DE3101102C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Aus der DE-OS 23 23 826 ist ein solcher Wechselrichter mit einem Speicher bekannt, in welchem für jeden auftre­ tenden Betriebszustand Zünd- und Löschzeitpunkte fest einprogrammiert sind. Eine Steuerschaltung dieses Wechselrichters besitzt eine Zähleinrichtung, welcher Zählimpuls mit einem der Frequenz der Ausgangswechselspannung proportionalen Zähltakt zugeführt werden. Der Zählerstand entspricht somit der Phase des Ausgangssignals des Wechselrichters. Der Zählerstand wird zur Erzeugung eines Adressensignals herangezogen, um bestimmte gespeicherte Daten des vorgegebenen Musters im Speicher abzurufen. Diese Daten legen dann die Ein- und Ausschaltzeitpunkte des Wechselrichters fest. In dem Speicher sind mehrere Datenmuster in jeweils eigenen Speicherbereichen aufgezeichnet, und entsprechend der Amplitude der Gleichstrom-Eingangsspannung oder der Wechselstrom-Ausgangsspannung des Wechselrichters wird jeweils eines dieser Muster aufgerufen; mit diesem auf­ gerufenen Muster wird dann die Amplitude der vom Wechselrichter erzeugten Ausgangsspannung gesteuert. Die gespeicherten Steuerdaten werden vorher mittels einer Fourieranalyse berechnet, wobei es darauf ankommt, den Oberwellengehalt in der Ausgangsspannung des Wechselrichters möglichst gering zu halten.

Ein anderer Wechselrichter ist durch die DE-OS 28 23 933 bekannt. Dort ist eine Steuerung eines Ein- oder Mehr­ phasen-Wechselrichters nach einem Pulsverfahren beschrieben, bei dem durch einen Sollwertgeber der zeitliche Verlauf des magnetischen Flusses durch einen induktiven Verbraucher als bandförmige Sinusschwingung variabler Frequenz und konstanter Amplitude vorgegeben und der jeweilige Fluß-Istwert durch Integration der Ausgangsspannung des Pulswechselrichters gebildet wird. Regel­ abweichungen der Flußmomentanwerte werden mittels eines Zweipunktreglers als Steuersignale für den Wechselrichter verwendet. Damit soll eine Steuerung eines Wechselrichters erhalten werden, mit der durch die Ausgangsspannung des Wechselrichters an einem induktiven Verbraucher ein magnetischer Fluß konstanter Amplitude erzeugt wird, wobei die Sollwert-Vorgabe für die Ausgangsspannung vereinfacht wird und Änderungen der den Wechselrichter speisenden Gleichspannung in ihrer Wirkung auf die Ausgangsspannung eliminiert sind.

Schließlich beschreibt die US-PS 36 49 902 einen Wechselrichter mit Pulsbreitenmodulation, wobei jeweils die Wellenform der gewünschten Wechselspannung mit einem Schieberegister in Einzelabschnitte unterteilt wird. Die Amplitude jedes Abschnitts wird über einen Zähler und eine Logikschaltung in einen Impuls entsprechender Breite umgewandelt. Das Schieberegister und der Zähler sind so geschaltet, daß sie Taktimpulse entsprechend der Frequenz des Wechselspannungs-Ausgangssignals erhalten, wodurch die Ein- und Ausschaltzeitpunkte des Wechselrichters bestimmt werden.

Als Ausgangsspannung eines Wechselrichters ist oft eine Sinuswelle gewünscht. Zur Verbesserung des Verlaufs der Ausgangs­ spannung sind bereits verschiedene Wege untersucht worden. Bei einem Wechselrichter zur Lieferung einer Ausgangs­ wechselspannung von einer Gleichspannung konstaner Größe erfolgt die Steuerung des Verlaufs der Ausgangsspannung typischerweise durch Pulsbreitenmodulation (PBM), aus welcher eine Sinuswellen-Ausgangsspannung erhalten wird. Die Fig. 1A bis 1C veranschaulichen Wellenformen zur Erläuterung des Prinzips der nach PBM erhaltenen Sinuswelle. Gemäß Fig. 1A wird ein Bezugsspannungssignal SR1 mit Sinuswellenform mit einem Trägersignal CW einer Dreiecks­ wellenform verglichen. Als Ergebnis wird gemäß Fig. 1B entsprechend der positiven Halbwelle des Bezugssignals SR1 ein EIN- bzw. Durchschaltsignal erhalten, das einer in einer Hauptschaltung des Wechselrichters enthaltenen Schaltereinrichtung eingespeist wird, um eine positive Spannung zwischen Lastklemmen des Wechselrichters anzulegen. Ebenso wird gemäß Fig. 1C entsprechend der negativen Halbwelle des Bezugssignals SR1 ein EIN- bzw. Durchschaltsignal geliefert, das zur Anlegung einer negativen Spannung zwischen den Lastklemmen des Wechselrichters an die Schaltereinrichtung angelegt wird. Durch Ansteuerung der Schaltereinrichtung der Hauptschaltung des Wechselrichters mit den Durchschaltsignalen gemäß Fig. 1B und 1C wird eine in Fig. 1D schraffiert dargestellte, pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannung erhalten, die einer Sinuswellenspannung SR2 äquivalent ist. Mit anderen Worten: Die Sinuswellenspannung SR2 wird nach Maßgabe des Sinuswellen-Bezugsspannungssignals SR1 als Ausgangsspannung des Wechselrichters geliefert.

Bei den bekannten Wechselrichtern zur Lieferung der modulierten Sinuswelle ist es, wie erwähnt, allgemein üblich, das Bezugsspannungssignal SR1 mit Sinuswellenform mit dem Drei­ eckswellen-Trägersignal CW zu vergleichen. Da hierbei das Bezugsspannungssignal SR1 in Sinuswellenform durch Multiplizieren einer Sinuswelleneinheit mit der Größe des Spannungsbefehlswerts abgeleitet werden muß, ist ein Multi­ plizieroperator erforderlich. Wenn weiterhin die Frequenz des Dreieckswellen-Trägersignals CW konstant gehalten wird, verkleinert sich das Verhältnis von Trägerwellenfrequenz zu Ausgangsspannungsfrequenz. Infolgedessen wird der Ausgangs­ spannungsfrequenz eine Schwebefrequenz überlagert. Zur Vermeidung dieser Probleme müssen die Ausgangsspannungsfrequenz und die Trägersignalfrequenz miteinander synchronisiert werden. Wenn zudem die Ausgangsspannungsfrequenz innerhalb eines weiten Bereichs geregelt bzw. gesteuert wird, müssen erstere und die Trägerwellenfrequenz in Abhängigkeit voneinander geregelt bzw. gesteuert werden. Aus diesem Grund ist das Modulieren der Sinuswelle SR1 durch Vergleich des Sinus-Bezugsspannungssignals mit der Dreiecks­ trägerwelle insofern nachteilig, als der Aufbau des Wechselrichters außerordentlich komplex wird. Weiterhin ist es dabei schwierig, eine zufriedenstellende Ausgangswellenform, d. h. eine solche hoher Genauigkeit, zu erzielen, was auf den durch den Aufbau der Steuerschaltung bedingten Ein­ schränkungen beruht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wechselrichter der eingangs genannten Art mit einfacher Steuerschaltung zu schaffen, bei dem die Kurvenform der Ausgangs­ spannung verbessert ist und das Verhältnis von Ausgangsspannung zu Ausgangsfrequenz konstant bleibt.

Diese Aufgabe wird durch einen Wechselrichter mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Es wird ein Wechselrichter als Spannungsquelle geschaffen, welcher mit einfach aufgebauter Steuerschaltung ein Ausgangssignal mit variabler Spannung und variabler Frequenz erzeugt, wobei jedoch das Spannungs/Frequenz-Verhältnis konstant gehalten wird. Wird beispielsweise ein Wechselstrom­ motor mit unterschiedlichen Drehzahlen betrieben, ist hierzu generell ein Wechselrichter erforderlich, der ein Ausgangssignal mit konstantem Spannungs/Frequenz-Verhältnis liefert und so die Dichte des Magnetflusses konstant hält. Die besondere Wirkung und der Vorteil des erfindungs­ gemäßen Wechselrichters kommt deshalb bei der Anwendung eines solchen Wechselstrommotors besonders zur Geltung.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Bei dem erfindungsgemäßen Wechselrichter ist die Steuerschaltung einfach ausgebildet, die Genauigkeit des Verlaufs der Ausgangsspannung ist verbessert, und es kann eine Ausgangswechselspannung mit dem gewünschten Verlauf ohne weiteres erhalten werden.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsformen erläutert. Es zeigt

Fig. 1A bis 1D graphische Darstellungen von Wellenformen zur Verdeutlichung des Prinzips der Puls­ breitenmodulation,

Fig. 2 eine graphische Darstellung von Sinuswellenkurven zur Erläuterung der Spannungs-Zeit-Integrations­ größen,

Fig. 3 ein Schaltbild eines Wechselrichters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 4A bis 4H graphische Darstellungen von Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Ausführungsform nach Fig. 3,

Fig. 5A und 5B Schaltbilder einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 6 ein Schaltbild einer der Pulsbreitenmodulationsschaltungen gemäß Fig. 5B.

Vor der Beschreibung einer ersten Ausführungsform der Erfindung sei zunächst das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip anhand von Fig. 2 erläutert. Im allgemeinen läßt sich eine augenblickliche Spannungsgröße e₀ einer Sinuswellenspannung mit einer Effektivgröße V₀ und einer Frequenz f₀ durch folgende Gleichung (1) ausdrücken:

Die integrierte Größe S der Spannung, bezogen auf Zeit, von einem elektrischen Winkel R (t=o) bis zu einem elekrischen Winkel R

läßt sich durch folgende Gleichung (2) ausdrücken:

Da V₀ und f₀, wie erwähnt, ein festes Verhältnis K besitzen, läßt sich S durch folgende Gleichung (3) ausdrücken:

In diesem Zusammenhang ist die Größe S als "Spannungs-Zeit-Integrationsgröße" definiert. Aus Gleichung (3) geht hervor, daß sich die Spannung-Zeit-Integrationsgröße als Funktion des elektrischen Winkels G unabhängig von der Spannung V₀ und der Frequenz f₀ darstellen läßt.

Fig. 2A veranschaulicht die Wellenform einer Periode einer Sinuswelle hoher Spannung V₁ und hoher Frequenz f₁, während Fig. 23 die Wellenform einer Periode einer Sinuswelle niedriger Spannung V₂ und niedriger Frequenz f₂ zeigt. Die schraffierten Flächen S₁ und S₂, welche die Spannung-Zeit-Integrationsgröße für denselben elektrischen Winkel R angeben, sind dabei jeweils gleich. Wenn somit eine Sinuswellen-Ausgangsspannung mit konstantem Verhältnis V/f von einer an die Hauptschal­ tung des Wechselrichters angeschlossenen Konstantgleichspannugsquelle durch Ein- und Ausschalten der in der Hauptschaltung enthaltenen Schaltereinrichtung abgeleitet wird, kann von der Hauptschaltung eine Ausgangswechselspannung der gewünschten Wellenform erhalten werden, indem die Ein/- Aus-Betätigung der Schaltereinrichtung mittels einer vorbestimmten Spannungs-Zeit-Integrationsgröße gesteuert wird, die einem elektrischen Winkel R der Ausgangsspannungs-Wellenform entspricht. Der Grundgedanke der Erfindung liegt nun in der Steuerung oder Regelung des Verlaufs der Ausgangsspannung des Wechselrichters nach dem vorstehend umrissenen Prinzip. Genauer gesagt: die Ein/Aus-Betätigung der Schaltereinrichtung der Hauptschaltung wird so gesteuert, daß eine vorbestimmte Spannung-Zeit-Integrationsgröße entsprechend dem elektrischen Winkel R der Ausgangsspannungs-Wellenform des Wechselrichters erhalten wird. Insbesondere ist eine Pulsbreitenmodulations-Steuereinrichtung zum Vergleichen der Spannung-Zeit-Integrationsgrößen vorhanden.

Im folgenden ist eine Ausführungsform der Erfindung anhand von Fig. 3 erläutert, die eine Hauptschaltung und eine Steuerschaltung zur Ableitung einer Einzelphasen-Sinuswellenspannung zeigt. Bei der Hauptschaltung sind vier Halbleiter- Schalter, jeweils bestehend aus einem Transistor und einer zu diesem entgegengesetzt parallelgeschalteten Diode, zwischen den Sammelschienen einer Stromquelle Ed zu einer Brückenschaltung geschaltet. Eine Last Z₁ ist über Lastklemmen c und d zwischen Ausgangsklemmen a und b dieser Brückenschaltung geschaltet. Im Fall einer der Halbleiter- Schalter sind ein Transistor T₁₁ und eine Diode D₁₁ parallelgeschaltet, wobei die Polarität der Diode D₁₁ der­ jenigen des Transistors T₁₁ entgegengesetzt ist. Die anderen Halbleiter-Schalter (T₁₂, D₁₂; T₂1, D₂₁ und T₂₂, D₂₂) besitzen denselben Aufbau. In der Steuerschaltung bedeuten f_R eine der Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichters proportionale Frequenzbezugsspannung (Analogspannung), 1 einer Spannung/Frequenz- bzw. V/F-Wandler zur Lieferung einer Impulsreihe mf_R mit einer der Frequenzbezugsspannung f_R proportionalen Frequenz und 2 einen Zähler zum Zählen der Impulse der Impulsreihe mf_R und zur Erzeugung eines den elektrischen Winkel R angebenden Ausgangssignals. Weiterhin sind vorgesehen ein Rückstellsignalgenerator 3 zur Lieferung eines Rückstellsignals R bei einem elektrischen Winkel R von 180°, ein Flip-Flop 4, das jedesmal dann durch das Rückstellsignal R, wenn der elektrische Winkel R 180° erreicht, bzw. bei jeder Halbperiode der Wechselspannung invertiert wird, ein Funktionsgenerator 5 zur Lieferung eines Signals (1-cos R) (Fig. 5) entsprechend dem elektrischen Winkel R, ein Zeit- oder Taktzähler 6 zum Zählen von Taktimpulsen f_C während der Durchschaltzeitspanne der Schaltereinrichtung der Hauptschaltung, ein Komparator 7 zum Vergleichen des Ausgangssignals des Funktionsgenerators 5 mit dem Ausgangssignal des Zählers 6 sowie ein UND-Glied 8 zur Ableitung logischer UND-Signale der Taktimpulse f_C aus dem Ausgangssignal des Komparators 7 zwecks Lieferung eines Ausgangs­ signals zum Taktzähler 6. Ein Ausgangssignal Q des Flip- Flops 4 wird als das eine Eingangssignal zu einem UND-Glied 9 geliefert, und das Ausgangssignal des Komparators 7 wird dem UND-Glied 9 als das andere Eingangssignal zugeführt. Ein Ausgangssignal des Flip-Flops wird als das eine Ein­ gangssignal einem UND-Glied 10 zugeführt, dessen anderes Eingangssignal durch das Ausgangssignal des Komparators 7 gebildet wird. Das Ausgangssignal des UND-Glieds 9 wird an die Gate-Elektrode des Transistors T₁₁ über einen nicht­ invertierenden Verstärker 11 und außerdem an die Gate-Elektrode des Transisitors T₁₂ über einen invertierenden Ver­ stärker 13 angelegt. Das Ausgangssignal des UND-Glieds 10 wird über einen nicht-invertierenden Verstärker 12 der Gate- Elekrode des Transistors T₂₁ und außerdem über einen invertierenden Verstärker 14 der Gate-Elektrode des Tran­ sistors T₂₂ geführt.

Da der V/F-Wandler 1 eine der Frequenzbezugsspannung f_R proportionale Impulsreihe mf_R liefert, zeigt bei Zählung der Impulszahl durch den Zähler 2 dessen Inhalt oder Zählstand den elektrischen Winkel R zu einem vorgegebenen Zeitpunkt an. Wenn die Impulszahl der Impulsreihe mf_R z. B. 360 beträgt und damit einer Periode der Ausgangswechselspannng entspricht, gibt der Inhalt des Zählers 2 unmittelbar den elektrischen Winkel der Ausgangsspannung in Grad an. Der Rückstellsignalgenerator 3 überwacht ständig den Inhalt oder Zählstand des Zählers 2; er erzeugt jedesmal dann einen Rückstellimpuls R, wenn der elektrische Winkel R=180°C erreicht, wobei durch den Rückstellimpuls R das Flip-Flop 4 invertiert wird und die Zähler 2 und 6 rückgestellt werden. Der Zähler 2 wird somit bei jeweils 180° rückgestellt, so daß er unter Heranziehung dieses Rückstellzeitpunkts als Bezugspunkt ein für den elektrischen Winkel R repräsentatives Signal abgibt. Da das Flip-Flop 4 bei jeweils 180° des elektrischen Winkels R invertiert wird, zeigt die Kombination aus den Ausgangssignalen Q und an, ob das Ausgangssignal des Wechselrichters eine positive oder eine negative Halbperiode ist. Der Funktionsgenerator 5 empfängt ein für den elektrischen Winkel R stehendes Signal, und er liefert ein Signal für die integrierte Größe (1-cosR). Die Größe (1-cos R) ist ein der Spannungs-Zeit-Integrationsgröße von 0 bis R pro­ portionales Signal, wenn die Ausgangswellenform des Wechselrichters durch sin R dargestellt wird, wobei diese Signalgröße (1-cos R) das Bezugssignal für die Spannung-Zeit-Integrationsgröße darstellt. Das UND-Glied 8 ist während der Zeitspanne geöffnet, in welcher das Aus­ gangssignal des Komparators 7 (wie noch näher erläutert werden wird) "1" beträgt, d. h. der Schalter der Hauptschaltung ist geschlossen und an der Last Z₁ liegt eine Gleichspannung Ed an. Der Taktzähler 6 wird somit bei R=180° rückgestellt, um die Taktimpulse f_C zu zählen, während das UND-Glied 8 durchgeschaltet bzw. aktiviert ist. Der Inhalt des Takt­ zählers 6 stellt die Summe ΣΔt_on der Zeit dar, während welcher die Gleichspannung Ed vom Zeitpunkt entsprechend R=0 aus an die Last angelegt wird. Diese Summe ΣΔt_on wird zu einem Rückkopplungssignal für das Signal (1-cos R), das für eine Spannung-Zeit-Integrationsgröße repräsentativ ist.

Da das Verhältnis V/f zwischen der Ausgangsspannung des Wechselrichters und der Frequenz festgelegt ist, wird das zu vergleichende Bezugssignal zu (1-cos R), und das Rückkopplungssignal wird zu ΣΔt_on, wobei Δt eine Ab­ tastperiode, dargestellt durch 1/f_C, und Δt_on eine Abtastperiode, in welcher die Spannung Ed an die Last Z₁ angelegt wird, bedeuten. Der Komparator liefert im im Fall von (1-cos R)<ΣΔt_on eine "1" und im Fall von (1-cosR)≦ΣΔt_on eine "0". Wenn der Ausgangszustand des Flip-Flops 4 ist, daß ist, daß Q="1" und ="0" gilt, ist die Ausgangsspannung des Wechslrichters die positive Halbperiode. Unter diesen Bedingungen sind der Transistor T₂₁ gesperrt und der Transistor T₂₂ durchgeschaltet, und die Klemme b der Last Z₁ ist mit der negativen bzw. bzw. Minusklemme der Gleichspannungsquelle Ed verbunden. Wenn das Ausgangssignal des Komparators 7 unter diesen Be­ dingungen zu einer "1" wird, sind der Transistor T₁₁ durch­ geschaltet und der Transistor T₁₂ gesperrt, und die Plusklemme der Gleichspannungsquelle Ed ist mit der Klemme c der Last verbunden. Infolgedessen liegt die Gleichspannung Ed an der Last Z₁ an. Wenn das Ausgangssignal des Komparators 7 eine "0" ist, sind der Transistor T₁₁ gesperrt und der Transistor T₁₂ durchgeschaltet, und die Lastklemmen c und d sind kurzgeschlossen, so daß die Gleichspannung Ed nicht an der Last Z₁ anliegt. Eine ähnliche symmetrische Ein/Aus-Steuerung erfolgt entsprechend dem Ausgangszustand des Komparators 7, und die pulsbreitenmodulierte Wechselspannung wird den Lastklemmen c und d während der negativen Halbperiode der Lastspannung aufgeprägt, wenn der Ausgangszustand des Flip-Flops 4 so ist, daß Q="0" und ="1" gelten.

Die Fig. 4A bis 4H zeigen die Wellenformen an jedem Teil von Fig. 3 für den Fall der Lieferung der größten Frequenz­ bezugsspannung f_R. In diesem Fall wird die maximale bzw. größte Ausgangsspannung durch die Beziehung V/f=const. geliefert. Fig. 4A veranschaulicht die Wellenform von (1-cosR), welche dem Ausgangssignal des Funktionsgenerators 5, d. h. der Spannung-Zeit-Integrationsgröße proportional ist. Fig. 4B zeigt den Zeitverlauf ΣΔt_on entsprechend dem elektrischen Winkel R des Inhalts des Taktzählers 6. Der Zähler 6 spannt die Taktimpulse f_C, so daß ΣΔt_on während einer Zeitspanne ansteigt, in welcher die Beziehung (1-cos R)<ΣΔt_on gilt, und er hält die Größe von ΣΔt_on während einer Zeitspanne, in welcher die Beziehung (1-cosR)≦ΣΔt_on besteht. Fig. 4C veranschaulicht die Ausgangspegel des Komparators 7 entsprechend einem vorgegebenen elektrischen Winkel R. Die Fig. 4d bis 4G verdeutlichen die an die Gate-Elektroden der betreffenden Transistoren T₁₁, T₁₂, T₂₁ und T₂₂ angelegten Gate- Signale. Die zwischen die Klemmen c und d der Last Z₁ anliegende, pulsbreitenmodulierte Spannung ist durch die schraffierten Flächen in Fig. 4H dargestellt. Die Mittel­ wertspannung des schraffierten Teils ist einer durch die gestrichelte Linie dargestellten Sinuswelle äquivalent und durch Ed sin R angegeben.

Der Zeit- oder Taktzähler 6 zählt die Taktimpulse f_C, um der Bezugsspannung-Zeit-Integrationsgröße (1-cos R) nachzufolgen, und seine Nachfolgegenauigkeit entspricht ± . Die Nachfolgegenauigkeit des Zählers 6 erhöht sich also mit zunehmender Frequenz der Taktimpulse f_C, und die Aus­ gangsspannungswellenform des Wechselrichters als Mittelwertspannung nähert sich einer Sinuswelle an.

Im folgenden ist eine andere Ausführungsform der Erfindung in Anwendung auf einen Dreiphasen-Wechselrichter anhand der Fig. 5A, 5B und 6 beschrieben. Fig. 5A veranschaulicht die Hauptschaltung eines typischen Dreiphasen-Wechselrichters mit Schalttransistoren. Dabei werden sechs Schalter durch Transistoren T₁₁, T₁₂, T₂₁, T₂₂, T₃₁ und T₃₂ sowie Dioden D₁₁, D₁₂, D₂₁, D₂₂, D₃₁ und D₃₂ gebildet. Diese Schalter sind über eine Last Z₃ zwischen die Sammelschienen der Gleichspannungsquelle Ed geschaltet. Die Last Z₃ ist eine Dreiphasenlast mit Lasteinheiten U, V und W, wobei die jeweiligen Lastklemmen auf die in Fig. 5A dargestellte Weise mit den sechs Schaltern verbunden sind. Dreiphasen-Wechselspannungen werden durch Steuerung der an die Klemme der Lasteinheit U anzulegenden Spannung durch Steuerung des Durchschalt/Sperrbetriebs der Transistoren T₁₁ und T₁₂, durch Steuerung der an die Klemme der Lasteinheit V anzulegenden Spannung durch Steuerung des Durchschalt/Sperrbetriebs der Transistoren T₂₁ und T₂₂ mit 120°-Phasenverschiebung und durch Steuerung der an die Klemme der Lasteinheit W anzulegenden Spannung durch Steuerung des Durchschalt/Sperrbetriebs der Transistoren T₃₁ und T₃₂ weiterer 120°- Phasenverschiebung erhalten.

Fig. 5B ist ein Blockschaltbild der Steuerschaltung zur Ansteuerung der Hauptschaltung gemäß Fig. 5A. In Fig. 5B ist mit f_R die Frequenzbezugsspannung (analog) bezeichnet, die der Frequenz des Ausgangssignals des Wechselrichters proportional ist. Die Schaltung von Fig. 5B umfaßt einen V/F- Wandler 101 zur Lieferung einer Impulsreihe mf_R mit einer der Bezugsspannung f_R proportionalen Frequenz, einen Zähler 102 zum Zählen der Impulse deer Impulsreihe mf_R und zur Lieferung eines Signals, so oft der elektrische Winkel 60° beträgt, d. h. zur Erzeugung von sechs Signalen 6f_RS pro Periode, einen sechsstufigen Ringzähler 103 zu Erzeugung von sechs Signalen A bis F pro Periode sowie Pulsbreitenmodulatoren 104-106, deren Aufbau später anhand von Fig. 6 noch näher erläutert werden wird. Nicht-invertierende Verstärker 111-113 und invertierende Verstärker 114-116 sind auf die in Fig. 5B dargestellte Weise an die Pulsbreiten­ modulatoren 104-106 angeschlossen. Die Ausgangssignale der nicht-invertierenden Verstärker 111, 112 und 113 werden den Gate-Elektroden der Transistoren T₁₁, T₂₁ bzw. T₃₁ aufgeprägt, während die Ausgangssignale der invertierenden Verstärker 114, 115 und 116 an die Gate-Elektroden der Transistoren T₁₂, T₂₂ bzw. T₃₂ angelegt werden.

Die der Frequenzbezugsspannung f_R proportionale Impulsreihe wird vom V/F-Wandler 101 abgegeben, und der Zähler 102 zählt diese Impulse zur Erzeugung von 6f_R Impulsen bei jedem elektrischen 60°-Winkel. Diese Impulse 6f_R werden dem sechsstufigen Ringzähler 103 als Eingangssignal zugeführt, dessen Ausgangssignale A-F um jeweils 60° des elektrischen Winkels verschoben sind. Wenn die Anstiegsflanke des Ausgangssignals A den Beginn der positiven Spannungsperiode der Phase U darstellt, steigen das Ausgangssignal B zu Beginn der negativen Spannungsperiode der Phase W, das Ausgangssignal C zu Beginn der positiven Spannungsperiode der Phase V, das Ausgangssignal D zu Beginn der negativen Spannungsperiode der Phase U, das Ausgangssignal E zu Beginn der positiven Spannungsperiode der Phase W und das Ausgangs­ signal F zu Beginn der negativen Spannungsperiode der Phase V an. Mit 104, 105 und 106 sind Pulsbreitenmodulations- bzw. PBM-Schaltungen für jeweils eine Phase bezeichnet, und die Einzelheiten der PBM-Schaltung für die Phase U sind in Fig. 6 dargestellt.

Gemäß Fig. 6 werden die Signale A und D einem Rückstell­ impulsgenerator 121 über Eingangsklemmen x₁ und x₂ und ein ODER-Glied 127 zugeführt. Der Rückstellimpulsgenerator 121 liefert einen Rückstellimpuls R zu Zählern 122 und 124. Das Ausgangssignal des V/F-Wandlers 101 wird über eine Eingangsklemme P₁ dem Zähler 122 zugeführt, dessen Ausgangssignal wiederum einem Funktionsgenerator 123 eingespeist wird. Die Taktimpulse f_C werden dem Zähler 124 über einen Eingangsklemme p₂ und ein UND-Glied 128 zugeführt. Die Ausgangssignale des Funktionsgenerators 123 und des Zählers 124 werden einem Komparator 125 eingespeist, dessen Ausgangssignal als Rückkopplungssignal zum UND- Glied 128 sowie zu einem UND-Glied 129 und einem invertierenden Verstärker 131 geliefert wird. Die Signale A und D werden der Setzklemme S und der Rückstellklemme R eines Flip-Flops 126 aufgeprägt, dessen Ausgangssignal Q dem UND-Glied 129 eingespeist wird, während sein Ausgangs­ signal einem UND-Glied 130 eingegeben wird. Das Aus­ gangssignal des invertierenden Verstärkers 131 wird dem UND-Glied 130 als dessen anderes Eingangssignal zugeführt. Die Ausgangssignale der UND-Glieder 129 und 130 werden einem ODER-Glied 132 eingespeist, dessen Ausgangssignal Y dem nicht-invertierenden Verstärker 111 und dem invertierenden Verstärker 114 gemäß Fig. 5B zugeführt wird. Die PBM-Schaltungen 105 und 106 besitzen einen ähnlichen Aufbau, so daß sich ihre nähere Beschreibung erübrigt.

Wenn dem ODER-Glied 127 beide Signale A und D zugeführt werden, bewirkt der Rückstellimpuls R vom Rückstellimpuls­ generator 121 eine Rückstellung der Zähler 122 und 124. Da die Impulsreihe mf_R mit einer der Frequenzbezugsspannung f_R proportionalen Frequenz der Eingangsklemme p₁ zugeführt wird, gibt der Inhalt des Zählers 122 den elektrischen Winkel R der U-Phasenspannung an. Der Funktionsgenerator 123 liefert ein Signal von (1-cos R), das der Spannung- Zeit-Integrationsgröße entsprechend dem Eingangssignal R proportional ist, und schickt dieses Signal zum Komparator 125. Der Zähler 124 zählt die Taktimpulse f_C, um den Komparator 125 mit der Taktzählgröße ΣΔt_on während der Zeitspanne zu beschicken, während welcher die Gleichspannung Ed an der Phase U anliegt. Der Komparator 125 gibt im Falle von (1-cos R)<ΣΔt_on eine "1" und im Fall von (1-cos R)≦ ΣΔt_on eine "0" ab. Das Ausgangssignal (PBM-Signal) des Komparators 125 ist in Verbindung mit Fig. 4C bereits erläutert worden. Das Ausgangssignal des Komparators 125 wird umgeordnet, und der Ein/Aus- bzw. Durchschalt/ Sperrbetrieb der Transistoren T₁₁ und T₁₂ (Fig. 5A) wird durch eine Logikschaltung gesteuert, und das Flip- Flop 126 zur Abgabe der die Polarität der U-Phasenspannung bezeichnenden Signale Q und , den invertierenden Ver­ stärker 131, die UND-Glieder 129 und 130, das ODER-Glied 132, den nicht-invertierenden Verstärker 111 und den invertierenden Verstärker 114 umfaßt. Infolgedessen wird die pulsbreitenmodulierte Spannung der Phase U zugeführt. Soweit es die Phase U allein betrifft, entspricht die Arbeitsweise derjenigen beim vorher beschriebenen Einzelphasen-Wechselrichter. Bezüglich der Phasen V und W ist die Arbeitsweise im wesentlichen dieselbe wie bei der Phase U, nur mit dem Unterschied, daß der PBM-Schaltung 105 für die Phase V Signale C und F, die gegenüber den Signalen a bzw. D um 120° verschoben bzw. versetzt sind, und der PBM-Schaltung 106 für die Phase W Signale E und B, die gegenüber den Signalen C bzw. F um 120° verschoben sind, zugeführt werden. Die Hauptschaltung gemäß Fig. 5A liefert eine Ausgangsspannung in Form einer pulsbreitenmodulierten Dreiphasen-Sinuswelle.

Die beschriebenen Funktionsgeneratoren 5 und 123 können Festwertspeicher (ROMs) sein; sie vermögen eine Steuerung mit hoher Genauigkeit zu gewährleisten, weil alle Umsetzer­ schaltungen durch Digitalschaltungen ersetzt werden können. Obgleich die Ausgangsspannung vorstehend aus Gründen der Erläuterung als Sinuswelle angegeben ist, kann wahlweise eine Ausgangsspannung mit jeder beliebigen anderen Wellenform erhalten werden. Dies läßt sich dadurch erreichen, daß die Spannungs-Zeit-Integrationsgröße der gewünschten Wellenform im Funktionsgenerator gespeichet wird. Zur Verbesserung der Genauigkeit der Ausgangsspannungs-Wellenform braucht lediglich die Frequenz der Taktimpulse zur Verkürzung der Abtastperiode erhöht zu werden, während die Steuerschaltung keiner Abwandlung bedarf.

Claims (6)

1. Wechselrichter in vollgesteuerter Brückenschaltung mit steuerbaren Halbleiterschaltern zwischen einer Gleich­ spannungsquelle (Ed) und einer Last (Z₁; Z₃), mit einer Steuerschaltung für die steuerbaren Halbleiter­ schalter, um durch Pulsbreitenmodulation eine Wechselspannung mit einer gewünschten Frequenz und einer gewünschten Sinuswellenform an die Last zu liefern, und einem Funktionsgenerator (5; 123), einem Komparator (7; 125) und zwei Zählern (2, 6; 122, 124),
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Zähler (2; 122) zur Zählung der Impulse einer Impulsfolge (mf_R) vorgesehen ist, deren Frequenz der gewünscshten Frequenz der Wechselspannung proportional ist, wobei der erste Zähler (2; 122) ein den elektrischen Winkel R der Wechselspannung darstellendes Ausgangs­ signal abgibt,
daß dem ersten Zähler (2; 122) der Funktionsgenerator (5; 123) zu Bildung eines ersten Signals, nämlich 1-cos R, nachgeschaltet ist,
daß der zweite Zähler (6; 124) ein zweites Signal (ΣΔt_on) abgibt und über ein erstes UND-Gatter (8; 128) Taktimpulse (f_C) zählt,
daß der Komparator (7; 125) das erste Signal mit dem zweiten Signal vergleicht und ein "1"-Signal abgibt, wenn das erste Signal größer als das zweite ist, und ein "0"-Signal abgibt, wenn das erste Signal kleiner oder gleich dem zweiten Signal ist,
daß mit dem Ausgang des Komparators (7; 125) einerseits weitere UND-Gatter (9, 10; 129, 130) zur Steuerung des Ein-Aus-Betriebs der steuerbaren Halbleiterschalter und andererseits der freie Eingang des ersten UND-Gatters (8; 128) verbunden sind, und
daß ein Rückstellsignal (3; 121) vorgesehen ist, der ein Rückstellsignal (R) für den ersten Zähler (2; 122), den zweiten Zähler (6; 124) sowie für eine Schaltstufe (4), die über die weiteren UND-Gatter (9, 10; 129, 130) die steuerbaren Halbleiterschalter für die folgende Sinushalbwelle entgegengesetzer Polarität ansteuert, abgibt, wenn der erste Zähler (2; 122) einen Winkel R=180° eL erreicht )Fig. 3; 5A, 5B, 6).

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Funktionsgenerator (5; 123) einen Festwertspeicher (ROM) aufweist.

3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (Z₁) eine Einphasenlast ist (Fig. 3).

4. Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltstufe als Flip-Flop (4) ausgebildet ist, dessen einer Ausgang (Q) mit einem der weiteren UND-Gatter (9) und dessen anderer invertierter Ausgang mit einem anderen der weiteren UND- Gatter (10) verbunden ist, wobei der jeweils verbleibende Eingang der beiden weiteren UND-Gatter (9, 10) mit dem Ausgang des Komparators (7) verbunden ist, und daß zwischen den weiteren UND-Gattern (9, 10) und den steuerbaren Halb­ leiterschaltern Verstärker (11, 12) und Umkehrverstärker (13, 14) vorgesehen sind (Fig. 3).

5. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2 zur Verwendung bei einer Dreiphasenlast, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten Zähler (102) ein sechsstufiger Ringzähler (103) nachgeschaltet ist, an den je Phase ein Flip-Flop (126) angeschlossen ist, dessen einer Ausgang (Q) mit einem der weiteren UND-Gatter (129) und dessen anderer invertierter Ausgang mit einem anderen der weiteren UND-Gatter (130) verbunden ist, wobei der jeweils verbleibende Eingang der beiden weiteren UND-Gatter (129, 130) mit dem Ausgang des Komparators (125) direkt oder über ein Invertierglied (131) verbunden ist, und daß zwischen den weiteren UND-Gattern (129, 130) und den steuerbaren Halbleiterschaltern der betreffenden Phase ein Verstärker (111) und ein Umkehrverstärker (114) vorgesehen sind (Fig. 5B, 6).

6. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Impulsfolge (mf_R), deren Frequenz der gewünschten Frequenz der Wechselspannung proportional ist, ein Spannungs/Frequenz-Umsetzer (1; 101) vorgesehen ist, dem eine Bezugsspannung (f_R) zugeführt ist, deren Größe der gewünschten Frequenz der Wechselspannung proportional ist (Fig. 3, Fig. 5B)