη + 1 would be fulfilled. In practice it would be however, even in this case, for several reasons, it is not practical to check the number of stored and processed To choose samples that are too large:

- Bei diskretem Schaltungsaufbau (wie in Fig. 1) wäre der Schaltungsaufwand entsprechend groß.In the case of a discrete circuit structure (as in FIG. 1), the circuit complexity would be correspondingly large.

- Da das erhaltene Meßsignal ein gewichteter Mittelwert der im gesamten Zeitintervall abgetasteten Nutzsignalwerte ist, folgt es Änderungen des Nutzsignals (also der Meßgröße) nur mit einer Verzögerung, die um so größer ist, je größer die Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte ist.- Since the measurement signal obtained is a weighted mean value is the useful signal values sampled over the entire time interval, changes in the useful signal (i.e. the measured variable) only with a delay, which is greater, the greater the number of stored and processed samples.

- 2Ί -- 2Ί -

- Wenn die Bedingung ρέη+ 1 nicht erfüllt ist, ergeben die Polynomglieder, deren Grad höher als (p-1) ist, sowie bei näherungsweiser Polynomdarstellung das Taylor"sehe Restglied einen restlichen Störspannungsanteil im Summensignal. Dieser Restfehler ist gewöhnlich schon bei verhältnismäßig kleinen Werten von ρ im Verhältnis zu der erforderlichen Meßgenauigkeit vernachlässigbar, so daß sich eine weitere Vergrößerung der Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte im Hinblick auf die damit verbundenen Nachteile (Schaltungsaufwand, Ansprechverzögerung) nicht lohnt.- If the condition ρέη + 1 is not fulfilled, the result is the polynomial terms whose degree is higher than (p-1), as well as in the case of an approximate polynomial representation, the Taylor "see residual term a remaining interference voltage component in the sum signal. This residual error is usually already at relatively small values of ρ negligible in relation to the required measurement accuracy, so that there is a further increase the number of samples stored and processed in view of the disadvantages involved (Circuit complexity, response delay) not worthwhile.

Für das beschriebene Verfahren der Störspannungskompensation gilt daher folgendes:The following therefore applies to the method of interference voltage compensation described:

- Durch die angegebene Speicherung, Gewichtung und Summierung von (p+1) Abtastwerten wird die im Gesamtsignal enthaltene, sich zeitlich nichtlinear ändernde Störspannung bis zum Grad (p-1) des die Störspannungsfunktion (näherungsweise) darstellenden Polynoms kompensiert; - Through the specified storage, weighting and summation of (p + 1) samples, the in the total signal Contained, temporally non-linearly changing interference voltage up to the degree (p-1) of the interference voltage function (approximately) representative polynomial compensated;

- der verbleibende Restfehler kann durch entsprechende Erhöhung der Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte beliebig klein gemacht werden, jedoch mit entsprechender Vergrößerung der Ansprechverzögerung und gegebenenfalls des Schaltungsaufwands.- The remaining residual error can be increased by increasing the number of stored and processed Samples can be made as small as desired, but with a corresponding increase in the response delay and possibly the circuit complexity.

Die angegebenen Wirkungen treten für jede am Abtastpunkt vorhandene Spannung ein, die sich innerhalb des betrachteten Zeitintervalls in einer durch ein Polynom darstellbaren Weise zeitlich nichtlinear ändert. Von besonderer Bedeutung ist die Tatsache, daß die Kompensation bis zum Grad (p-1) völlig unabhängig von den Werten der Polynom-Koeffizienten a_n, S₁/ ... a ist. Die gleiche Kompensa-The specified effects occur for every voltage present at the sampling point that changes in a non-linear manner over time in a manner that can be represented by a polynomial within the time interval under consideration. Of particular importance is the fact that the compensation up to degree (p-1) is completely independent of the values of the polynomial coefficients a _n , S ₁ / ... a. The same compensation

tionsschaltung ist also für sehr verschiedene Polynomdarstellungen in gleicher Weise wirksam, so daß es insbesondere ohne Nachteil ist, wenn sich die Polynomdarstellung der zu kompensierenden Spannung im Lauf der Zeit ändert.tion circuit is therefore for very different polynomial representations effective in the same way, so that it is in particular without disadvantage if the polynomial representation the voltage to be compensated changes over time.

Ebenso ist es für die Kompensation ohne Bedeutung, von welcher Art das Nutzsignal ist, dem die zu kompensierende Spannung überlagert ist. Die Beschaffenheit des Nutzsignals ist lediglich dafür von Bedeutung, welches verbleibende Meßsignal nach der Kompensation der Störspannung am Ausgang erhalten wird. Insbesondere ist es nicht notwendig, daß das Nutzsignal, wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel angenommen wurde, in den aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten entgegengesetzte Vorzeichen hat. Die Anordnung von Fig. 1 ergibt beispielsweise auch dann ein brauchbares Meßsignal, wenn das Magnetfeld H seine Richtung nicht ändert, sondern abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, und sogar dann, wenn das Magnetfeld zwischen zwei verschiedenen Werten gleicher Richtung umgeschaltet wird. In allen diesen Fällen ist die Nutzspannung dem Durchfluß periodisch abwechselnd mit verschiedenen Koeffizienten proportional, und das am Ausgang erhaltene Meßsignal ergibt sich aus der Differenz der abwechselnd erhaltenen Nutzspannungswerte, multipliziert mit der halben Summe der Gewichtungsfaktoren. Die beschriebene Störspannungskompensation bleibt davon völlig unberührt.It is also irrelevant for the compensation what type of useful signal is to which the one to be compensated is Voltage is superimposed. The nature of the useful signal is only important for which remaining measurement signal is obtained after the compensation of the interference voltage at the output. In particular it is it is not necessary that the useful signal, as was assumed in the embodiment described above, in has opposite signs at the successive sampling times. The arrangement of Fig. 1 results for example, a usable measurement signal even when the magnetic field H does not change its direction, but rather is alternately turned on and off, and even when the magnetic field is between two different ones Values in the same direction is switched. In all of these cases the useful voltage is periodic to the flow alternately proportional with different coefficients, and the measurement signal obtained at the output results is derived from the difference between the alternately obtained useful voltage values, multiplied by half the sum of the weighting factors. The described interference voltage compensation remains completely unaffected.

Es sind jedoch auch Anwendungsfälle des beschriebenen Verfahrens denkbar, bei denen die abgetastete Gesamtspannung U_r durch ein Polynom darstellbar ist und daherHowever, applications of the method described are also conceivable in which the sampled total voltage U _{r can be represented} by a polynomial and therefore can be represented

- 25 -- 25 -

bis zum Grad (p-1) kompensiert wird. Man kann dadurch beispielsweise zeitliche Änderungen eines Signals erfassen, die den Grad (p-1) übersteigen.up to degree (p-1) is compensated. You can do this, for example Detect changes in a signal over time that exceed degree (p-1).

Ferner ist es für die beschriebene Störspannungskompensation unmaßgeblich, wenn das abgetastete Gesamtsignal gewissen Vorbehandlungen unterworfen worden ist. Es ist lediglich zu beachten, daß der zu kompensierende Signalanteil am Abtastpunkt in dem betrachteten Zeitintervall durch ein Polynom darstellbar ist.Furthermore, it is unimportant for the described interference voltage compensation if the sampled overall signal has been subjected to certain pretreatments. It is only to be noted that the signal component to be compensated can be represented by a polynomial at the sampling point in the time interval under consideration.

Fig. 5 zeigt als Beispiel eine Abänderung der Durchflußmeßanordnung von Fig. 1, bei welcher die an den Elektroden "3 und 4 abgegriffene Gesamtspannung vor der Abtastung einer bei der induktiven Durchflußmessung üblichen Vorbehandlung unterworfen wird. Diese Vorbehandlung hat den Zweck, eine Sättigung des Verstärkers 8 zu verhindern, wenn die im Gesamtsignal enthaltene Störgleichspannung einen sehr großen Wert annimmt. Zu diesem Zweck ist zwischen den Differenzverstärker 7 und den Verstärker 8 eine Summierschaltung 15 eingefügt, und es ist ein Kompensationskreis 16 vorgesehen, dessen Ausgangssignal dem zweiten Eingang der Summierschaltung 15 zugeführt wird. Der Kompensationskreis 16 enthält einen Operationsverstärker 17, dessen invertierender Eingang an den Ausgang des Verstärkers 8 angeschlossen ist und dessen nichtinvertierender Eingang, der als Bezugseingang dient, an Masse gelegt ist. An den Ausgang des Operationsverstärkers 17 ist ein weiterer Abtastspeicher 18 angeschlossen, der wieder durch einen Schalter S4, einen Speicherkondensator C4 und einen hochohmigen Trennverstärker A4 dargestellt ist. Der Ausgang des Trennverstärkers A4 bildet den Ausgang des Kompensationskreises 16, der mit der Summierschaltung 15 verbunden ist.Fig. 5 shows, as an example, a modification of the flow measuring arrangement of Fig. 1, in which the total voltage tapped at electrodes "3 and 4 prior to sampling is subjected to a pretreatment customary in inductive flow measurement. This pretreatment has the Purpose to prevent saturation of the amplifier 8 when the interference DC voltage contained in the overall signal takes on a very great value. For this purpose there is between the differential amplifier 7 and the amplifier 8 a summing circuit 15 is inserted, and it is a compensation circuit 16 is provided, the output signal of which is fed to the second input of the summing circuit 15 will. The compensation circuit 16 contains an operational amplifier 17, whose inverting input is connected to the output of amplifier 8 and whose non-inverting input, which serves as a reference input, is connected to ground. To the output of the operational amplifier 17 another sampling memory 18 is connected, again by a switch S4, a storage capacitor C4 and a high-resistance isolating amplifier A4 is shown. The output of the isolation amplifier A4 forms the output of the compensation circuit 16, which is connected to the summing circuit 15.

-A--A-

Der Schalter S4 wird durch Steuersignale betätigt, die vom Ausgang 6f der Steuerschaltung 6 geliefert werden und im Diagramm H von Fig. 3 dargestellt sind. Diese Steuersignale sind kurze Impulse, die in jeder durch das Steuersignal A bestimmten Halbperiode des Spulenstroms I auf das Abtastsignal E folgen, so daß der Schalter S4 nach jeder Entnahme eines Abtastwerts aus dem Gesamtsignal kurzzeitig geschlossen wird. Wenn der Schalter S4 geschlossen ist, besteht ein geschlossener Regelkreis vom Ausgang des Verstärkers 8 über den Operationsverstärker 17, den Abtastspeicher 18 und die Summierschaltung 15 zum Eingang des Verstärkers 8. Dieser Regelkreis bringt die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17, d.h. die Ausgangsspannung des Verstärkers 8, auf das am nichtinvertierenden Eingang anliegende Bezugspotential, also das Massepotential· . Der Ausgang des Abtastspeichers 18 nimmt daher in jedem durch das Schließen des Schalters S4 bestimmten Kompensationszeitpunkt eine Kompensationsspannung an, die der am anderen Eingang der Summierschaltung 15 gleichzeitig anliegenden, vom Ausgang des Differenzverstärkers 7 gelieferten Signalspannung entgegengesetzt gleich ist, so daß die Ausgangsspannung des Verstärkers 8 zu Null gemacht wird. Nach dem Öffnen des Schalters S4, also in der Haltephase des Abtastspeichers 18, bleibt die Kompensationsspannung am Ausgang des Abtastspeichers 18 bestehen, und diese gespeicherte Kompensationsspannung wird in der Summierschaltung 15 zu der jeweils anliegenden Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 addiert.The switch S4 is operated by control signals which are supplied from the output 6f of the control circuit 6 and are shown in diagram H of FIG. These control signals are short pulses that go through each one the control signal A certain half-period of the coil current I follow the scanning signal E, so that the Switch S4 is closed briefly after each removal of a sample from the overall signal. If the Switch S4 is closed, there is a closed control loop from the output of the amplifier 8 via the operational amplifier 17, the sampling memory 18 and the summing circuit 15 to the input of the amplifier 8. This Control loop brings the voltage at the inverting input of the operational amplifier 17, i.e. the output voltage of the amplifier 8, to the reference potential applied to the non-inverting input, i.e. the ground potential ·. The output of the sample memory 18 takes therefore, at each compensation point in time determined by the closing of the switch S4, a compensation voltage is applied that is that at the other input of the summing circuit 15 simultaneously applied signal voltage supplied by the output of the differential amplifier 7 opposite is equal, so that the output voltage of the amplifier 8 is made zero. After this When the switch S4 is opened, that is to say in the holding phase of the sampling memory 18, the compensation voltage remains exist at the output of the sampling memory 18, and this stored compensation voltage is in the summing circuit 15 is added to the respectively applied output voltage of the differential amplifier 7.

Der zeitliche Verlauf der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 entspricht nach wie vor dem Diagramm C von Fig. 3. Dagegen zeigt das Diagramm J von Fig. 3 den durch die Wirkung des Kompensationskreises 16 erzielten zeitlichen Verlauf der AusgangsspannungThe time course of the output voltage of the differential amplifier 7 still corresponds to diagram C from FIG. 3. In contrast, diagram J from FIG 3 shows the time profile of the output voltage achieved by the action of the compensation circuit 16

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des Verstärkers 8, die der Abtastung unterworfen wird. Sie unterscheidet sich von dem Spannungsverlauf des Diagramms C dadurch, daß sie in jedem durch das Schließen des Schalters S4 bestimmten Kompensationszeitintervall auf den Wert Null gebracht wird und nach dem Öffnen des Schalters S4 sich von diesem Wert Null aus ändert. Die in der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 enthaltene Störgleichspannung ist durch den in der Kompensationsspannung enthaltenen Störgleichspannungsanteil kompensiert. Der in der Kompensationsspannung enthaltene Nutzspannungsanteil addiert sich zu dem im Ausgangssignal des Differenzverstärkers 7 enthaltenen Nutzspannungsanteil der nächsten Halbperiode wegen des entgegengesetzten Vorzeichens. Diesem doppelten Wert des Nutzspannungsanteils ist nur noch die in der Halbperiode auftretende Störspannungsänderung überlagert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 8 weicht daher vom Wert Null nach beiden Richtungen nur um den doppelten Wert des Nutzsignals und die überlagerte Störspannungsänderung ab. Der Verstärker 8 kann somit einen großen Verstärkungsfaktor haben, ohne daß die Gefahr einer Sättigung besteht. Der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 7 wird dagegen so klein bemessen, daß er auch bei einer großen Störgleichspannung nicht übersteuern kann.of the amplifier 8 which is subjected to the sampling. It differs from the voltage curve of diagram C in that it is in each case by closing of the switch S4 certain compensation time interval is brought to the value zero and after opening the Switch S4 changes from this value to zero. The contained in the output voltage of the differential amplifier 7 Interference DC voltage is due to the interference DC voltage component contained in the compensation voltage compensated. The useful voltage component contained in the compensation voltage is added to that in the output signal of the differential amplifier 7 contained useful voltage portion of the next half period because of the opposite Sign. This double value of the useful voltage component is only that in the half-period occurring interference voltage change superimposed. The output signal of the amplifier 8 therefore deviates from the value zero in both directions by only twice the value of the useful signal and the superimposed change in interference voltage away. The amplifier 8 can thus have a large gain factor without the risk of saturation consists. The gain of the differential amplifier 7, however, is dimensioned so small that it even with a large interference DC voltage cannot overdrive.

Wie aus dem Diagramm J von Fig. 3 zu erkennen ist, enthält die am Ausgang.des Verstärkers 8 vorhandene Gesamtspannung, die der Abtastung unterworfen wird, immer noch die zeitliche Änderung der überlagerten Störspannung, die durch die anschließende gewichtete Summierung von (p+1) Abtastwerten kompensiert wird. Durch die Vorkompensation ergeben sich jedoch zwei zusätzliche Vorteile: As can be seen from diagram J in FIG. 3, the total voltage present at the output of the amplifier 8 contains which is subjected to the scanning, still the temporal change of the superimposed interference voltage, which is compensated by the subsequent weighted summation of (p + 1) samples. Due to the pre-compensation however, there are two additional advantages:

- 2t - - 2t -

1 . Das am Punkt C anliegende Störpolynom erscheint infolge der Vorkompensation für die Auswertung am Punkt J erniedrigt. Bezogen auf die am Punkt C, also am Ausgang des Differenzverstärkers 7 bestehende Störspannung wird also mit (p+1) gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerten eine Kompensation bis zum Grad ρ erzielt.1 . The interference polynomial at point C appears as a result of the precompensation for the evaluation on Point J lowered. In relation to the existing at point C, that is to say at the output of the differential amplifier 7 Interference voltage is thus a compensation of up to (p + 1) stored and processed samples achieved to the degree ρ.

2. Durch die Vorkompensation wird der Nutzspannungsanteil in jedem Abtastwert verdoppelt, so daß die am Ausgang der Speicherschaltung 14 erhaltene Meßspannung U„ bei gleichen Werten des Magnetfelds den doppelten Wert wie im Fall von Fig. 1 hat.2. Due to the precompensation, the useful voltage component becomes doubled in each sample, so that the measurement voltage obtained at the output of the memory circuit 14 U "has twice the value as in the case of FIG. 1 for the same values of the magnetic field.

Fig. 6 zeigt eine weitere mögliche Vorbehandlung des der Abtastung unterworfenen Gesamtsignals durch eine Abänderung der Anordnung von Fig. 1. Diese Abänderung besteht darin, daß zwischen den Ausgang des Verstärkers und den Eingang der Abtast- und Speicherschaltung 10 ein Integrator 20 eingefügt ist, der durch einen Operationsverstärker 21 gebildet ist, in dessen Rückkopplungskreis ein Kondensator C5 liegt. Zwischen den Ausgang des Verstärkers 8 und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 21 ist ein Schalter S5 eingefügt, dessen Schließzeit das Integrationszeitintervall bestimmt. Ein weiterer Schalter S6, der parallel zum Kondensator C5 liegt, dient zur Entladung des Kondensators C5, um die Anfangsbedingung der Integration einzustellen. Die Schalter S5 und S6 werden durch Steuersignale betätigt, die von weiteren Ausgängen der Steuerschaltung 6 geliefert werden.FIG. 6 shows a further possible pretreatment of the overall signal subjected to the sampling by a Modification of the arrangement of Fig. 1. This modification is that between the output of the amplifier and the input of the sample and store circuit 10 Integrator 20 is inserted, which is formed by an operational amplifier 21, in its feedback circuit a capacitor C5 is connected. Between the output of amplifier 8 and the inverting input of the operational amplifier 21, a switch S5 is inserted, the closing time of which determines the integration time interval. Another switch S6, which is parallel to the capacitor C5, is used to discharge the capacitor C5 set the initial condition of integration. The switches S5 and S6 are operated by control signals, which are supplied by further outputs of the control circuit 6.

Das durch Schließen des Schalters S5 definierte Integrationszeitintervall kann sich beispielsweise in jeder Abtastperiode vom Beginn des stationären Zustands (nach dem Abklingen des Einschwingvorgangs) bis zum Abtastzeitpunkt erstrecken. Die abgetastete Gesamtspannung ist dann nicht mehr die Ausgangsspannung des Verstärkers 8, sondern ein durch Integration dieser Ausgangsspannung über ein definiertes Zeitintervall erhaltener Spannungswert. Bei Bestehen einer nichtlinearen Störspannungsänderung am Ausgang des Verstärkers 8 sind auch in den integrierten Spannungswerten noch nichtlineare Störspannungsänderungen enthalten, die in der beschriebenen Weise durch die gewichtete Summierung von (p+1) Abtastwerten bis zum Grad (p-1) des Polynoms am Ausgang des Verstärkers 8 eliminiert werden.The integration time interval defined by closing switch S5 can, for example, change in each sampling period from the beginning of the steady state (after the decay of the transient process) up to the sampling time. The total voltage sensed is then no longer the output voltage of the amplifier 8, but a through integration of this output voltage Voltage value obtained over a defined time interval. If there is a non-linear change in interference voltage at the output of the amplifier 8 there are still non-linear values in the integrated voltage values Contain disturbance voltage changes, which in the manner described by the weighted summation of (p + 1) Samples up to the degree (p-1) of the polynomial at the output of the amplifier 8 are eliminated.

Die Integrationsschaltung 20 von Fig. 6 kann natürlich auch in Verbindung mit der Vorkompensation von Fig. 5 angewendet werden.The integration circuit 20 from FIG. 6 can of course also be used in connection with the precompensation from FIG. 5 be applied.

Die Erfindung ist natürlich auch nicht auf die Verwendung der in den Figuren 1,5 und 6 als Beispiel dargestellten Schaltungsanordnungen für die Signalverarbeitung beschränkt. Vielmehr kann jede geeignete Schaltungsanordnung verwendet werden, die in der Lage ist, (p+1) Abtastwerte zu speichern, die gespeicherten Abtastwerte mit den angegebenen Gewichtungsfaktoren zu multiplizieren und die gewichteten Abtastwerte zu summieren. Insbesondere können zu diesem Zweck anstelle der zuvor beschriebenen analogen Schaltung auch digitale Schaltungen verwendet werden.The invention is of course not limited to use either the circuit arrangements for signal processing shown as an example in FIGS limited. Rather, any suitable circuit arrangement can be used which is able to (p + 1) To store samples, to multiply the stored samples by the specified weighting factors and sum the weighted samples. In particular, for this purpose, instead of the previously described analog circuit digital circuits can also be used.

Fig. 7 zeigt als Beispiel eine mit digitalen Schaltungen ausgebildete Ausführungsform der Anordnung zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens. Sie unter-7 shows, as an example, an embodiment of the arrangement designed with digital circuits Implementation of the procedure described. You under-

-2B--2 B-

scheidet sich von der Anordnung von Fig. 1 dadurch, daß an den Ausgang des Verstärkers 8 ein analoger Abtastspeicher 30 der bereits beschriebenen Bauart mit einem Schalter S7, einem Speicherkondensator C7 und einem hochohmigen Trennverstärker A7 angeschlossen ist. Der Schalter S7 wird durch die Steuerimpulse E vom Ausgang 6c der Steuerschaltung 6 betätigt, so daß das Ausgangssignal des Verstärkers 8 in gleicher Weise wie bei der Anordnung von Fig. 1 abgetastet wird.differs from the arrangement of FIG. 1 in that at the output of the amplifier 8 an analog sampling memory 30 of the type already described with a switch S7, a storage capacitor C7 and a high-resistance isolating amplifier A7 is connected. The switch S7 is by the control pulses E from the output 6c the control circuit 6 operated so that the output of the amplifier 8 in the same manner as in the Arrangement of Fig. 1 is scanned.

An den Ausgang des Abtastspeichers 3 0 ist ein Analog/ Digital-Wandler 31 angeschlossen, der jeden am Ausgang des Abtastspeichers 30 erscheinenden analogen Abtastwert in einen durch eine binäre Codegruppe dargestellten digitalen Abtastwert umwandelt. Die vom Analog/Digital-Wandler 31 gelieferten binären Codegruppen werden beispielsweise parallel in ein digitales Schieberegister 32 eingegeben, das (p+1) digitale Registerstufen 32„An analog / digital converter 31 is connected to the output of the sampling memory 3 0, each of which has an output of the sample memory 30 appearing analog sample in a represented by a binary code group converts digital sample value. The binary code groups supplied by the analog / digital converter 31 are, for example input in parallel into a digital shift register 32, the (p + 1) digital register stages 32 "

32, ... 32 enthält, von denen jede zur Aufnahme einer κ ρ32, ... 32, each of which to accommodate one κ ρ

einen digitalen Abtastwert darstellenden binären Codegruppe geeignet ist. Die digitalen Abtastwerte werden in dem durch die Steuerimpulse E bestimmten Abtasttakt durch das Schieberegister 3 2 verschoben. Die Stufenausgänge des digitalen Schieberegisters 32 sind mit einer digitalen Gewichtungsanordnung 33 verbunden, die jeden im digitalen Schieberegister 32 stehenden digitalen Abtastwert mit einem der zuvor definierten Gewichtungsfaktoren G_n ... G, ... G multipliziert. Die auf diese υκρa binary code group representing a digital sample is suitable. The digital sampled values are shifted by the shift register 3 2 at the sampling rate determined by the control pulses E. The stage outputs of the digital shift register 32 are connected to a digital weighting arrangement 33 which _{multiplies each digital sample in the digital shift register 32 by one of the previously defined weighting factors G n} ... G, ... G. The on this υκρ

Weise gewichteten digitalen Abtastwerte werden in einer digitalen Summierschaltung 34 addiert.Weighted digital sample values are added in a digital summing circuit 34.

Es ist unmittelbar zu erkennen, daß die digitalen Schaltungen von Fig. 7 in gleicher Weise arbeiten wie dieIt can be readily seen that the digital circuits of FIG. 7 operate in the same manner as that

Analogschaltungen von Fig. 1, so daß eine am Ausgang des Verstärkers 8 bestehende nichtlineare Störspannung in dem am Ausgang der digitalen Summierschaltung 34 erhaltenen Summensignal bis zum Grad (p-1) eliminiert ist, während die Nutzsignale in der geschilderten Weise erhalten bleiben.Analog circuits of Fig. 1, so that one at the output of the amplifier 8 existing non-linear interference voltage in the at the output of the digital summing circuit 34 obtained sum signal is eliminated up to the degree (p-1), while the useful signals in the manner described remain.

Wie bei der Anordnung von Fig. 1 kann an den Ausgang der digitalen Summierschaltung 34 eine steuerbare Invertierschaltung 35 angeschlossen sein, die in diesem Fall gleichfalls digital ausgebildet ist.As with the arrangement of FIG. 1, the output of the digital summing circuit 34 a controllable inverter circuit 35 be connected, which is also digital in this case.

Der Betrieb der digitalen Schaltungen wird durch Steuersignale von der Steuerschaltung 6 synchronisiert.The operation of the digital circuits is synchronized by control signals from the control circuit 6.

Die Ausbildung der digitalen Schaltungen 32, 33, 34, 35 braucht nicht näher beschrieben zu werden, da sie für jeden Fachmann offensichtlich ist. Insbesondere können diese Schaltungen gemäß der modernen Technologie durch einen geeignet programmierten Mikrocomputer realisiert werden. Die Mikrocomputer-Lösung ergibt insbesondere den Vorteil, daß die Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte ohne Vergrößerung des Schaltungsaufwands beliebig erhöht werden kann. The formation of the digital circuits 32, 33, 34, 35 does not need to be described in more detail since it is obvious to any person skilled in the art. In particular, can these circuits are implemented according to modern technology by a suitably programmed microcomputer will. The microcomputer solution has the particular advantage that the number of stored and processed Samples can be increased as required without increasing the circuit complexity.

Natürlich sind auch andere Abänderungen der beschriebenen Schaltungen möglich, die für den Fachmann offensichtlich sind. Beispielsweise kann anstelle der in den Figuren 1, 5 und 6 dargestellten parallelen Gewichtung und Summierung auch eine serielle Verarbeitung erfolgen, indem die Abtastwerte nacheinander mit entsprechender Gewichtung aufintegriert werden.Of course, other modifications of the circuits described, which would be obvious to a person skilled in the art, are also possible are. For example, instead of the parallel weighting shown in FIGS. 1, 5 and 6, and Summing can also be carried out in serial processing by dividing the sample values one after the other with appropriate weighting be integrated.

Tabelle Funktionswerte der Funktion F(t) Table of functional values of the function F (t)

Bi nomi al Koeffizient Bi nomi al coefficient

F₀ = FCt₀)F ₀ = FCt ₀ )

= FCt_{0 +} At) == FCt _{0 +} At) =

F₂. = F(t₀+2At) =F ₂ . = F (t ₀ + 2At) =

a,fa, f

a₂ra ₂ r

η ηη η

a^t+At) +a₂(t+At)² + ... a^t+At)¹ + ... a_n(t+ At)ⁿ = X_Q a.(t₊ At)¹ a ^ t + At) + a ₂ (t + At) ² + ... a ^ t + At) ¹ + ... a _n (t + At) ⁿ = X _Q a. (t ₊ At) ¹

'' i ⁿ i ⁿ

a₁(t+2At) + a₂Ct+2At) + ... a..(t+2At) +. -· a_n(t+2At)ⁿ = ..J₀ a_i(t+2At)¹ a ₁ (t + 2At) + a ₂ Ct + 2At) + ... a .. (t + 2At) +. - a _n (t + 2At) ⁿ = ..J ₀ a _i (t + 2At) ¹

= F(t_Q+kAt) = aQ + a^t+kAt) + a₂(t+kAt)² + ... a^t+kAt)¹ = F (t _Q + kAt) = aQ + a ^ t + kAt) + a ₂ (t + kAt) ² + ... a ^ t + kAt) ¹

... a_n(t+ kAt)"... a _n (t + kAt) "

kAt)¹ kAt) ¹

•Φ '• Φ '

F = F(t_Q+pAt) = a_Q + a₁(t+pAt) + a₂(t + pAt)² + ... a^t+pAt)¹ + ... a_n(t+pAt)ⁿ = ^₀ a^t+pAt)¹ F = F (t _Q + pAt) = a _Q + a ₁ (t + pAt) + a ₂ (t + pAt) ² + ... a ^ t + pAt) ¹ + ... a _n (t + pAt ) ⁿ = ^ ₀ a ^ t + pAt) ¹

(-D^p. (p (-D ^p . (P

e t ι t ( ι f fr e t ι t (ι f fr

CO CO OCO CO O

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Claims

1J method for at least partial compensation of an electrical signal which changes in a non-linear manner over time, characterized in that (p + 1) samples (U, ₀ to U) obtained at equal time intervals (At) from the electrical signal (Ug) or from a the total signal (U _G ) containing the electrical signal have been taken, with weighting factors proportional to the binomial coefficients (^)

G _k = C. (P). (-1) ^k with k = 0, 1, ... p; C = const, multiplied and used to form the sum signal

^G k * ^U Ak

can be summed up.

2. The method of claim 1, wherein the to be compensated electrical signal is an interfering signal that

Lei / Gl

a useful signal is superimposed, which alternates periodically assumes at least two different states, characterized in that the sample values are periodic can be taken alternately with different states of the useful signal (Ο «).

3. The method according to claim 2, characterized by its application in the magnetic-inductive flow measurement with the help of a periodically between at least two states of changing magnetic field to compensate for the interference voltage, that of the flow-proportional Useful voltage is superimposed on the electrode voltage.

4. The method according to claim 3, characterized in that the electrode voltage is a compensation voltage is superimposed, which has been formed in a previous state of the magnetic field so that the electrode voltage has been compensated to zero in this previous condition, and that the samples from the in this way compensated electrode voltage can be taken.

5. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that the electrical to be compensated Signal or the total electrical signal in each sampling period over a predetermined integration time interval is integrated, and that the samples are taken from the integrated signal.

6. Arrangement for performing the method according to one of the preceding claims, characterized by a periodically operable sampling circuit (10p; 30) the input of which the electrical signal to be compensated or the overall signal is applied to, a memory arrangement (10; 32) for storing (p + 1) samples,

a weighting arrangement (11; 33) which each of the sample values stored in the memory arrangement (10; 32) multiplied by an assigned weighting factor (G "... G), and by a summing circuit (12; 34) for summing the ones supplied by the weighting arrangement (11; 33) weighted samples.

7. Arrangement according to claim 6, characterized in that that the sampling circuit (10p), the memory arrangement (10), the digital weighting arrangement (11) and the summing circuit (12) are formed by analog circuits.

8. Arrangement according to claim 7, characterized in that that the sampling circuit (10p) and the memory circuit (10) formed by an analog shift register (10) whose input register stage (10p) forms the sampling circuit.

9. Arrangement according to claim 7 or 8, characterized in that the weighting arrangement ( _{11) contains an amplifier (11 fi} ... 11) for each stored analog sample, the gain of which _{corresponds to the weighting factor (G 0} ... G).

10. Arrangement according to claim 6, characterized in that that the sampling circuit (30) is followed by an analog / digital converter (31), and that the memory arrangement (32), the weighting arrangement (33) and the summing circuit (34) are formed by digital circuits.

11. The arrangement according to claim 10, characterized in that the memory arrangement (32) by a digital shift register is formed.

12. Arrangement according to claim 10, characterized in that that the memory arrangement (32), the weighting arrangement (33) and the summing circuit (34) by a corresponding programmed microcomputer are realized.