DE3142147C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum
Betrieb einer über einen Umrichter mit Gleichspannungszwischenkreis
und Drosselspulen direkt an einem Drehstromnetz angeschlossenen
Last.
Elektrische Lasten, insbesondere Drehfeldmaschinen, z. B. Synchronmaschinen, Schleifringläufermaschinen
oder Kurzschlußläufermaschinen, sind
häufig auf eine Nennspannung von 380 V ausgelegt, da
auch die zur Stromversorgung üblicherweise zur Verfügung
stehenden Drehstromnetze diese Spannung besitzen. Soll
eine derartige Maschine z. B. drehzahlgeregelt betrieben
werden, so wird die Maschine über einen Umrichter an das
Netz angeschlossen, der die Speisefrequenz und -spannung
für die Maschine unabhängig von der Netzfrequenz einzustellen
gestattet. Günstige Verhältnisse mit einem geringen
Oberschwingungsgehalt der Drehzahl oder des Drehmomentes
bei guter Ausnutzung von Maschine und Umrichter
erhält man, wenn die Maschine mit einem gut sinusförmigen
Ausgangsstrom betrieben wird. Ein derartiger oberschwingungsarmer
Ausgangsstrom kann mittels eines Zwischenkreisumrichters
erhalten werden, bei dem einem auf
eine vorgegebene Zwischenkreis-Gleichspannung aufgeladenen
Zwischenkreiskondensator über einen Pulswechselrichter
eine entsprechend pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannung
entnommen wird. Dabei muß aber die Pulswechselrichter-
Eingangsspannung, also die Spannung des Zwischenkreiskondensators,
um mindestens etwa 20% über der
gleichgerichteten Ausgangsspannung liegen.
Da bei üblichen Umrichtern der netzseitige Gleichrichter
eine derartige, gegenüber der gleichgerichteten
Netzspannung überhöhte Zwischenkreisgleichspannung nicht
erzeugt, muß entweder auf die Forderung verzichtet werden,
auch bei maximal zulässiger Anschlußspannung der
Maschine einen gut sinusförmigen Maschinenstrom einzuspeisen,
oder es müssen am Eingangsgleichrichter des
Umrichters andere Maßnahmen ergriffen werden, z. B. kann
über Spartransformatoren die Eingangs-Netzwechselspannung
heraufgesetzt werden. Da derartige Maßnahmen jedoch
aufwendig sind, werden häufig Abweichungen von der Sinusform
des Maschinenstromes - und somit entsprechend höhere
Verluste - in Kauf genommen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, zu ermöglichen, daß
eine über einen Umrichter an ein Netz
angeschlossene Last
im gesamten
zulässigen Spannungsbereich mit einen annähernd
sinusförmigen Eingangsstrom versorgt werden kann.
Diese Aufgabe wird gelöst mit
den Merkmalen des Anspruches 1.
Aus der Zeitschrift ETZ-A 1976, Seite 87 bis 90, ist eine
toleranzbandgeregelte Einphasen-Stromrichterschaltung
bekannt, die aus einem einphasigen Wechselspannungsnetz
einen in der Phasenlage fast beliebig einstellbaren,
nahezu sinusförmigen Strom entnimmt und sekundärseitig
bei konstanter glatter Ausgangsspannung einen in der
Größe steuerbaren Gleichstrom abgibt. Diese Stromrichterschaltung
enthält u. a. eine aus 4 Dioden aufgebaute Einphasen-
Gleichrichterbrücke, wobei jeder Diode ein löschfähiger
Thyristor antiparallel geschaltet ist. Die Schaltung
arbeitet nach dem Prinzip, daß für den Eingangsstrom
eine untere und obere Toleranzgrenze vorgegeben
wird, die in einem festen Abstand um einen sinusförmigen
Stromsollwert liegen, dessen Phasenlage zu der Eingangswechselspannung
fast beliebig vorgegeben werden kann.
Da die Änderungsgeschwindigkeit des Eingangsstromes durch
die Eingangsinduktivitäten und den Schaltzustand der
Thyristoren bestimmt ist, ist es nun möglich, jeweils
beim Erreichen der unteren oder oberen Toleranzgrenze
denjenigen Schaltzustand herzustellen, durch den der
Strom am Verlassen des durch die Toleranzgrenze festgelegten
Toleranzbandes gehindert wird. Dieses Verfahren
ist nur möglich, solange der Scheitelwert der Eingangsspannung
betragsmäßig kleiner als die Ausgangsspannung
ist. Bei der dort vorgesehenen Einphasenschaltung ist
eine Regelung vorgesehen, bei der die Ausgangsgleichspannung
die zu regelnde Größe und die Wirkstromkomponente
des Eingangsstromes die Stellgröße ist.
Gegenüber dieser toleranzbandgeregelten Einphasenschaltung
benutzt die Erfindung eine toleranzbandgeregelte
Dreiphasenschaltung, um eine überhöhte Eingangsspannung
für einen Pulswechselrichter zum Betrieb einer Drehfeldmaschine
zu erhalten. Demnach ist die Drehfeldmaschine
an die Wechselspannungsanschlüsse eines Pulswechselrichters
gelegt, dessen Gleichspannungsanschlüsse an einen
Zwischenkreiskondensator angeschlossen sind. Die Gleichspannung
des Zwischenkreiskondensators ist vorgegeben,
sie wird im allgemeinen auf einen konstanten Wert eingeregelt.
Erfindungsgemäß liegt die Gleichspannung am
Zwischenkreis auf einem Sollwert, der um einiges, z. B.
mindestens etwa 20%, über der gleichgerichteten Netzspannung
liegt. Aufbau und Steuerung eines derartigen
maschinenseitigen Pulswechselrichters, der zum Erzeugen
eines etwa sinusförmigen Stromes die Drehfeldmaschine
mit einer pulsbreitenmodulierten Spannung vorgegebener
Höhe und Frequenz speist, ist z. B. aus der EP 00 13 615 A1 bekannt. Zur Aufladung des Zwischenkreiskondensators
aus dem Netz wird ein netzseitiger
gepulster Stromrichter verwendet, der
z. B. neben noch zu erläuternden Schalteinrichtungen
Dioden enthalten kann.
Der Gleichrichter wird ohne
eine Stromregelung durch Abtasten eines sinusförmigen Spannungssollwertes
mit einer hochfrequenten Tastfrequenz so gesteuert,
daß der Zwischenkreiskondensator auf einen vorgegebenen Gleichspannungssollwert
aufgeladen wird. Weder über den Stellbereich
der Gleichspannung, noch über die Spannungspegel von Motor und
Netz
ist irgendetwas ausgesagt.
Beim erfindungsgemäßen Verfahren wird die aus diesen Ventileinrichtungen
aufgebaute Brückenschaltung verwendet,
um den Strom an jedem netzseitigen Eingang des Umrichters
im Mittel auf einen vorgegebenen Sollwert einzuregeln.
Hierzu wird dem Eingangsstrom jedes Brückenzweiges eine
untere und eine obere Toleranzgrenze vorgegeben. Bei
diesem Brückenzweig wird nun die Schalteinrichtung derjenigen
Ventileinrichtung, die bezüglich der Stromführungsrichtung
des Sollstromes in Diodensperrichtung liegt,
immer bei Erreichen der betragsmäßig kleineren Toleranzgrenze
eingeschaltet. Wie noch erläutert wird, wird dadurch
ein Anstieg des Stromes eingeleitet, so daß bei Erreichen
der anderen (betragsmäßig größeren) Toleranzgrenze
die Schalteinrichtung wieder ausgeschaltet wird. In
dieser Phase werden durch den ansteigenden Strom die Eingangsdrosseln
"aufgeladen". In der anschließenden Phase,
wo bei ausgeschalteter Schalteinrichtung der Strom über
die Dioden als Ladestrom auf den Kondensator weiterfließt,
klingt der Eingangsstrom entsprechend der steigenden Kondensatorspannung
ab und erreicht wieder die untere Toleranzgrenze,
wo der Vorgang wiederholt wird.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist besonders vorteilhaft dann anwendbar,
wenn die vom Umrichter gespeiste Drehfeldmaschine eine Nennspannung aufweist,
welche mit der Nennspannung des den Umrichter speisenden Netzes übereinstimmt.
Das erfindungsgemäße Verfahren und vorteilhafte Weiterbildungen
werden anhand eines Ausführungsbeispieles und
6 Figuren näher erläutert.
Fig. 1 zeigt schematisch eine Anordnung zur Durchführung
des Verfahrens, in den Fig. 2 bis 4 sind die
Stromflußpfade in dem netzseitigen Stromrichter des Umrichters
für verschiedene Polaritäten der Spannung und
des Stromsollwertes einer Eingangsphase gezeigt, Fig. 6
zeigt den Verlauf eines Phasenstromes während des Verfahrens
in dem Fall, daß von dem Zwischenkreisumrichter
reine Wirkleistung aus dem Netz entnommen wird.
Gemäß Fig. 1 sind die Eingänge einer Drehfeldmaschine,
z. B. eines Kurzschlußläufermotors 1, an die Wechselspannungsanschlüsse
eines selbstgeführten, eigengetakteten
Stromrichters 2 angeschlossen, dessen Gleichspannungseingang
die Spannung U d eines Zwischenkreis-Kondensators
3 aufgeschaltet ist. Über die Netzanschlüsse R,
S, T und die Eingangsdrosseln L lädt ein selbstgeführter
netzseitiger Stromrichter 4 den Zwischenkreiskondensator
auf einen vorgegebenen Sollwert U d* für die Zwischenkreis-
Gleichspannung U d auf. Das Netz R, S, T und die
Drehfeldmaschine 1 besitzen jeweils gleiche Nennspannung;
so wird z. B. durch ungesteuerte Gleichrichtung eines entsprechenden
380-V-Drehspannungssystems jeweils eine
Gleichspannung von 513 V erreicht.
Der netzseitige Stromrichter 4 ist aus Ventileinrichtungen
V 1 bis V 6 aufgebaut. Jede Ventileinrichtung ist
schematisch als eine Diode gekennzeichnet, um die Richtung
darzustellen, in der die Ventileinrichtung nach
einer Diodenkennlinie einen ungehinderten Stromfluß zuläßt.
Die Ventileinrichtungen V 1 bis V 6 sind entsprechend
der durch die Dioden angegebenen Stromflußrichtung so
geschaltet, daß eine Dioden-Drehstrombrückenschaltung
entsteht, durch die der Kondensator 3 in der angegebenen
Polarität auf die Spannung U d aufgeladen wird. Parallel
zu den Dioden sind Schalter gezeigt, durch die ein Stromfluß
entgegengesetzt der Diodenrichtung ein- und ausgeschaltet
werden kann. Wie bereits erwähnt, kann als
Schalter z. B. ein abschaltbarer Thyristor oder als gesamte
Ventileinrichtung ein Leistungstransistor mit integrierter
Diode verwendet werden. Zum Ansteuern der Schalter
eines Brückenzweiges werden jeweils von einem Impulsgeber
5 entsprechende Schaltimpulse abgegeben. In Fig. 1
ist nur für die an die Phase R angeschlossenen Ventileinrichtungen
V 1, V 4 eine entsprechende Schaltersteuerung
gezeigt, für die anderen Phasen S und T ist Fig. 1
um entsprechende Elemente zu ergänzen.
Der maschinenseitige Stromrichter 2 kann in der gezeigten
Weise ebenfalls aus derartigen Ventileinrichtungen
aufgebaut sein. Er wird von einer Wechselrichtersteuerung
6 getaktet, wobei im gezeigten Beispiel dieser
Wechselrichtersteuerung ein Sollwert n* für die Maschinendrehzahl
sowie die Istwerte der Maschinen-Phasenströme
zugeführt werden können. Zum Betätigen der Umrichter-
Ventileinrichtungen werden über die Leitung 7 entsprechende
Taktimpulse abgegeben, die den Stromrichter als Pulswechselrichter
betreiben und zu einem symmetrischen
System mit angenähert sinusförmigen Maschinen-Phasenströmen
führen.
Entscheidend bei dem erfindungsgemäßen Verfahren ist,
daß die Zwischenkreisspannung U d auf den Sollwert U d*
geregelt wird, der erheblich über der gleichgerichteten
Nennspannung des Netzes liegt (Regler 8). Hierzu wird,
wie in Fig. 1 nur für die Phase R dargestellt ist, für
den Eingangsstrom jedes Brückenzweiges eine obere Toleranzgrenze
I +* und eine untere Toleranzgrenze I -* vorgegeben.
Dies kann z. B. durch Addition (Additionsstelle 9)
bzw. Subtraktion (Subtraktionsstelle 10) eines fest vorgegebenen
Toleranzabstandes Δ I* von einem durch die
Zwischenkreisspannung-Regelung gebildeten Stromsollwert
I* erreicht werden. Mittels Grenzwertmeldern 11 und 12
wird jeweils das Erreichen der oberen bzw. unteren Toleranzgrenze
an die Schaltersteuerung 5 gemeldet, die daraus
auf die noch zu erläuternde Weise die Signale für
die Betätigung der Schalter in den Ventileinrichtungen
erzeugt.
Der Verlauf der Stromsollwerte wird vorteilhaft sinusförmig
vorgegeben. Bevorzugt wird für die Stromsollwerte
der Phasen R, S, T ein symmetrisches Drehstromsystem
gewählt. Vorteilhaft steht dieses Drehstromsystem der
Sollwerte in einem festen Phasenverhältnis zum Netz-
Drehspannungssystem. Sind insbesondere die beiden
Systeme phasengleich, so wird dem Netz über den gesamten
Umrichter nur Wirkleistung zum Betrieb der Drehfeldmaschine
entnommen. Dazu dient nach Fig. 1 ein auf das
Netz synchronisierter Generator 13, der ein symmetrisches
System von Sinusschwingungen erzeugt. Jede dieser
Sinusschwingungen kann dann mit einem Amplitudenfaktor
multipliziert werden (Multiplizierer 14), der beispielsweise
über den Regler 8 aus der Regelabweichung der Zwischenkreisspannung
gewonnen wird.
Der in Fig. 1 schematisch angedeutete Aufbau für die
Steuerung der Ventileinrichtungen V 1 bis V 6 kann auch auf
die Weise modifiziert werden, wie es in der eingangs
erwähnten FTZ-A beschrieben ist.
In Fig. 2 ist der Fall betrachtet, daß während der
positiven Halbspannung der Phasenspannung U R ein positiver
Sollwert I* vorgegeben ist. Sind alle durch die
Schalter symbolisierten Schalteinrichtungen S 1 bis S 6
der Ventileinrichtungen geöffnet, so fließt gemäß dem
mit I₁ gekennzeichneten Strompfad über die Drossel L R,
die Ventileinrichtung V 4 mit der durch D 4 symbolisierten
Diodenkennlinie, über den Kondensator 3 durch die Ventileinrichtung
V 3 mit der durch D 3 gekennzeichneten
Diodenkennlinie und die Drossel L S (falls die Diode der
Ventileinrichtung V 5 stromführend ist, durch diese
Schalteinrichtung und die Drossel L T) ein Strom I, der
auf natürliche Weise zur Aufladung des Kondensators 3
führt. Mit steigender Kondensatorspannung sinkt der
Strom I und erreicht zum Zeitpunkt t₁ die untere Toleranzgrenze
I -* = I*-Δ I*.
Jetzt wird die Schalteinrichtung S 1 der Ventileinrichtung
V 1 geschlossen, so daß der durch die Drossel L R
fließende Strom I nunmehr entsprechend dem mit I 2 gekennzeichneten
Strompfad über die Schalteinrichtung S 1
und die Ventileinrichtung V 3 mit der durch D 3 gekennzeichneten
Diodenkennlinie und durch die Drossel L S
fließt. Mit Einschalten des Schalters S 1 wird also die
Phase R über diesen Schalter und die Dioden anderer
Ventileinrichtungen kurzgeschlossen, und zwar in dem
gezeigten Fall (U R<0, I*<0) unter Ausschluß des Kondensators
3. Dieser Kurzschluß bewirkt ein Ansteigen
des Stromes I mit der Anstiegsgeschwindigkeit
dI/dt = (U R-U S)/2 L.
Zum Zeitpunkt t₂ wird die obere Toleranzgrenze
I +* = I* + δ I*
erreicht und der Schalter S 1 wieder geöffnet.
Die Drosseln L R und L S erzwingen das Weiterfließen
des Stromes I R, für den sich wieder der mit I₁
gekennzeichnete Strompfad ergibt, der zum Nachladen und
weiteren Aufladen des Kondensators 3 führt. Für den Strom
ergibt sich dabei die Anstiegsgeschwindigkeit
dI/dt = (U R-U S-U d)/2 L,
die negativ ist, da der
Kondensator 3 jetzt bereits über die gleichgerichtete
Netzspannung aufgeladen ist. Der Strom nimmt nun wieder
ab und erreicht bei t₃ die untere Toleranzgrenze, wo ein
neuer Schaltzyklus mit Schließen des Schalters S 1 beginnt.
Die Leitungen und Schaltelemente, die für den Fluß
des Phasenstromes I R nicht benötigt werden, sind in den
Figuren nur gestrichelt angedeutet.
In Fig. 3 sind die Verhältnisse für U R<o und I*<0
dargestellt. Wie sich dabei unmittelbar ergibt, sind
lediglich die Rollen der Ventileinrichtungen V 1 und V 4
bzw. V 3 und V 6 miteinander vertauscht. Zum Zeitpunkt t₁
hat der Strom I R die betragsmäßig kleinere Toleranzgrenze
I +* erreicht und mittels des Schalters S 4 wird die
Phase R mit einer der beiden anderen Phasen (im dargestellten
Fall: der Phase 5) kurzgeschlossen, so daß es
zu einem betragsmäßigen Anstieg des Stromes kommt, bis
zum Zeitpunkt t₂ die betragsmäßig größere Toleranzgrenze
erreicht ist und durch Öffnen des Schalters S 4
der von den Eingangsdrosseln erzwungene Strom zur weiteren
Aufladung auf den Kondensator 3 fließt.
Die Fig. 4 und 5 zeigen den Fig. 2 und 3 entsprechende
Fälle, wobei jedoch jetzt der Sollwert I* des
Stromes entgegengesetzt zur Spannung U R vorgegeben ist.
Wie bereits in den gezeigten Fällen, wird auch hier der
der Phase R zugeordnete Schalter S 1 (für I*<0)
bzw. S 4 (für I*<0) getaktet.
So wird gemäß Fig. 4 zum Zeitpunkt t₁ der Schalter S 1
geschlossen, um die Phase R bei geschlossenem Schalter
S 6 bzw. S 2 mit einem der anderen Phasen kurz zu schließen,
wobei abweichend von Fig. 2 der Kurzschluß unter
Einschluß des Kondensators 3 erfolgt. Da der Kondensator
3 über den Scheitelwert der Netzspannung aufgeladen
ist, ergibt sich eine positive Stromanstiegsgeschwindigkeit
dI/dt = (U R-U S+U d)/2 L,
die trotz der anliegenden
negativen Spannung U R zu einem Anstieg des Stromes
in der Phase R führt. Bei Erreichen der oberen Toleranzgrenze
(Zeitpunkt t₂) wird der Schalter S 1 geöffnet und
der von der Eingangsinduktivität erzwungene Strom fließt
nun entsprechend dem Pfad I₂ über die Diode D₄ der Ventileinrichtung
V 4, den Kondensator 3 und die Diode D 3
der Ventileinrichtung V 3 weiter. Der Strom nimmt nun
entsprechend
dI/dt = (U R-U S-U d)/2 L<0
ab. Während
des Stromanstiegs wird der Kondensator 3, der über
Netzwechselspannung aufgeladen ist, entladen, während
der Stromabnahme wird er teilweise vom Netz, teilweise
über den maschinenseitigen Stromrichter von der Drehfeldmaschine
nachgeladen. Insgesamt wird dabei Wirkleistung
von der Drehfeldmaschine über den Umrichter in das
Netz abgegeben.
Bei dem in Fig. 5 gezeigten Fall (I*<0) wird entsprechend
dem in Fig. 3 gezeigten Fall bei Erreichen der
betragsmäßig kleineren Toleranzgrenze I +* (Zeitpunkt t₁)
der Schalter S 4 geschlossen. Bei geschlossenem Schalter
S 3 wird durch Entladen des Kondensators 3 ein wachsender
negativer Strom ins Netz zurückgespeist, während bei
Erreichen der betragsmäßig größeren Toleranzgrenze I -*
durch Öffnen des Schalters S 4 der von der Eingangsdrossel
erzwungene Strom über die Dioden weiterfließt und
betragsmäßig abnimmt.
In Fig. 6 ist der Verlauf des Stromes I R bei einem Betrieb
der Drehfeldmaschine gezeigt, bei dem praktisch
nur Wirkleistung dem Netz entnommen wird. Hierzu werden
für die oberen Toleranzgrenzen und die unteren Toleranzgrenzen
der Phasenströme Sollwerte vorgegeben, die mit
einem vorzugsweise konstanten, gleichen Toleranzabstand
Δ I* um einen Stromsollwert I* liegen, der in Phase mit
der Phasenspannung U R vorgegeben ist. Während der positiven
Halbschwingung T₁ der Spannung U R wird der Schalter
S 1 der Ventileinrichtung V 1 entsprechend Fig. 2 getaktet,
um den Strom I dieser Phase R innerhalb des Toleranzbandes
zu halten. Dabei fließt der Strom abwechselnd
entsprechend über die Diode D 4 der Ventileinrichtung
V 4 (Abnahme des Stromes) und über die geschlossene
Schalteinrichtung S 1 der Ventileinrichtung V 1 (Zunahme
des Stromes). In der zweiten Halbperiode T 2 von Strom
und Spannung fließt der Strom durch Takten des Schalters
S 4 abwechselnd über S 4 und D 1 entsprechend Fig. 3.
Für die anderen Phasen S und T werden entsprechende Stromsollwerte,
die mit den Phasenspannungen U S, U T in Phase
sind, vorgegeben. Entsprechend werden auch die Schalter
S 3 und S 6 bzw. S 5 und S 2 getaktet. Die einzelnen Ventileinrichtungen
der Brückenschaltung wirken dabei so zusammen,
daß insgesamt ein mit dem Drehspannungssystem
des Netzes synchrones Drehstromsystem erzwungen wird,
also dem Netz Wirkleistung entnommen wird.
Die Amplitude der Ströme wird dabei entsprechend der
Regelabweichung der Zwischenkreis-Gleichspannung U d
jeweils so bestimmt, daß eine konstante, über der gleichgerichteten
Netzspannung liegende Gleichspannung aufrechterhalten
wird.
Soll aus der Drehfeldmaschine Leistung entnommen werden
und als Wirkleistung ans Netz rückgespeist werden, so
wird die Polarität von I* entgegengesetzt zu U R vorgeben
(Fig. 4 und 5). Grundsätzlich lassen sich auch
andere Phasenbeziehungen und somit andere Verschiebungswinkel
zwischen den Grundschwingungen der Phasenspannung
und des Phasenstromes einstellen. So kann z. B. bei fehlender
Last auf der Gleichspannungsseite des netzseitigen
Stromrichters ein rein induktiver oder kapazitiver Netzstrom
mit frei wählbarer Amplitude vorgegeben werden.
Dies kann für eine schnelle Kompensation von Blindlaststößen
vorteilhaft sein. Auch kann bei ausreichend hoher
Schaltfrequenz zum Ausgleich von Oberschwingungsströmen
anderer am Netz liegender Verbraucher ein Oberschwingungsstrom
niederer Ordnungszahl überlagert werden.
Claims (5)
1. Verfahren zum Betrieb einer über einen Umrichter mit Gleichspannungszwischenkreis
(4, 3, 2) und Drosselspulen (L) direkt
an einem Drehstromnetz (R, S, T) angeschlossenen Last, wobei
die in Drehstrombrückenschaltung angeordneten, schaltbaren
Ventileinrichtungen (V 1 bis V 6) eines netzseitigen Stromrichters
(4) im Umrichter, welche in einer Stromführungsrichtung
eine Dioden-Kennlinie aufweisen, einen Zwischenkreis-Kondensator
(3) des Umrichters auf eine vorgegebene Zwischenkreis-
Gleichspannung (U D) aufladen und die Last von einem pulsbreitenmoduliert
betriebenen, lastseitigen Stromrichter (2) im
Umrichter gespeist wird, und wobei zur Einstellung einer über
dem Wert der gleichgerichteten Nennspannung liegenden Zwischenkreis-
Gleichspannung (U D) die Ventileinrichtungen eines jeden
Brückenzweiges (V 1, V 4) des netzseitigen Stromrichters (4)
abhängig von einer unteren und oberen Toleranzgrenze (I -*, I +*)
für den Sollwertverlauf (I*) des Phasenstromes (I R) am Eingang
des jeweiligen Brückenzweiges so gesteuert werden, daß bei
Erreichen (t₁) der betragsmäßig kleineren Toleranzgrenze (I -*)
durch den Phasenstrom (I R) diejenige Ventileinrichtung (V 1) des
Brückenzweiges kurzschlußartig eingeschaltet wird und bis zum
Erreichen (t₂) der anderen Toleranzgrenze (I +*) eingeschaltet
bleibt, bei der bezüglich der aktuellen Richtung des Phasenstromes
(I R) die Dioden-Kennlinie (D 1) in Sperrichtung belastet
ist, und die Amplitude des Sollwertverlaufes (I*) abhängig von
der Abweichung der Zwischenkreis-Gleichspannung (U D) von einem
Sollwert (U D*) geführt wird (Fig. 1 und 2).
2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch übereinstimmende und gleichbleibende Abstände (Δ I*) der
unteren und oberen Toleranzgrenze (I -*, I +*) vom Sollwertverlauf
(I*).
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet
durch sinusförmige Sollwertverläufe (I*) für die Phasenströme
(I R) am Eingang des netzseitigen Stromrichters (4).
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Sollwertverläufe ein symmetrisches
Drehstromsystem bilden.
5. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch ein festes Phasenverhältnis zwischen den Sollwertverläufen
und dem Netzspannungssystem.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813142147 DE3142147A1 (de) | 1981-10-23 | 1981-10-23 | Verfahren zum pulsbreitenmodulierten betrieb einer umrichtergespeisten drehfeldmaschine |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813142147 DE3142147A1 (de) | 1981-10-23 | 1981-10-23 | Verfahren zum pulsbreitenmodulierten betrieb einer umrichtergespeisten drehfeldmaschine |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3142147A1 DE3142147A1 (de) | 1983-05-19 |
DE3142147C2 true DE3142147C2 (de) | 1990-11-29 |
Family
ID=6144728
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813142147 Granted DE3142147A1 (de) | 1981-10-23 | 1981-10-23 | Verfahren zum pulsbreitenmodulierten betrieb einer umrichtergespeisten drehfeldmaschine |
Country Status (1)
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---|---|
DE (1) | DE3142147A1 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10059332A1 (de) * | 2000-11-29 | 2002-06-13 | Siemens Ag | Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen bei einem an einem Umrichter mit Spannungszwischenkreis betriebenen elektrischen Motor durch transformatorisch eingekoppelten Dämpfungswiderstand sowie korrespondierender elektrischer Motor |
DE10064817A1 (de) * | 2000-12-22 | 2002-07-11 | Siemens Ag | Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen bei einem an einem Umrichter mit Spannungszwischenkreis betriebenen elektrischen Motor durch erhöhte Verlusterzeugung im Bereich kritischer Eigenfrequenzen |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
-
1981
- 1981-10-23 DE DE19813142147 patent/DE3142147A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3142147A1 (de) | 1983-05-19 |
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