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Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Gleichspannung
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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer
Gleichspannung aus einer Spannung gleichbleibender Polarität nach dem Zerhackerprinzip,
mit einer mit einem elektronischen Schalter in Reihe geschalteten Spule, die mit
dem Ladestromkreis eines Kondensators gekoppelt ist, und mit einer den elektronischen
Schalter abwechselnd ein- und ausschaltenden Steuerschaltung.
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Derartige Schaltungsanordnungen, die auch als "Schaltnetzteil" bezeichnet
werden, dienen dazu, eine pulsierende Spannung, eine Gleichspannung oder eine andere
Spannung gleichbleibender Polarität in eine Gleichspannung von bestimmter Größe
umzuwandeln. Bei den bekannten Schaltnetzteilen wird der elektronische Schalter
von der Steuerschaltung periodisch ein- und ausgeschaltet. Jedesmal wenn der elektronische
Schalter eingeschaltet ist, wird die Spule aufgeladen und wenn der elektronische
Schalter
ausgeschaltet ist, entlädt sich die Spule in den Ladestromkreis des Kondensators
hinein. Schaltnetzteile, die vom Netz aus versorgt werden, weisen in der Regel ein
Eingangsfilter und eine Gleichrichterschaltung auf. Das Eingangsfilter verhindert,
daß hochfrequente Störungen aus dem Netz in die Schaltung gelangen und daß derartige
Störungen aus der Schaltung in das Netz hineingelangen.
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Schaltnetzteile, die nach dem bekannten Zerhackerprinzip arbeiten,
haben den Vorteil, daß sie mit hoher Frequenz von über 20 kHz in gleichmäßigen Zeitabständen
Energie von der Versorgungsquelle auf den Ladestromkreis des Kondensators überleiten.
Hierbei werden zwar ebenfalls Oberschwingungen erzeugt, dedoch sind diese von höherer
Ordnung, so daß sie sich leicht ausfiltern lassen. Die pro Zeiteinheit übertragene
Energie ist von der Größe der Eingangsspannung abhängig.
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Nachteilig ist bei den bekannten Schaltnetzteilen nach dem Zerhackerprinzip
allerdings die relativ geringe übertragene Leistung. Dies liegt daran, daß der elektronische
Schalter erst nach einer fest vorgegebenen Sperrzeit wieder eingeschaltet werden
darf. Innerhalb dieser Sperrzeit muß der Ladestrom des Kondensators auf Null abgeklungen
sein. Wird der Schalter geschlossen bevor der Ladestrom auf Null abgeklungen ist,
dann ist in dem Kern der Spule noch eine Magnetisierung vorhanden, während der Versorgungsstrom
von neuem einsetzt. Hierduch wird der Kern in die Sättigung getrieben, wodurch ein
unkontrollierter Anstieg des Stromes durch den elektronischen Schalter erfolgt.
Daher müssen die Intervalle zwischen zwei Steuerimpulsen für den elektronischen
Schalter so gewählt werden, daß der Ladestrom in einem derartigen Intervall selbst
bei der höchsten Eingangsspannung immer erst auf Null abklingen kann, bevor der
nächste
Impuls kommt. Zusätzlich zu der maximalen Entladedauer der Spule für die höchste
in Betracht kommende Eingangsspannung muß noch ein zeitlicher Sicherheitsabstand
vorhanden sein, bevor der nächste Impuls zum öffnen des elektronischen Schalters
kommt. Die Folge hiervon ist, daß das Impulsverhältnis, mit dem der elektronische
Schalter getaktet wird, also das Verhältnis von Einschaltzeit ton zu Ausschaltzeit
toff relativ klein ist. Bei den bekannten Schaltnetzteilen sind t und toff on beide
konstant.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art zu schaffen, die eine verbesserte Leistungsübertragung
ermöglicht und bei vergleichbarer Dimensionierung eine höhere Leistung übertragen
kann bzw. die gleiche Leistung mit geringeren Verlusten oder höherem Wirkungsgrad
überträgt.
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Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß ein
den Strom im Ladestromkreis messender erster Stromfühler die Steuerschaltung in
der Weise steuert, daß diese den elektronischen Schalter öffnet, wenn der Strom
im Ladestromkreis Null geworden ist.
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Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung überwacht der Stromfühler
den Ladestrom,um festzustellen, wann dieser auf Null abgeklungen ist. Wenn dies
der Fall ist, bewirkt der Stromfühler über das Steuergerät das Schliessen des elektronischen
Schalters, so daß die Versorgungsspannung unverzüglich wieder an die Spule angelegt
wird, nachdem der Strom im Ladestromkreis Null geworden ist.
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Dies hat zur Folge, daß zwischen einer Entladung der Spule und dem
nachfolgenden Auf ladevorgang dieser Spule
keine Zeit verloren geht.
Unmittelbar nach dem Entladen wird die Spule von neuem aufgeladen. Besteht die Versorgungsspannung
beispielsweise aus einer pulsierenden Gleichspannung, dann ist im Bereich der kleinen
Spannungsamplituden die Aufladung der Spule relativ gering, so daß auch die Entladung
schnell erfolgt. Im Bereich kleiner Spannungsamplituden ist daher die Schaltfrequenz
des elektronischen Schalters größer als im Bereich grosser Spannungsamplituden.
Dennoch wird sichergestellt, daß der Ladestrom erst dann zu fließen beginnt, wenn
die Entladung der Spule beendet ist. Die Größe der Abtastintervalle wird somit an
die jeweilige Amplitude der Versorgungsspannung angepaßt. Leerzeiten zwischen dem
Aufladen und dem Entladen der Spule werden vermieden.
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Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann die Einschaltdauer
des elektronischen Schalters unabhängig von der Größe der anstehenden Spannung bzw.
des jeweils fließenden Stromes konstant gemacht werden. Hierbei ist die Leistungsübertragung
im Vergleich zu den bekannten Schaltnetzteilen bereits verbessert. Eine noch weitergehende
Verbesserung der Leistungsübertragung läßt sich jedoch dadurch erreichen, daß die
Steuerschaltung in Abhängigkeit von dem die Spule durchfließenden Strom den elektrischen
Schalter schließt, wenn dieser Strom einen vorgegebenen Schwellwert erreicht. Dieser
Schwellwert wird bei großen Eingangsspannungen schneller erreicht als bei kleinen
Eingangsspannungen. Bei einer kleinen Eingangsspannung baut sich der Strom in der
Spule mit einem flacheren Verlauf, also langsamer, auf als bei großen Eingangsspannungen.
Der elektronische Schalter bleibt daher bei einer kleinen Eingangsspannung
länger
geschlossen, um denselben Stromwert in der Spule zu erreichen. Die Schließzeit des
elektronischen Schalters kann allerdings zwangsweise begrenzt werden.
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Der die Spule durchfließende Strom kann gemäß einer Variante der Erfindung
durch einen mit der Spule in Reihe geschalteten zweiten Stromfühler gemessen werden,
der mit dem einen Eingang eines Komparators verbunden ist, dessen anderer Eingang
ein Schwellwertsignal empfängt. Die Steuerschaltung erzeugt ein Signal zum Sperren
des elektronischen Schalters, wenn das Ausgangssignal des zweiten Stromfühlers das
Schwellwertsignal übersteigt. Als Stromfühler kann ein Reihenwiderstand benutzt
werden, dessen Spannungsabfall das dem einen Eingang des Komparators zuzuführende
Signal bildet. Ein derartiger Stromfühler ist jedoch verlustbehaftet.
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Gemäß einer zweiten Variante der Erfindung wird die Verwendung eines
zweiten Stromfühlers vermieden. Zu diesem Zweck ist der erste Stromfühler über einen
Integrator mit dem Eingang eines Komparators verbunden, dessen anderer Eingang ein
Schwellwertsignal empfängt und die Steuerschaltung erzeugt ein Signal zum Sperren
des elektronischen Schalters, wenn das Ausgangssignal des Integrators das Schwellwertsignal
übersteigt. Hierbei wird von der Erkenntnis Gebrauch gemacht, daß der erste Stromfühler,
der induktiv mit der Spule gekoppelt sein kann, eine Spannung erzeugt, die der Ableitung
des Ladestromes der Spule proportional ist. Wenn das Integral über diese Spannung
gebildet wird, so ist das entstehende Signal dem Ladestrom wieder proportional.
Eine derartige Schaltung erfordert also keine Eingriffe in die Reihenschaltung aus
der Spule und dem elektronischen Schalter. Sie verursacht praktisch keine Leistungsverluste.
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Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung enthält die
Steuerschaltung ein Zeitglied, das beim Öffnen des elektronischen Schalters angestoßen
wird und bei Ablauf seiner Laufzeit ein den Schalter zwangsweise sperrendes Signal
erzeugt, wenn die Sperrung bis dahin noch nicht durch das Ausgangssignal des Komparators
erfolgt ist. Bei der von der Größe des Ladestromes abhängigen Bemessung der Einschaltdauer
des elektronischen Schalters entsteht ein höherer Anteil an Oberschwingunge.
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Dieser Oberschwingungsanteil kann dadurch begrenzt werden, daß die
Laufzeit des Zeitgliedes verkleinert wird, so daß bei kleineren Eingangsspannungen
das Zeitglied jedesmal voll abläuft und in diesen Bereichen somit eine konstante
Einschaltzeit des elektronischen Schalters erreicht wird.
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Wie nachfolgend noch dargelegt wird, wird hierdurch der Oberschwingungsanteil
verringert. Durch Verstellen der Laufzeit des Zeitgliedes kann der Oberschwingungsanteil
beliehig vergrößert und verkleinert werden, wobei sich die Leistungsübertragung
entsprechend vergrößert bzw.
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verkleinert.
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Bei einer besonders einfachen Ausführungsform der Erfindung besteht
das Zeitglied aus einer monostabilen Kippstufe, deren Setzeingang ein Signal empfängt,
wenn der Strom im Ladestromkreis den Wert Null erreicht hat, und deren Rücksetzeingang
das Signal des Komparators empfängt.
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Wenn die monostabile Kippstufe gesetzt worden ist, kippt sie nach
Ablauf ihrer Laufzeit selbsttätig zurück, wenn sie innerhalb der Laufzeit kein Rücksetzsignal
empfangen hat. Tritt jedoch innerhalb der Laufzeit ein Rücksetzsignal ein, dann
wird die monostabile Kippstufe durch dieses Rücksetzsignal vorzeitig rückgesetzt.
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Zweckmäßigerweise ist der erste Stromfühler an eine tIilfswicklung
eines Ubertragers angeschlossen, der eine von dem Ladestrom durchflossene Wicklung
aufweist. Wenn der erste Stromfühler einen genügend hohen Eingangswiderstand hat,
wie er z.B. mit FET-Transistoren erreicht werden kann, erfolgt die Messung des Ladestromes
praktisch verlustlos. Die Spule kann Bestandteil eines übertragers sein, dessen
Sekundärspule im Ladestromkreis liegt. Derartige Schaltungen werden als Sperrwandlerschaltung
bezeichnet, Sie ermöglichen am Kondensator die Erzeugung einer Gleichspannung, die
niedriger ist als die Versorgungsspannung. Wenn die Spannung am Kondensator größer
gemacht werden soll als die Versorgungsspannung, kann die Spule mit der Parallelschaltung
aus dem Ladestromkreis und dem elektronischen Schalter in Reihe geschaltet sein.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auch zur Regelung der
Spannung am Kondensator benutzt werden. Hierzu wird z.B. das Schwellwertsignal in
Abhängigkeit von der an dem Kondensator anstehenden Spannung gesteuert. Ist diese
Spannung am Kondensator hoch, so wird das Schwellwertsignal verringert, so daß der
Stromfluß durch die Spule bereits bei einem niedrigeren Strom unterbrochen wird.
Dadurch verringert sich die Spannung am Kondensator.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist sowohl zur Umwandlung
einer pulsierenden Gleichspannung in eine Gleichspannung mit konstanter Amplitude
anwendbar als auch zur Umformung einer ersten Gleichspannung in eine zweite Gleichspannung
mit anderer Amplitude. In jedem Fall ist die von der Schaltung übertragenen Leistung
gegenüber
den bekannten Schaltungen vergrößert.
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Im folgenden werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen Ausführungsbeispiele
der Erfindung näher erläutert.
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Es zeigen: Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild einer Schaltung
zur Erzeugung einer konstanten Gleichspannung aus einer Wechselspannung, Fig. 2
ein erstes Ausführungsbeispiel der Zerhackerschaltung Fig. 3 den Spannungsverlauf
am Eingang der Zerhackerschaltung bei dem Beispiel nach Fig. 2, Fig. 4 in auseinandergezogenem
Zeitmaßstab die bei den einzelnen Schaltvorgängen auf den Kondensator übertragenen
Energien innerhalb eines Aus schnitts aus Fig. 3, Fig. 5 die zeitlichen Verläufe
der Energieübertragung bei verschiedenen Schaltungsvarianten während einer Sinus-Halbwelle
der Versorgungsspannunq, Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel der Zerhackerschaltung
und Fig. 7 ein drittes Ausführungsbeispiel der Zerhackerschaltung.
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Gemäß Fig. 1 ist an die Versorgungsspannung U eines Wechselspannungsnetzes
ein Eingangsfilter 10 angeschlossen, das als Tiefpaß ausgebildet ist und hochfrequente
Störungen unterdrückt. Das Filter 10 schützt die nachgeschaltete Schaltung vor hochfrequenten
Störungen aus dem Netz und verhindert andererseits,daß hochfrequente Störungen,
die in der Schaltung erzeugt werden, in das
Netz gelangen können.
An das Filter 10 ist ein Gleichrichterteil 11 angeschlossen, der einen Doppelweggleichrichter
und einen ausgangsseitig an den Doppelweggleichrichter 12 angeschlossenen Kondensator
13 enthält. Bei der Forderung nach einem Eingangsstrom mit geringem Oberschwingungsanteil
dient der Kondensator 13 hier nicht als Glättungskondensator. Seine Kapazität ist
so klein, daß er die Kurvenform der Spannung am Ausgang des Doppelweggleichrichters
12 nicht wesentlich verändert. Die Spannung am Kondensator 13 wird als Eingangspannung
U1 der Z'erhakkerschaltung 14 zugeführt, die nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig.
2 erläutert wird. Die Ausgangsspannung U2 der Zerhackerschaltung 14 dient der Versorgung
eines 2 Verbrauchers mit Gleichspannung.
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Ein Ausführungsbeispiel der Zerhackerschaltung 14 ist in Fig. 2 dargestellt.
Dieser Zerhackerschaltung 14 wird die Spannung U1, deren zeitlicher Verlauf in Fig.
3 abgebildet ist und bei der es sich um eine pulsierende Gleichspannung mit einer
Frequenz von 100 Hz handelt, zugeführt. Die Spannung U1 wird an die Reihenschaltung
aus der Spule 15 und dem den elektronsichen Schalter bildenden Transistor 16 gelegt.
In dieser Reihenschaltung liegt außerdem ein niederohmiger Widerstand 17.
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Die Spule 15 ist im vorliegenden Fall die Primärspule eines übertragers
18, der eine Sekundärspule 19 und einen Ferritkern 20 aufweist. Durch die in Fig.
2 eingetragenen Punkte ist kenntlich gemacht, daß die Primärwicklung und die Sekundärwicklung
des Transformators 18 gegensinnig gewickelt sind.
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An das eine Ende der Sekundärspule 19 ist ein Stromfühler
21
angeschlossen, der über eine Gleichrichterdiode 22 mit einem Pol des Kondensators
23 verbunden ist. Der andere Pol des Kondensators 23 ist an das zweite Ende der
Sekundärspule 19 angeschlossen. An dem Kondensator 23 entsteht die Spannung U2,
bei der es sich um die dem Verbraucher zuzuführende Gleichspannung handelt. Der
Stromfühler 21 besteht beispielsweise aus einem niederohmigen Widerstand,an dem
ein dem Ladestrom des Kondensators 23 proportionaler Spannungsabfall entsteht. Ein
entsprechendes Spannungssignal wird als Ausgangssignal des Stromfühlers 21 über
Leitung 24 der Steuerschaltung 25 zugeführt.
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In der Steuerschaltung 25 ist der A-Eingang eines Komparators 26 mit
Leitung 24 verbunden, während der B-Eingang des Komparators 26 an Nullpotential
liegt. Der Komparator 26 erzeugt ein Ausgangssignal, wenn die Signale an seinem
A-Eingang und an seinem B-Eingang einander gleich sind. Dieses Ausgangssignal wird
dem Setzeingang S einer monostabilen Kippstufe 27 zugeführt.
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Der Ausgang der monostabilen Kippstufe 27 steuert über eine entsprechende
Schaltung 30 die Basis des Transistors 16. Der Spannungsabfall an dem mit dem Transistor
16 in Reihe liegenden Widerstand 17 wird dem A-Eingang eines Komparators 28 in der
Steuerschaltung 25 zugeführt.
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Dem B-Eingang dieses Komparators 28 wird ein Schwellwertsignal in
Form einer Gleichspannung zugeführt. Der Komparator 28 erzeugt ein Ausgangssignal,
wenn die Signale an seinem A-Eingang und an seinem B-Eingang einander gleich sind.
Dieses Ausgangssignal des Komparators wird dem Rücksetzeingang R der monostabilen
Kippstufe 27 zugeführt. Die monostabile Kippstufe 27 hat eine Laufzeit von wenigen
Mikrosekunden.
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Sie befindet sich normalerweise im Rücksetzzustand. Wenn an ihrem
Setzeingang S ein Signal auftritt, wird sie in den Setzzustand versetzt und behält
diesen maximal über die eingestellte Laufzeit bei. Sie wird dadurch rückgesetzt,
daß entweder die Laufzeit beendet wird oder daß an ihrem Rücksetzeingang R ein Signal
auftritt. Die Schaltung 30 ist derart ausgebildet, daß sie den Transistor 16 in
den Sperrzustand steuert, wenn die monostabile Kippstufe 27 im Rücksetzzustand ist,
und daß sie den Transistor 16 in den leitenden Zustand steuert, wenn die monostabile
Kippstufe 27 im Setzzustand ist.
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Die Schaltung nach Fig. 2 kann auf verschiedene Arten betrieben werden,
die nachfolgend erläutert werden: Bei der ersten Betriebsart hat das Schwellwertsignal
am B-Eingang des Komparators 28 einen so hohen Wert, daß es von dem Signal am A-Eingang
niemals erreicht wird. Alternativ kann man sich vorstellen, daß der Widerstand 17
kurzgeschlossen und der Komparator 28 fortgelassen ist. In aiesem Fall wird die
Einschaltzeit ton des Transistors 16 ausschließlich von der Laufzeit der monostabilen
Kippstufe 27 bestimmt. Sie ist daher stets gleich.
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Wenn der Transistor 16 leitend ist, fließt über ihn ein Strom i durch
die Spule 15. Dieser Strom induziert in der Sekundärspule 19 des übertragers 18
eine Spannung, die der Durchlaßrichtung der Gleichrichterdiode 22 entgegengerichtet
ist und somit keinen Ladestrom für den Kondensator 23 erzeugt. Die während der Leitend-Phase
des Transistors T in der Spule 15 gespeicherte Energie beträgt AW1 = 2L1i12 ii Hierbei
ist L die Induktivität der
Spule 15 und 1 der die Spule 15 durchfließende
Stror-Ssitzenwet..
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Wird der Transistor 16 gesperrt, dann wird diese gespeicherte Energie
nachfolgend auf den Kondensator 23 übertragen, indem sich die Induktivität L2 der
Spule 19 während der Auszeit toff des Transistors 16 entmagnetisiert. Der Zusammenhang
zwischen der Ausgangsspannung U2, der Eingangs spannung U1, dem Windungsverhältnis
w1/w2 des Übertragers 18, der Einschaltzeit ton und der Ausschaltzeit t ergibt sich
aus der Gleichung off U1 ton = U2 toff Nach Ablauf der Zeit toff ist der von der
Spule 19 zum Kondensator 23 fließende Ladestrom auf Null abgeklungen.
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Der Kern 20 des Ubertragers 18 ist somit entmagnetisiert.
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Da der Ladestrom von dem Stromfühler 21 überwacht wird, geht das Ausgangssignal
des Komparators 26 auf "1", sobald der Ladestrom Null geworden ist. Die monostabile
Kippstufe 27 wird gesetzt und hierdurch wird der Transistor 16 in den leitenden
Zustand gesteuert, sobald der Ladestrom des Kondensators 23 abgeklungen ist. Die
Einschaltzeit t des Transistors 16 wird durch die Laufon zeit der monostabilen Kippstufe
27 bestimmt. Wenn diese in den Rücksetzzustand zurückkippt, läuft der geschilderte
Vorgang von neuem ab.
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Bei der zweiten Betriebsart der Schaltung nach Fig. 2 ist das Schwellwertsignal
am B-Eingang des Komparators 28 auf einen Wert eingestellt, der kleiner ist als
das am A-Eingang des Komparators 28 auftretende Signal. Während der Leitend-Phase
des Transistors 16 steigt der Strom durch den Widerstand 17 nahezu linear an. Wenn
der
Strom einen Grenzwert erreicht hat, der dem Schwellwertsignal
entspricht, erzeugt der Komparator 28 ein "1"-Signal, durch das die monostabile
Kippstufe 27 vor Beendigung ihrer Laufzeit zwangsläufig rückgesetzt wird.
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Die Zeit ton wird bei dieser zweiten Betriebsart also nicht ausschließlich
durch die Laufzeit der monostabilen Kippstufe 27 bestimmt, sondern dadurch, daß
die Sperrung des Transistors 16 immer dann erfolgt, wenn der die Spule 15 durchfließende
Strom einen Grenzwert erreicht hat. Lediglich wenn infolge einer zu kleinen Spannung
U1 dieser Grenzwert innerhalb der Laufzeit der monostabilen Kippstufe 27 nicht erreicht
wird, bewirkt diese die Abschaltung des Transistors.
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In Fig. 3 ist schematisch ein Zeitabschnitt zwischen den Zeitpunkten
t1 und t2 der Spannung U1 dargestellt. Dieser Zeitabschnitt ist in Fig. 4 in vergrößertem
Zeitmaßstab abgebildet. Man erkennt, daß während jeder Periode der Spannung U1 zahlreiche
Abtast- bzw. Übertragungsvorgänge durchgeführt werden, so daß während eines Abtastvorganges
die Spannung U1 als gleichbleibend angesehen werden kann. Während die Spannung U1
eine Frequenz von 100 Hz hat,erfolgt die Ein- und Ausschaltung des Transistors 16
mit einer Frequenz, die über 20 kHz liegt. Dabei ist allerdings zu berücksichtigen,
daß die Ein- und Ausschaltung des Transistors - wie oben dargelegt.- nicht jeweils
mit einer festgelegten Zeitspanne erfolgt. In Fig. 4 ist der zeitliche Verlauf der
dem Ubertrager 19 zugeführten Leistung P1 und der von dem übertrager 19 zum Kondensator
23 abgeführten Leistung P2 dargestellt. Die schraffierten Flächen AW1 und AW2 stellen
jeweils die aufgenommene bzw. abgegebene Energie dar. Während der Einschaltphase
t des Transistors 16 lädt sich die Spule 15 auf. Wird der Transistor 16 abgeschaltet,
dann entlädt sich die Spule 19 während der Zeit toff.
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Die bei dieser Entladung frei werdende und auf den Kondensator 23
übertragene Energie ist in Fig. 4 schraffiert dargestellt. Während einer Periode
der Spannung U1 ändert sich die auf den Kondensator 23 übertragene Energie in Abhängigkeit
von der jeweiligen Amplitude der Spannung U1. Die Darstellung in Fig. 4 gilt für
die oben geschilderte zweite Betriebsart, bei der die Einschaltzeit t des Transistors
16 in Abhängigkeit von dem on Strom durch die Spule 15 gesteuert ist.
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Fig. 5 zeigt den Verlauf der mittleren Leistung P, der bei einer Zerhackerschaltung
nach dem Stand der Technik und bei den beiden oben erläuterten Betriebsarten der
erfindungsgemäßen Zerhackerschaltung entsteht. In allen Fällen ist eine Spannung
U1 mit dem in Fig. 3 dargestellten Verlauf zugrunde gelegt. Kurve 31 zeigt den Verlauf
der während einer Periode auf den Kondensator 23 übertragenen Leistung bei einer
Zerhackerschaltung nach dem Stand der Technik, bei der die Einschaltzeit t und on
die Ausschaltzeit toff beide konstant sind. Hierbei ist angenommen, daß die Ausschaltzeit
toff SO gewählt ist, daß sie für den Abbau des maximal auftretenden Sekundärstromes
ausreicht. Diese Kurve 31 ist der Halbwelle einer Sinusguadrat-Kurve relativ gut
angenähert,jedoch erkennt man, daß die übertragene Leistung nicht sehr hoch ist.
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Kurve 32 bezieht sich auf die oben geschilderte erste Betriebsart
der Zerhackerschaltung, bei der die Einschaltzeit ton konstant ist und die Aus schaltzeit
toff jeweils mit dem Abklingen des Ladestromes auf Null beendet wird.
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Die bei dieser Betriebsart übertragene mittlere Leistung liegt um
etwa 10% höher als diejenige, die durch die Kurve 31 repräsentiert wird.
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Kurve 33 in Fig. 5 bezieht sich auf die oben erläuterte zweite Betriebsart
der erfindungsgemäßen Zerhackerschaltung, bei der t ausschließlich in Abhängigkeit
von dem on die Spule 15 durchfließenden Strom bestimmt wird, wobei ton immer dann
beendet wird, wenn der Spulenstrom einen vorgegebenen Wert erreicht hat. t ist auch
hier nicht on konstant.
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Mit der zweiten Betriebsart (Kurve 33) ist eine um etwa 45% vergrößerte
Leistungsübertragung gegenüber Kurve 31 verbunden. Die Schaltunq ermöqlicht es,
zwischen den Kurven 32 und 33 wahlweise verschiedene Zwischenstadien einzustellen,
indem die Laufzeit der monostabilen Kippstufe 27 verändert wird. Dies kann zweckmäßig
sein, um den Anteil der erzeugten Oberwellen zu verändern.
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Die Schaltung nach Fig. 6 entspricht weitgehend der Schaltung nach
Fig. 2, so daß die nachfolgende Beschreibung sich im wesentlichen auf die Unterschiede
beschränken kann. In Fig. 6 ist der Widerstand 17 aus Fig. 2 entfallen. Der Übertrager
18 weist eine dritte Wicklung 34 auf, die zusammen mit einem Verstärker 35 mit hochohmigem
Eingang den Stromfühler bildet. Der Ausgang des Verstärkers 35 ist einerseits mit
dem A-Eingang des Komparators 26 und andererseits mit einem Integrator 36 verbunden.
Der Ausgang des Integrators 36 ist an den A-Eingang des Komparators 28 angeschlossen.
Der Verstärker 35 liefert ein dem Ladestrom der Kondensators 23 entsprechendes Ausgangs
signal. In dem Integrator 36 wird das Integral dieses Stromsignals über die Zeit
gebildet.
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Das Ausgangs signal des Integrators 36 ist dem Strom durch die Spule
15 proportional. Auf diese Weise wird über die Spule 34 nicht nur der Entladestrom
der Sekundärspule 19
sondern auch der Ladestrom der Spule 15 gemessen.
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Die bisherigen Ausführungsbeispiele bezogen sich auf Sperrwandlerschaltungen,
bei denen die Energie von der Primärseite eines Ubertragers 18 auf die Sekundärseite
"geschaufelt" wird. Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem der Ladestromkreis
des Kondensators 23 direkt an den Verbindungspunkt der Spule 15 mit dem Transistor
16 geschaltet ist. Der Ladestromkreis besteht aus der Reihenschaltung des Stromfühlers
21 und der Gleichrichterdiode 22, die in Reihe mit dem Kondensator 23 parallel zu
dem Transistor 16 und dem Widerstand 17 liegen.
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Der Transistor 16 wird hierbei in gleicher Weise gesteuert wie bei
dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2.
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Während der Leitend-Phase t des Transistors 16 lädt on sich die Spule
15 auf und sie entlädt sich während der Sperrphase toff auf den Kondensator 23.
Bei der Schaltung nach Fig. 7 ist die Ausgangs spannung U2 stets größer als die
Eingangsspannung U1.
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Bei einer ausgeführten Schaltung nach der Erfindung beträgt bei einer
Netzspannung U von 220 V und 50 Hz die Spuleninduktivität L = 3,11 mH, der maximale
Eingangsstrom, bei dem die Abschaltung des Transistors 16 erfolgt, beträgt 1 A und
die am Kondensator 23 entstehende Ausgangsgleichspannung beträgt 311 V.