DE3204568C2 - Schutzschaltungsanordnung für einen eingangsseitig an Netzwechselspannung angeschlossenen Umrichter - Google Patents

Schutzschaltungsanordnung für einen eingangsseitig an Netzwechselspannung angeschlossenen Umrichter

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DE3204568C2
DE3204568C2 DE3204568A DE3204568A DE3204568C2 DE 3204568 C2 DE3204568 C2 DE 3204568C2 DE 3204568 A DE3204568 A DE 3204568A DE 3204568 A DE3204568 A DE 3204568A DE 3204568 C2 DE3204568 C2 DE 3204568C2
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Abstract

Netzspannungsstörungen, die sich aus momentanen Spannungsausfällen oder größeren Spannungsverminderungen ergeben, haben einen schädlichen Einfluß auf die Arbeitsweise eines Wechselrichters, wenn eine Netzwechselspannung durch eine phasengesteuerte Halbleitergleichrichterbrücke gleichgerichtet wird, um eine einstellbare Sammelschienen gleichspannung zu erzeugen, die durch einen Wechselrichter in Wechselspannung zurückverwandelt wird, um eine Last, wie einen Motor, anzutreiben. Diese Störungen bewirken eine falsche Zündung der gesteuerten Halbleitergleichrichter, wobei die Sammelschienengleichspannung erheblich ansteigen kann und den Normalbetrieb des Wechselrichters unterbrechen kann, wobei möglicherweise Schaltvorrichtungen im Wechselrichter zerstört werden. Das Störfestmachen gegen Netzspannungsstörungen wird dadurch erreicht, daß die phasengesteuerte Halbleitergleichrichterbrücke bei Auftreten einer Störung abgeschaltet wird. Während die Ausgangsspannung der Gleichrichterbrücke während des Auftretens der einzelnen Netzspannungsstörungen abgeschaltet wird, arbeitet der Wechselrichter weiterhin in fast normaler Weise in Abhängigkeit von einer von einem Filterkondensator erzeugten Gleichspannung. Am Ende der einzelnen Störungen wird der Normalbetrieb der Gleichrichterbrücke langsam wieder aufgenommen, um ein Überschlagen der Sammelschienen gleichspannung zu vermeiden.

Description

gleichgerichtete Spannung anlegen, deren Größe durch die Zündwinkel der Thyristoren während einer jeden Halbperiode der angelegten Netzwechselspannung bestimmt wird. Daher hängt auch die Amplitude der Gleichspannung an den Ausgängen 16 und 17 vom Zündwinkel der Thyristoren während einer jeden Halbperiode ab, nämlich die Zeitdauer desjenigen Abschnitts einer jeden Halbperiode, in welcher die Thyristoren durchsteuern, wobei dieser Abschnitt wieder durch die Taktgabe der Schaltimpulse bestimmt wird, die auf der Leitung 22 von der Steuerstufe 23 her anliegen.
Ein Filter mit einer in Reihe geschalteten Drossel 18 und einem parallelgeschalteten Kondensator 19 filtert die gleichgerichtete Spannung der steuerbaren Gleichrichterbrücke 10 in eine gefilterte Gleichspannung, die über die Gleichspannungssammelschiene der Leitungen 20 und 21 an den Wechselrichter 26 angelegt wird. Daher liegt auf der Leitung 20 gegenüber der Leitung 21 eine positive Sammelschienengleichspannung an, wobei die Leitung 21 an Masse (Bezugsspannung; geführt ist, die im dargestellten Ausführungsbeispiel OV beträgt Somit kann durch Steuerung der Leitungswinkel der Thyristoren 11 und 12 die am Wechselrichter 26 anliegende Sammelschienengleichspannung eingestellt werden.
Der Wechselrichter 26 ist von bekanntem Aufbau und weist ein Netzwerk aus Schalteinrichtungen wie Leistungstransistoren auf, die durch periodisch wiederkehrende Taktimpulse auf der Leitung 27 von einer Steuerschaltung 29 her anliegen, wobei die Leitung 27 praktisch eine Reihe von Leitungen für jeden einzelnen Lsistungstransistor dargestellt Die Transistoren werden abwechselnd ein- und ausgeschaltet um die Sammelschienengleichspannung auf den Leitungen 20, 21 in eine Wechselspannung umzusetzen, die dann an den Wicklungen des Motors 32 anliegt die dadurch einen Wechselstrom erhalten, damit sich der Wechselstrommotor mit einer Drehzahl drehe, die durch die Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichters bestimmt wird und ihr direkt proportional ist. Die Abtriebswelle 33 des Motors 32 treibt eine mechanische Last 34 an. Natürlich ist die Auslegung der Steuerschaltung 29, die den Grundsteuerstrom zum Ein- und Ausschalten der Leistungstransistoren des Wechselrichters 26 in der richtigen Folge zu den richtigen Zeitpunkten und mit der richtigen Frequenz liefert, um die erforderliche Wechselspannung für den Motor 32 und zum Antrieb der Last 34 in der richtigen Weise zu erzeugen, allgemein bekannt.
Das Schalt- oder Steuersignal für die Halbleitergleichrichter 11 und 12 wird erzeugt, damit die Sammelschienengleichspannung eingestellt und der Stromfluß zum Wechselrichter 26 und Motor 32 geregelt werde. Dazu wird die Netzleitungsspannung auf den Netzleitungen L\ und Li durch einen Transformator 26 heruntertransformiert, um ein Abbild mit verringerter Amplitude der Netzspannung zu bilden, das einem Bandfilter 37 eingespeist wird, das auf die Grundfrequenz der Netzspannung abgestimmt ist (60 Hz im dargestellten Ausführungsbeispiel). Unter Normalbedingungen bewirkt das Bandfilter keine Phasenverschiebung der Grundfrequenz, dämpft jedoch sowohl die hohen als auch niederen Frequenzen. Die Ausgangsspannung des Filters 37 ist damit ein Abbild mit verringerter Amplitude der Grundfrequenz der Netzspannung, die auf den Leitungen L\ und Li anliegt, wobei sie mit dieser genau phasengleich ist. Ein Tiefpaß zur Dämpfung des Hochfrequenzrauschens wird nicht eingesetzt da es eine Phasenverschiebung der Grundfrequenz der Netzspannung bewirken würde, als deren Folge der Betrieb des Schaltsignalgebers nachteilig beeinflußt werden würde. Die am Ausgang des Filters 37 erzeugte Wechselspannung mit einer Frequenz von 60 Hz ist .somit als Wellenform A in der Zeichnung gezeigt deren Momentanamplitude sich sinusförmig verändert
Ein Impulsformerkreis 39 setzt jede Halbperiode der Spannung der Wellenform A in eine Impulskomponente
ίο mit positiver Anstiegsflanke der Spannung der Wellenform B um. Die Ausgangsspannung des Kreises 39 ändert sich abrupt von einem Pegel niedriger in einen Pegel hoher Amplitude unmittelbar nach dem Nulldurchlauf der Netzwechselspannung und beginnt eine neue Halbperiode, worauf sie abrupt auf ihren niedrigen Pegd zurückfällt gerade ehe die Netzspannung diese Halbperiode vollendet Daher erstreckt sich jede Impulskomponente mit positiver Anstiegsflanke der Rechteckwellenform B im wesentlichen über eine gesamte Halbperiode der Netzwechselspannung, mit der die auch eine gleiche Impulsbreite aufweist Die Anstiegsflanke der positiven Impulskomponente folgt unmittelbar dem Anfang einer Halbperiode, wobei die Abstiegsflanke unmittelbar vcr dem Ende der Halbperiode auftritt
Ein Impulsformerkreis mit einem PNP-Transistor 51 und den zugeordneten Schaltbauteilen verwandelt die einzelnen positiven Anstiegsflanken der Wellenform B in einen Sägezahnimpuls (Wellenform Q. Das Rechtecksignal der Wellenform B liegt an der Basis des Transistors 51 an, wobei dieser abwechselnd zwischen Sättigung und Sperrstrom gesteuert wird, und die positiven Anstiegsflanken den Transistor sperren, während die negativen Abstiegsflanken den Transistor in den Sättigungszustand steuern, so daß eine sehr niedrige Impedanz zwischen Emitter und Kollektor vorhanden ist Wird der Transistor 51 abgeschaltet so wird der Kondensator 52 in der Zeichnung in Abwärtsrichtung über einen Widerstand 53 zur Spannungsquelle V— aufgeladen, die beispielsweise 15V= betragen kann. Daher fällt bei jeder Anstiegsflanke der Wellenform B die Spannung am Schaltungsknotenpunkt 54 linear ab und bildet die durch die Wellenform C dargestellte Sägezahnspannung. Am Ende eines jeden positiven Impulses wird der Transistor durch eine negative Abstiegsflanke in den Sättigungszustand gesteuert, worauf sich der Kondensator 52 sofort über den Emitter-Kollektorpfad entlädt wodurch die Sägezahnspannung abgeschaltet wird. Daher wechselt die Spannung am Schaltungsknotenpunkt 54 abrupt auf V+ oder +15 V = , wenn V— gleich -15 V= ist), da jetzt Emitter und Kollektor des Transistors zusammengekoppelt sind. Wie in Wellenform C gezeigt bleibt die Spannung am Schaltungsknotenpunkt 54 auf V+ während eines jeden negativen Impulses der Wellenform B. Wenn man natürlich eine feste Impulsbreite für die positiven Impulse der Wellenform B beibehält, bleibt auch die Impulsbreite der einzelnen Sägezahnimpulse der Wellenform C konstant, selbst wenn Schwankungen in der Netzwechselspannung an den Leitungen Li und L2 auftreten.
Die Sägezahnimpulse der Wellenform C dienen zur Steuerung der steuerbaren Halbleitergleichrichter 11 und 12. Das heißt, daß die Sammelschienenspannung über die Leitung 31 am negativen oder Inversionseingang eines Summierverstärkers 56 anliegt, während eine Bezugs- oder Sollwertgleichspannung am Knotenpunkt 59 zwischen einem Festwiderstand 57 und einem Potentiometer 58 am nichtinvertierenden oder positi-
ven Eingang des Verstärkers anliegt. Vorzugsweise und in der Praxis ist die am negativen Eingang des Verstärkers 56 anliegende Spannung proportional, jedoch wesentlich schwächer als die Istgleichspannung an der Sammelschiene 20,21. Beispielsweise kann die negative Eingangsspannung um den Faktor 100 (100 :1) gegenüber der Sammelschienenistspannung verkleinert sein. Die Größe der Gleichspannung an der Sammelschiene und daher auch die Amplitude und Frequenz der Ausgangsspannung des Wechseltrichters werden durch die Einstellung des Potentiometers 58 bestimmt. Daher stellt dieses eine Drehzahleinstellung für den Motor 32 dar und ist auch so in der Zeichnung gekennzeichnet. Die Sollwertspannung am Knotenpunkt 59 bestimmt somit die Betriebsbedingungen und stellt eine Sollamplitude sowie eine Sollfrequenz für die vom Wechselrichter 26 erzeugte und am Motor 32 anliegende Wechselspannung dar. Der Sollwert wird meist so gewählt, daß er der von mechanischen Last 34 angeforderten Drehzahl genügt.
Die Sollwertspannung am positiven Eingang des Summierverstärkers 56 wird addiert, während die negativen Spannung subtrahiert wird. Als Ergebnis liegt am Ausgang des Verstärkers 56 eine Fehlerspannung an, die eine Funktion der Differenz zwischen der Sollgröße der Sammelschienengleichspannung (dargestellt durch die positive Eingangsspannung) und der Istgröße der Sammelschienengleichspannung ist (dargestellt durch die negative Eingangsspannung).
An einem Vergleichsglied 61 liegt die Fehlerspannung am nichtinvertierenden oder positiven Eingang und die Sägezahnspannung Cam negativen oder Inversionseingang an. Der Amplitudenpegel der Fehlerspannung fällt unabängig von seinem Momentanwert stets in den von den Sägezahnimpulsen erfaßten Amplitudenbereich. Zu Beginn der Halbperiode der Netzspannung, wenn die Sägezahnspannung gerade beginnt abzunehmen, ist die Spannung am negativen Eingang des Vergleichsgliedes größer als oder positiv gegenüber der Spannung an seinem positiven Eingang, wodurch sich eine verhältnismäßig niederpegelige Ausgangsspannung der Wellenform D ergibt An einem Punkt während einer jeden Halbperiode fällt jedoch die Sägezahnspannung unter die Fehlerspannung ab, wobei das Vergieichsglied 61 abrupt von einer niederpegeligen zu einer hochpegeligen Ausgangsspannung umschaltet (auf der es bis zum Ende der Sägezahnspannung bleibt), worauf auf das Vergleichsglied auf seine niederpegelige Ausgangsspannung zurückfällt. Zu Erläuterungszwecken wurde die Wellenform D so gezeichnet, daß sie die Betriebsbedingungen anzeigt, wenn die Fehlerspannung entsprechend hoch ist, um den Beginn einer positiven Anstiegsflanke eines Impulses um zirka 65° von den 180° einer Halbperiode der Netzspannung zu verzögern. Das Steuersignal (Wellenform D) steuert das Schalttor der Steuerstufe 23 der Halbleitergleichrichter, das ein Steuersignal zum Zünden der Halbleitergleichrichter 11 und 12 erzeugt Die Steuerimpulse auf der Leitung 22 werden in Abhängigkeit von den Anstiegsflanken der positiven Impulse der Wellenform D erzeugt Daher weisen im dargestellten Beispiel die Halbleitergleichrichter einen Leitungswinkel von 180° - 65° = 115° auf.
In Abhängigkeit von der Einstellung des Drehzahlstellpotentiometers 58 wird die Taktgabe für die Steuerimpulse auf der Leitung 22 automatisch eingestellt, und die Leitungswinkel zu steuern, so daß die Sammelschienengleichspannung auf der zum Antrieb des Motors 32 mit der Solldrehzahl erforderlichen Größe bleibt Wenn beispielsweise die Gleichspannung vom Sollpegel aus anzusteigen bestrebt ist (wodurch auch die Motordrehzahl erhöht wird), fällt die Fehlerspannung ab und bewirkt, daß die positiven Impulse der Wellenform D zu einem späteren Zeitpunkt während der einzelnen Halbperioden beginnen, wodurch die Halbleitergleichrichter U und 12 mit einem größeren Phasenwinkel (und damit einem kleineren Leitungswinkel) durchgesteuert werden, um die Sammelschienengleichspannung so lange zu verringern, bis der richtige Amplitudenpegel wiederhergestellt ist. Angenommen, es sei eine höhere Motordrehzahl gewünscht, dann wird das Drehzahlstellpotentiometer 58 so eingestellt, daß es die Sollwertspannung am Knotenpunkt 59 erhöht, so daß sich auch die Fehlerspannung erhöht und damit die Anstiegsflanken der positiven Impulse der Wellenform D voreiien läßt, um das Durchsteuerungs- oder Leitungsintervall der gesteuerten Halbleitergleichrichter genügend zu erhöhen, damit die Sammelschienengleichspannung auf den zum Antrieb des Motors 32 mit der neueren höheren Solldrehzahl erforderlichen Pegel angehoben werden können.
Obwohl natürlich die Motordrehzahl von Hand durch Einstellung des Drehzahlstellpotentiometers 58 vorgegeben werden kann, kann die Sollwertspannung durch Abtasten eines Parameters oder einer charakteristischen Größe der Anlage abgeleitet werden, in der der erfindungsgemäße Wechselrichter eingebaut ist, um die Motordrehzahl automatisch in Abhängigkeit von den abgetasteten Daten zu steuern.
Die Auswirkungen von Netzspannungsstörungen, die sich aus momentanen Spannungsausfällen oder größeren Spannungsverminderungen ergeben, auf den Schaltoder Steuersignalgeber werden durch Abschalten der phasengesteuerten Halbleitergleichrichterbrücke 10 in Abhängigkeit von diesen Störungen neutralisiert, wodurch ein Fehlzünden der gesteuerten Halbleitergleichrichter und ein Überschlagen der Sammelschienengleichspannung vermieden wird. Gleichzeitig kann der Wechselrichter weiterhin in Abhängigkeit von der im Filterkondensator 19 gespeicherten Spannung arbeiten, so daß die Störungen eine vernachlässigbare Wirkung auf den Betrieb des Motors 32 haben. Das heißt, unter Normalbedingungen sind die Eingangs- und Ausgangssignale des Bandfilters 37 gleich, ausgenommen, daß sie um 180° gegeneinander phasenversetzt sind. Diese gegenphasigen Signale werden von den Widerständen 65 und 66 addiert wodurch ein Differenzsignal Null am negativen oder Inversionseingang eines Summierverstärkers 67 anliegt an dessen Ausgang eine Nullspannung erscheint Treten jedoch Netzleitungsstörungen auf, so wird ein Differenzsignal am Inversionseingang des Summierverstärkers 67 als positiver oder negativer Amplitudenhub erzeugt Daher schwankt das Ausgangssignal des Verstärkers 67 in positiver und negativer Richtung um Null. Das negative Eingangssignal einer Vergleichsschaltung 68 wird auf einem vorgegebenen minimalen negativen Schwellwert erzeugt während das positive Eingangssignal eines Vergleichsgliedes 69 auf einen vorgegebenen minimalen positiven Spannungsschwellwert gehalten wird.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 67 liegt sowohl am positiven Eingang des Vergleichsgliedes 68 als auch am Inversionseingang des Vergleichsgliedes 69 an. Damit triggern negative Amplitudenhübe, die den negativen Schwellwert des Vergleichsgliedes 68 übersteigen (d.h. gegenüber diesem negativ sind) das Vergleichsglied, so daß seine Ausgangsspannung auf einem verhältnismäßig niedrigen Pegel liegt vorzugsweise V—
oder —15 V= beim dargestellten Ausführungsbeispiel. Auch positive Amplitudenhübe, die größer sind als der positive Schwellwert des Vergleichsgliedes 69 (gegenüber diesem positiv sind) beaufschlagen dieses Vergleichsglied so, daß es seine niedrige Ausgangsspannung (V-) liefert. Somit steuert eine Störung eine oder beide Dioden 71 und 72 an, wobei Strom von der Spannungsquelle V+ über einen Widerstand 73 und die angesteuerte Diode (n) fließt, um am Schaltungsknotenpunkt 74 eine Spannung V— oder —15 V= zu erzeugen. Die Diode 76 steuert in Abhängigkeit von dieser Spannung durch, um den Knotenpunkt 77 bei Auftreten der Störung an 0 V zu koppeln.
Die Nullspannung am Knotenpunkt 77 wird von der Inversionsstufe 79 auf eine verhältnismäßig hohe Spannung (V+ oder +15 V = ) umgesetzt, die den aufgetasteten Oszillator ansteuert, um ein schwingendes Signal am Schaltungsknotenpunkt 81 zu erzeugen. Der aufgetastete Oszillator weist ein NAND-Glied 82 (das als Schmitt-Trigger funktioniert), einen Rückführungswiderstand 84 und einen Kondensator 85 auf. Der Oszillator bleibt so lange getastet wie die Spannung V+ vom Ausgang der Inversionsstufe 79 her anliegt Die schwingende Frequenz kann um 100 kHz liegen, obwohl sie nicht kritisch ist.
Daher schwingt während einer Netzspannungsstörung der Schaltungsknotenpunkt 81 zwischen V+ und 0 V, worauf in Abhängigkeit von der ersten Schwingungsperiode der wiederauslösbare monostabile Multivibrator 86 von seinem normalen stabilen Zustand in seinen anormalen Zustand versetzt wird, in dem er für ein bestimmtes Zeitintervall nach dem Ende der Störung verbleitL Am Ende des Zeitintervalls und damit nach der Rückkehr der Netzwechselspannung zu ihrem Normalzustand, springt auch der monostabile Multivibrator 86 automatisch in seinen Normalzustand zurück. Auf diese Weise wird die Ausgangsspannung auf einer Leitung 87, die mit »Abschaltsignal« bezeichnet ist, auf 0 V erzeugt, bis eine Störung auftritt, worauf sie sofort auf V+ ansteigt und dort bleibt, bis die Störung beseitigt ist und die Netzspannung ihren normalen Sinusverlauf wiederaufgenommen hat, worauf die Ausgangsspannung oder das Abschaltsignal auf Null zurückfällt.
Die Anstiegsflanken oder positiven Impulsanteile des Abschaltsignals gelangen über Widerstände 88 und 89 an die Basen der N PN-Transistoren 91 und 92, die dadurch angesteuert und gesättigt werden. Wenn der Transistor 91 durchsteuert, sperrt die Schalttorsteuerstufe der Halbleitergleichrichter 23, so daß kein Schaltoder Steuersignal auf der Leitung 22 zur Gleichrichterbrücke 10 gelangen kann, wodurch die Brücke abge-SChäiiei wird, so daß keine Neizspäriuiig gleichgerichtet wird. Während dieser Abschaltzeit fällt die Sammelschienengleichspannung am Filterkondensator 19 langsam ab, wodurch die Steuerschaltung 29, der Wechselrichter 26 und der Motor 32 fast normal weiterarbeiten. Somit schaltet das Abschaltsignal die Brücke 10 während einer Netzspannungsstörung ab, doch hat dies eine nur vernachlässigbare Wirkung auf den Betrieb des Motors 32.
Während der Störung und solange die steuerbare Gleichrichterbrücke 10 abgeschaltet ist, bewirkt die langsam zusammenfallende Sammelschienengleichspannung am negativen Eingang des Summierverstärkers 56 meist, daß sich die Fehlerspannung erhöht, die dann im Kondensator 93 gespeichert wird. Ohne den Transistor 92, nach dem Ende der Störung und nachdem die Steuerstufe der Halbleiter 23 und die Gleichrichterbrücke ihren normalen Betrieb wiederaufgenommen haben, würde die verhältnismäßig hohe Fehlerspannung am Kondensator 93 einen großen Leitungs- oder Durchsteuerungswinkel für die gesteuerten Gleichrichter 10 und 11 verlangen, wobei die Sammelschienengleichspanniing zu hoch würde. Eine solche unnormal hohe Sammelschienenspannung würde den Motor beschleunigen und könnte die Leistungstransistoren im Wechselrichter 26 beschädigen oder zerstören. Durch Anschalten des Transistors 92 während oder unmittelbar nach der Störung wird der Kondensator 93 entladen, wobei die Fehlerspannung zu Null wird, wenn der Normalbetrieb wiederaufgenommen wird. Dadurch wird nicht nur ein glatter Übergang zum Normalbetrieb gewährleistet, sondern auch der Ausfall von Schaltbausteinen verhindert.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

1 2
den Umrichter zu schützen, kann man den Gleichrichter
Patentansprüche: beim Auftreten von Spannungsstörungen abschalten.
Dann fällt aber die Anordnung außer Betrieb. Um den
!.Schutzschaltungsanordnung für einen eingangs- Ausfall der Anlage bei kurzzeitigen Netzspannungsseitig an Netzwechselspannung angeschlossenen 5 Schwankungen oder Netzspannungsausfall zu verhin-Umrichter mit einem steuerbaren Gleichrichter, ei- dem, ist es auch bekannt (DE-AS 15 13 517) bei solchen nem Gleichspannungs-Zwischenkreis mit einer Spannungsstörungen die Frequenz des Umrichters so Längsdrossel und einem Querkondensator und mit zu vermindern, daß der Motor generatorisch arbeitet einem von dem Gleichspannungs-Zwischenkreis ge- und den Kondensator des Gleichspannungs-Zwischenspeisten, auf eine Last arbeitenden Wechselrichter, 10 kreises auf eine der verminderten Frequenz etwa entweiche Schutzschaltungsanordnung beim Auftreten sprechende Gleichspannung auflädt Die erforderliche von kurzzeitigen Netzspannungsschwankungen Energie wird dabei durch die kinetische Energie des bzw. -ausfällen den Gleichrichter mittels einer Steu- Motors bzw. der angetriebenen Last gedeckt. Bei einer erstufe abschaltet, dadurch gekennzeich- anderen bekannten Schutzschaltungsanordnung (DE-n e t, daß an die Netzwechselspannung (L 1, L 2) ein 15 OS 15 13 532) wird beim Auftreten von Spannungsstö-Filter (37) angeschlossen ist, dessen Eingangsspan- rungen die beim Generatorbetrieb des Wechselstromnung mit dessen Ausgangsspannung in einer Ver- motors erzeugte Energie an einen parallel zum Kondengleichsstufe (67, 68,69) verglichen wird, wobei Ab- sator dei Gleichspannungs-Zwischenkreises geschalteweichungen zwischen diesen beiden Spannungen, ten Bremswiderstand abgegeben,
die nur während des Auftretens der genannten 20 Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe be-Spannungsstörungen meßbar sind, ein Ausgangssi- steht darin, die Schutzschaltungsanordnung der eingnal der Vergleichsstufe (67, 68, 69) auslösen, wel- gangs genannten Art so auszubilden, daß Störungen der ches der Steuerstufe (23) zum Abschalten des Steuer- Netzwechselspannung eine vernachlässigbar kleine baren Gleichrichters (10) während der Zeitdauer der Wirkung auf die Arbeitsweise des Wechselrichters ausgenannten Spannungsstörungen zugeführt ist. 25 üben und den Wechselrichter vor Ausfall und Zerstö-
2. Schutzschaltungsanordnung nach Anspruch 1, rung zu schützen.
dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (37) ein Die genannte Aufgabe ist erfindungsgemäß durch die
Bandfilter ist, welches die Frequenzen über und un- im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 ange-
ter der Grundfrequenz der Netzwechselspannung führten Merkmale gelöst
dämpft 30 Sobald Spannungsstörungen auftreten, ergibt sich am
3. Schutzschaltungsanordnung nach Anspruch 1 Eingang und Ausgang des Filters ein Signalunterschied, oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichs- der zum Erzeugen eines Abschaltsignals für den Gleichstufe einen Summierverstärker (67) aufweist der auf richter verwendet wird. Das Abschalten des Gleichrichdie Differenz zwischen dem Eingangs- und dem Aus- ters erfolgt demnach nur während des Auftretens der gangssignal des Filters (37) anspricht, und Ver- 35 Spannungsstörungen, wobei der Wechselrichterbetrieb gleichsschaltungen (68, 69) an den Ausgang des weiterhin über den im Gleichstrom-Zwischenkreis vor-Summierverstärkers (67) angeschlossen sind, um po- handenen Kondensator weitergeführt wird. Sobaid die sitive oder negative Amplitudenhübe im Ausgangs- Spannungsstörungen verschwunden sind, wird von den signal des Summierverstärkers (67) abzugreifen, sich am Eingang und Ausgang des Filters angleichenden welche vorgegebene minimale Schwollwertpegel 40 Signalen die Steuerstufe für den Gleichrichter wieder
überschreiten. aktiviert und der ursprüngliche Betrieb aufgenommen.
%
4. Schutzschaltungsanordnung nach Anspruch 3, Somit ist der Umrichter wirksam vor Spannungsaus-
|ί dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschal- fällen oder Spannungseinbrüchen geschützt, die meist
[;:' tungen (68,69) einen aufgetasteten Oszillator (82,84, kürzer als eine Vollperiode der Netzwechselspannung
|: 85) ansteuern, an den ein wiederauslösbarer mono- 45 dauern und beispielsweise durch extrem starke Lasten
I'■; stabiler Multivibrator (86) angeschlossen ist, um für verursacht werden, die dem Netz aufgeschaltet werden,
|f den phasengesteuerten Halbleitergleichrichter (10) oder durch in die Netzleitung einschlagende Blitze oder
r;! in Abhängigkeit von Aufheben der genannten Span- Ansprechen einer Blitzschutzvorrichtung. Ferner
'· nungsstörungen ein Abschaltsignal zu erzeugen, das schützt die Anordnung den Wechselrichter vor einem
den Gleichrichter (10) für ein bestimmtes Zeitinter- 50 zu starken Ansteigen der Gleichspannung.
'(■■■ vall nach dem Ende der Spannungsstörungen abge- Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in
H; schaltet hält. den Unteransprüchen gekennzeichnet.
;' Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist nachste-
f hend näher erläutert Die einzige Zeichnung zeigt einen
< 55 Schaltplan eines Umrichters mit einer erfindungsgemä-
t .■:. ßen Schutzschaltungsanordnung.
g Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltungsanord- Die Leitungen L\ und L2 sind an eine normale Einpha-
ij, nung für einen eingangsseitig an Netzwechselspannung sen-Wechselspannungsquelle angeschlossen und liefern
'.f angeschlossenen Umrichter mit den im Oberbegriff des z. B. eine Netzwechselspannung von 60 Hz und 240 V.
Patentanspruchs 1 angeführten Merkmalen. 60 Natürlich kann die Größe der Netzwechselspannung
ι;1 Aus einem steuerbaren Gleichrichter, einem Gleich- jeden Wert in Abhängigkeit von der zu steuernden Last
■ spannungszwischehkreis zur Filterung der Gleichspan- annehmen. Die Wechselspannung wird in einem phasennung und einem Wechselrichter zur Speisung eines gesteuerten Halbleitergleichrichter 10 gleichgerichtet.
■ Wechselstrommotors bestehende Umrichter zur Steue- Der Gleichrichter 10 weist zwei Thyristoren 11 und 12 rung der Drehzahl des Wechselstrommotors sind be- 65 sowie zwei Dioden 14 und 15 auf, die beim Zünden der kannt. Spannungseinbrüche oder ein Ausfall der Netz- Thyristoren durch den Schaltstrom der Steuerstufe 23 wechselspannung können einen Kurzschluß und damit die anliegende Netzwechselspannung gleichrichten und Zerstörung des Wechselrichters zur Folge haben. Um am positiven und negativen Ausgang 16 und 17 eine
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4499534A (en) * 1982-10-12 1985-02-12 Borg-Warner Corporation Control system for controlling an SCR network to regulate three-phase A-C power flow
US4620296A (en) * 1984-11-29 1986-10-28 Dana Corporation Protection system for immunizing a controlled d-c power supply against a-c line voltage interruptions
US4713553A (en) * 1985-10-21 1987-12-15 Motorola Inc. Fast power-fail detector for power supplies with energy hysteresis
US4719555A (en) * 1985-12-19 1988-01-12 Hitachi, Ltd. Electric power control apparatus with first and second fixed time intervals
US4814931A (en) * 1987-01-15 1989-03-21 The B. F. Goodrich Company Apparatus and method for timed-de-icing
ES2038165T3 (es) * 1987-01-15 1993-07-16 The B.F. Goodrich Company Temporizador-controlador de estado solido.
DE3712244A1 (de) * 1987-04-10 1988-10-27 Danfoss As Wechselstromgespeiste gleichrichterschaltung
US4876637A (en) * 1988-03-22 1989-10-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Power converter and method of controlling the same
KR930001548A (ko) * 1991-06-13 1993-01-16 강진구 돌입 전류방지 장치를 갖춘 커패시터 입력형 정류 평활기
US5206801A (en) * 1991-09-18 1993-04-27 Flick John R Ac/dc converter fault detector
JPH0654586A (ja) * 1992-07-28 1994-02-25 Fuji Electric Co Ltd 同期電動機駆動用インバータの瞬停再起動装置
US5287288A (en) * 1992-10-30 1994-02-15 Electric Power Research Institute, Inc. Active power line conditioner with low cost surge protection and fast overload recovery
US5546331A (en) * 1994-03-10 1996-08-13 Robertshaw Controls Company AC line voltage measurement and control
DE4420513A1 (de) * 1994-06-13 1995-12-14 Abb Management Ag Verfahren und Vorrichtung zum Schutz von Sammelschienen
US5552952A (en) * 1994-10-21 1996-09-03 Sundstrand Corporation Detection and isolation circuit for a failed bridge power rectifier and an electrical system employing same
CN1042481C (zh) * 1996-07-02 1999-03-10 曹杰 一种晶闸管移相触发电路和该触发电路与晶闸管的集成模块
DE19919918A1 (de) * 1998-05-01 1999-11-25 Int Rectifier Corp Weichstart-Schaltung zur Steuerung einer Gleichrichterschaltung
US6714429B2 (en) 2001-08-15 2004-03-30 Astec International Limited Active inrush current control for AC to DC converters
US6493245B1 (en) * 2001-08-15 2002-12-10 Astec International Limited Inrush current control for AC to DC converters
US6934169B2 (en) * 2003-04-25 2005-08-23 Abb Oy Method of controlling half-controlled rectifier, and rectifier structure
US20060274468A1 (en) * 2005-06-03 2006-12-07 Phadke Vijay G Active inrush current control using a relay for AC to DC converters
CN101127489B (zh) * 2006-08-18 2010-12-29 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 开关电源
US7937602B2 (en) * 2007-04-02 2011-05-03 International Business Machines Corporation System and method for thresholding system power loss notifications in a data processing system based on current distribution network configuration
US7747900B2 (en) * 2007-04-02 2010-06-29 International Business Machines Corporation Thresholding system power loss notifications in a data processing system based on vital product data
US8190925B2 (en) * 2008-10-02 2012-05-29 International Business Machines Corporation Single shared power domain dynamic load based power loss detection and notification
EP2192681A1 (de) 2008-11-26 2010-06-02 Siemens Aktiengesellschaft Stromverteilungssystem und Verfahren dafür
US20120307537A1 (en) * 2011-05-30 2012-12-06 Stmicroelectronics S.R.L. Rectifier circuit, method for operating the rectifier circuit, and energy harvesting system comprising the rectifier circuit
CN103507658B (zh) * 2012-06-21 2016-01-27 广东高标电子科技有限公司 电动车及其总线控制系统
FR3027472A1 (fr) * 2014-10-17 2016-04-22 St Microelectronics Tours Sas Circuit de redressement controle
US11469015B2 (en) 2020-07-01 2022-10-11 Smart Wires Inc. Protection from and filtering of disturbances for serial connected facts

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1513532A1 (de) * 1965-09-25 1969-12-04 Siemens Ag Verfahren zum Betrieb einer Anordnung zur Steuerung der Drehzahl und Drehrichtung einer Drehfeldmaschine
US3473039A (en) * 1966-02-16 1969-10-14 Burroughs Corp Regulated power system
US3836839A (en) * 1972-11-14 1974-09-17 Tuc Ind Inc Controlled apparatus for silicon controlled rectifiers
US3848175A (en) * 1973-10-24 1974-11-12 Gen Electric Starting inhibit scheme for an hvdc converter
CH593585A5 (de) * 1973-12-13 1977-12-15 Danfoss As
US4042871A (en) * 1975-11-14 1977-08-16 Ecc Corporation Conversion system with overcurrent protection and start-up circuitry
US4027204A (en) * 1976-01-28 1977-05-31 Borg-Warner Corporation Phase failure detection circuit for multi-phase systems
US4139885A (en) * 1977-06-20 1979-02-13 Borg-Warner Corporation Fault protection circuit
US4218728A (en) * 1978-12-18 1980-08-19 General Electric Company Polyphase hybrid rectifying bridge with commutation fault protection
US4315305A (en) * 1979-09-12 1982-02-09 Borg-Warner Corporation Controlled D-C power supply

Also Published As

Publication number Publication date
CA1184244A (en) 1985-03-19
DE3204568A1 (de) 1982-09-09
GB2093282A (en) 1982-08-25
US4376968A (en) 1983-03-15
JPS57151276A (en) 1982-09-18
GB2093282B (en) 1984-08-30

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