CH654153A5

CH654153A5 - Elektrischer umformer.

Info

Publication number: CH654153A5
Application number: CH455/81A
Authority: CH
Inventors: Kenichi Otsuka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co
Priority date: 1980-01-25
Filing date: 1981-01-23
Publication date: 1986-01-31
Also published as: JPS6115669B2; DE3101102A1; DE3101102C2; US4325112A; JPS56107788A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen elektrischen Umformer, der eine Hauptschaltung als Schalteinrichtung, die mit einer Last und mit den Anschlussleitungen einer Gleichstromquelle verbunden ist, und eine Steuerschaltung aufweist, die den Ein-Aus-Betrieb dieser Schalteinrichtung zum Ausgeben einer Wechselspannung mit einer wählbaren Frequenz und einer wählbaren Wellenform an die Lastanschlüsse steuert.

Die Wellenform der Ausgangsspannung des Umformers ist mit Ausnahme von speziellen Fällen vorzugsweise eine Sinuswelle. Verschiedene konventionelle Mittel zur Verbesserung der Wellenform der Ausgangsspannung wurden entwickelt und werden verwendet. Zur Erzeugung einer Ausgangs-Wechsel-spannung aus einer Gleichspannung mit konstantem Wert mit einem Umformer, ist zur Steuerung der Wellenform der Ausgangsspannung eine Methode bekannt, die als Puls-Längen-Methode (PWM) bezeichnet wird und nach welcher eine Sinuswelle als Ausgangsspannung erhalten wird, die PuIs-Längen-modu-liert ist. Die Figuren 1A bis IC sind Darstellungen von Wellenformen zur Erklärung des Prinzips zur Erhaltung der modulierten Sinuswelle durch die konventionelle Puls-Längen-Methode. In der Fig. 1A wird eine Referenzspannung SRI mit sinusförmiger Wellenform mit einem Trägersignal CW mit Dreieck-Wellenform verglichen. Als Ergebnis wird ein EIN-Signal in Übereinstimmung mit einer positiven Halbwelle des Referenzsignals SRI erhalten, wie in Fig. 1B dargestellt, wobei dieses EIN-Signal dazu bestimmt wird, den Schalteinrichtungen in einer Hauptschaltung des Inverters zugeführt zu werden,-um zwischen den Lastanschlüssen des Inverters eine positive Spannung erscheinen zu lassen. Entsprechend wird ein EIN-Signal in Übereinstimmung mit der negativen Halbwelle des Referenzsignals SR; erhalten, wie in Fig. IC dargestellt wird, wobei dieses Ein-Signal dazu bestimmt ist, den Schalteinrichtungen zugeführt zu werden, um zwischen den Lastanschlüssen des Umformers eine negative Spannung zu erzeugen. Eine Puls-Längen-modulierte Ausgangsspannung wird, wie in Fig. 1D schraffiert dargestellt, durch Steuerung der Schalteinrichtungen der Hauptschaltung des Umformers durch die Ein-Signale, wie in Fig. I.B und IC dargestellt, erhalten'. Diese modulierte Ausgangsspannung ist mit einer sinusförmigen Spannung SR2 équivalent. Mit anderen Worten wird die sinusförmige Spannung SR2 in Übereinstimmung mit dem sinusförmigen Referenzspannungssignal SRI als Ausgangsspannung des Umformers erhalten.

Bei den herkömmlichen Lösungen zur Erhaltung der modulierten Sinuswelle, ist es üblich, das Referenzspannungssignal SRI mit sinusförmiger Wellenform mit dem Trägersignal CW mit Dreieck-Wellenform zu vergleichen, wie dies bereits beschrieben wurde. Da zur Erzeugung des Referenzspannungssi-, gnals SRI mit sinusförmiger Wellenform nötig ist, die Einheits-Sinuswelle mit der Höhe des Spannungsanweisungswertes zu multiplizieren, wird durch diese Methode ein Multiplizierer erforderlich. Wird die Frequenz des Trägersignals CW mit Dreieck-Wellenform konstant gehalten, so verkleinert sich das Verhältnis der Trägerwellen-Frequenz zur Ausgangsspannungsfrequenz in gleichem Masse wie die Frequenz der Ausgangsspannung erhöht wird. Als Folge davon wird eine Schwebungsfre-quenz auf der Ausgangsspannungsfrequenz überlagert. Um solche Probleme zu verhindern, müssen die Ausgangsspannungsfrequenz und die Trägersignalfrequenz synchronisiert werden. Falls die Ausgangsspannungsfrequenz innerhalb eines grossen Bereiches gesteuert wird, so müssen die Ausgangsspannungsfrequenz und die Trägerwellenfrequenz in Beziehung zueinander gesteuert werden. Demzufolge hat die Methode zur Modulation der Sinuswelle SRI durch Vergleich des sinusförmigen Referenzspannungssignals mit der Dreieck-förmigen Trägerwelle den Nachteil, dass der Aufbau des Umformers extrem kompliziert wird. Des weiteren ist es schwierig eine befriedigende Ausgangs5

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wellenform zu erhalten, d.h. eine Ausgangswellenform guter Genauigkeit gemäss den durch den Aufbau der Steuerschaltung auferlegten Grenzen.

Demgemäss ist das das Ziel der vorliegenden Erfindung, einen elektrischen Umformer zu schaffen, bei welchem die Steuerschaltung einfach ist, die Genauigkeit der Wellenform der Ausgangsspannung verbessert ist und das Verhältnis der Ausgangsspannung zu der Ausgangsfrequenz konstant gehalten wird.

Dieses Ziel wird durch einen elektrischen Umformer mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1 erreicht.

Bei dem erfindungsgemässen Umformer kann die Steuer- ' Schaltung einfach ausgelegt werden, die Genauigkeit der Wech-selspannungs-Wellenform kann-verbessert werden und eine Ausgangs-Wechselspannung mit einer vorbestimmten Wellenform kann einfach erhalten werden.

Im folgenden werden anhand der beiliegenden Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben. Darin zeigen:

Fig. 1A bis 1D Wellenformen, die das Prinzip der herkömmlichen Puls-Längen-Modulationssteuerung darstellen,

Fig. 2 Sinuswellen zur Erklärung des Spannungs-Zeit-Inte-grationswertes,

Fig. 3 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,

Fig. 4A bis 4H Darstellungen von Wellenformen zur Erklärung der Funktion des Ausführungsbeispieles gemäss Fig. 3,

Fig. 5A und 5B Schaltbilder eines anderen Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung, und

Fig. 6 ein Schaltbild eines der Puls-Längen-Modulations-schaltungen, die in Fig. 5B dargestellt sind.

Bevor ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben wird, wird anhand der Fig. 2 das Prinzip der vorliegenden Erfindung erläutert. Allgemein kann ein momentaner Spannungswert eo einer sinusförmigen Spannung mit dem Effektivwert V0 und der Frequenz fo durch die folgende Gleichung (1) dargestellt werden:

eo

V2V0 sin 27ifot

(1)

Der Integrationswert S der Spannung in bezug auf die Zeit zwischen einem Phasenwinkel 0 (t = 0) und einem Phasenwin-0

kel 0 (t = ) kann durch die folgende Gleichung (2) darge-

27lfo stellt werden:

fe

\ (V2V0 si In

>0

Vìvo

27tfo sin 27ifut)dt

(1 - cos 0)

(2)

Da Vo und fö ein konstantes Verhältnis K aufweisen, wie dies beschrieben wurde, kann S durch die Gleichung (3) dargestellt werden:

\/~2K

S = (1 - cos 0)

2n

(3)

In dieser Form wird der Wert S als «Spannungs-Zeit-Inte-grationswert» definiert. Aus der Gleichung (3) kann entnommen werden, dass der Spannungs-Zeit-Integrationswert als Funktion des Phasenwinkels 0 unabhängig von der Spannung Vo und der Frequenz fo dargestellt werden kann.

Die Fig. 2 (A) zeigt die Wellenform eines Zyklus einer Sinuswelle, einer hohen Spannung Vi und einer hohen Frequenz fi. Fig. 2 (B) zeigt die. Wellenform eines Zyklus einer Sinuswelle mit einer niedrigen Spannung V2 und einer niedrigen Frequenz f2. Die schraffierten Felder Si und S2, die den Spannungs-Zeit-Integrationswert für den gleichen Phasenwinkel 0 darstellen, 5 sind gleich. Deshalb kann, wenn eine sinusförmige Ausgangsspannung mit konstantem V/f-Verhältnis aus einer konstanten Gleichstromquelle, die mit der Hauptschaltung des Umformers verbunden ist, mittels Öffnen und Schliessen der Schalteinrichtungen in der Hauptschaltung erzeugt wird, eine Wechsel-Aus-10 gangsspannung mit einer gewünschten Wellenform von der . Hauptschaltung erhalten werden, indem der Ein-Aus-Betrieb der Schalteinrichtung mittels eines vorbestimmten Spannungs-Zeit-Integrationswertes gesteuert wird, welcher einem Phasenwinkel 0 der Ausgangsspannungs-Wellenform entspricht. Der 15 Kern der vorliegenden Erfindung besteht in der Steuerung der Ausgangsspannungs-Wellenform des Umformers, basierend auf dem oben beschriebenen Prinzip. Eingehend beschrieben wird, wie der Ein-Aus-Betrieb der Schalteinrichtung der Hauptschaltung, zur Erzeugung eines vorbestimmten Spannungs-Zeit-Inte-20 grationswertes, entsprechend dem Phasenwinkel 0 der Aus-gangsspannungs-Wellenform des Umformers gesteuert wird. Mit anderen Worten diese Erfindung weist PWM-Steuereinrich-tungen zum Vergleich der Spannungs-Zeit-Integrationswerte auf.

25 Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezug auf die Fig. 3 beschrieben.- Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel, welches eine Hauptschaltung und eine Steuerschaltung zur Erzeugung einer einphasigen sinusförmigen Spannung aufweist. Die Hauptschaltung ist so aufgebaut, dass vier 30 Halbleiterschalter, wobei jeder aus einem Transistor und einer in Sperrichtung geschalteten Diode parallel zum Transistor besteht, in Form einer Brückenschaltung zwischen die Anschlüsse der Stromquelle Ed geschaltet sind. Eine Last Zi ist zwischen die Ausgangsanschlüsse a und b dieser Brückenschaltung über 35 die Lastanschlüsse c und d[ geschaltet. Ein Halbleiterschalter besteht z.B. aus dem Transistor Tu und der Diode Du, die parallel geschaltet sind, wobei die Polarität der Diode Du umgekehrt zu jener des Transistors Tu verläuft. Die anderen Halbleiterschalter (T12, D'12), (T21, D21) und (T22, D22) sind gleich geschal-40 tet, so dass ihre Beschreibung hier ausgelassen wird. In der Steuerschaltung bezeichnet fR eine Frequenz-Referenzspannung (analoge Spannung), deren Frequenz zu der Frequenz der Ausgangsspannung des Umformers proportional ist, die Nummer 1 bezeichnet einen Spannungs-Frequenzkonverter (im folgenden 45 als V/F-Konverter bezeichnet) zur Erzeugung einer Impulsfolge mfR mit einer Frequenz, die proportional zur Referenzspannung fR ist und die Nummer 2 ist ein Zähler zur Zählung der Impulse der Impulsfolge mfR und zur Erzeugung eines Ausgangssignals das den Phasenwinkel 0 darstellt. Die Nummer 3 50 bezeichnet einen Rücksetzsignal-Generator zur Erzeugung eines Rücksetzsignals R, falls der Phasenwinkel 0 180° beträgt, die Nummer 4 ist ein Flip-Flop, das durch das Rücksetzsignal R jedesmal, wenn der Phasenwinkel 0 180° beträgt, gekippt wird, d.h. ein Flip-Flop, das bei jeder Halbwelle der Wechselspan-55 nung gekippt wird, die Nummer 5 ist ein Funktionsgenerator zur Erzeugung eines Signals, das (1 - cos 0) (Fig. 3) entspricht, entsprechend dem Phasenwinkel 0, die Nummer 6 ist ein Zeit-Zähler zur Zählung des Taktimpulses fc, während der Zeit, in welcher die Schalteinrichtungen der Hauptschaltung eingeschal-60 tet sind, die Nummer 7 ist ein Komparator zum Vergleich des Ausgangssignals des Funktionsgenerators 5 mit dem Ausgangssignal des Zählers 6 und die Nummer 8 ist ein UND-Gatter zur Erzeugung eines UND-Signals aus dem Taktimpuls fc und dem Ausgangssignal des Komparators 7, um dieses Ausgangssignal 65 dem Zeitzähler 6 zuzuführen. Ein Ausgangssignal Q des Flip-Flop wird einem Eingang eines UND-Gatters 9 zugeführt, und das Ausgangssignal des Vergleichers 7 wird einem anderen Eingang des UND-Gatters 9 zugeführt. Ein Ausgang Q des Flip-

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Flop wird einem Eingang eines UND-Gatters 10 zugeführt, und das Ausgangssignal des Komparators 7 wird dem anderen Eingang des UND-Gatters 10 zugeführt. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 9 wird über einen nichtinvertierenden Verstärker 11 der Basis des Transistors Tu zugeführt, dieses Signal wird ebenfalls über einen invertierenden Verstärker 13 der Basis des Transistors T12 zugeführt. Das Ausgangssignal des UND-Gat-ters 10 wird über einen nichtinvertierenden Verstärker 12 der Basis des Transistors T21 zugeführt und wird über einen invertierenden Verstärker 14 dem Transistors T22 zugeführt.

Da der V/F-Konverter 1 die zur Referenz-Wechselspannung fR proportionale Impulsfolge mfR erzeugt, wenn die Impulszahl mittels des Zählers 2 gezählt wird, zeigt der Inhalt des Zählers 2 den Phasenwinkel 0 zu einer gegebenen Zeit an. Falls die Impulsanzahl der Impulsfolge mfR z.B. 360 beträgt (360 entspricht einer Periode der Wechsel-Ausgangsspannung), so zeigt der Inhalt des Zählers 2 direkt den Phasenwinkel dër Ausgangsspannung in Graden an. Der Rücksetzsignal-Generator 3 überwacht den Inhalt des Zählers 2 dauernd; er erzeugt jedesmal, wenn der Phasenwinkel 0 180° wird, einen Rücksetzimpuls R, um das Flip-Flop 4 zu kippen und um die Zähler 2 und 6 zurückzusetzen. Demzufolge wird der Zähler 2 alle 180° zurückgesetzt und gibt ein Ausgangssignal ab, das dem Phasenwinkel 0 entspricht, indem diese Rücksetzzeit als Referenz verwendet wird. Da das Flip-Flop 4 alle 180° des Phasenwinkels 0 gekippt wird, zeigt die Kombination der Ausgangssignale Q und Q an, ob am Ausgang des Umformers eine positive Halbwelle oder eine negative Halbwelle ansteht. Der Funktionsgenerator 5 empfängt ein Signal, das dem Phasenwinkel 0 entspricht und gibt ein Signal ab, das dem Integrationswert (1 - cos 0) von 0 = 0 bis 0 = 0 (Fig. 2) entspricht. Dieser Wert (1 - cos 0) ist ein Signal, das proportional zum Spannungs-Zëit-Integrationswert von 0 = 0 bis 0 = 0 verläuft, falls die Ausgangsspannungs-Wellenform des Umformers durch sin 0 dargestellt wird und dieser Signalwert (1 cos - 0) ist das Referenzsignal für den Spannungs-Zeit-Integra-tionswert.

Da das Verhältnis V/f der Ausgangsspannung des Umformers zu der Frequenz konstant ist, wird das Referenzsignal, das verglichen wird, Ed (1 - cos 0) und das Rückkoppelungssignal wird EdEAtein, wobei At eine Abtastperiode darstellt, die 1/fc entspricht und Atem entspricht einer Abtastperiode, bei welcher die Spannung Ed an die Last Zi angelegt wird. Der Komparator gibt ein «1»-Signal ab, falls Ed (1 - cos 0) >Ed£Ate;n; und ergibt ein Ausgangssignal «0» ab, falls Ed (1 - cos 0) ^EdEAtei„ ist. Falls die Ausgangsbedingung des Flip-Flop 4 so ist, dass Q = «1» und Q" = «0» ist, so ist die Ausgangsspannung des Umformers in der positiven Halbwelle. Unter dieser Bedingung ist der Transistor T21 gesperrt, der Transistor T22 ist geöffnet und der Anschluss b der Last Zi ist mit dem negativen Anschluss der Gleichstromquelle Ed verbunden. Wenn unter dieser Bedingung das Ausgangssignal des Komparators 7 «1» wird, so ist der Transistor Tu geöffnet, der Transistor T12 geschlossen und der positive Anschluss der Gleichspannungsquelle ist mit dem Anschlüsse der Last verbunden. Die Gleichspannung Ed wird demzufolge der Last Zi zugeführt. Wenn das Ausgangssignal des Komparators 7 «0» wird, so ist der Transistor Tu gesperrt, der Transistor T12 geöffnet und die Lastanschlüsse c und d sind kurzgeschlossen, so dass die Gleichspannung Ed nicht an der Last Zi anliegt. Eine gleichartige symmetrische Ein-Aus-Steue-rung wird entsprechend dem Ausgangszustand des Komparators 7 ausgeführt, wenn der Ausgangssignalzustand des Flip-Flop 4 Q = «0» und Q = «1» ist und die Puls-Längen-modulierte Wechselspannung liegt zwischen den Lastanschlüssen £ und d während der negativen Halb welle der Lastspannung an.

Die Figuren 4A bis 4H zeigen Wellenformen jedes Abschnittes der Fig. 3, falls das Maximum der Referenz-Wechselspan-nung fR anliegt. In diesem Falle wird die maximale Ausgangsspannung von der Bedingung V/f = konstant abgeleitet. Die Fig. 4 zeigt die Wellenform (1 - cos 0) proportional zum Ausgangssignal des Funktionsgenerators 5, d.h. den Spannungs-Zeit-Integrationswert. Fig. 4B zeigt den zeitlichen Abfall EAtein, der dem Phasenwinkel 0 als Inhalt des Zeitzählers 6 entspricht. Der Zähler 6 zählt die Taktimpulse fc während der Zeitperiode, in welcher die Bedingung (1 - cos 0)>£Atein erfüllt ist, so dass EAtein während dieser Periode ansteigt und der Wert S Atein wird während einer Zeitperiode, in welcher die Bedingung (1 - cos 0)^2Ateîn erfüllt ist, gehalten. Fig. 4C zeigt die Ausgangssignal-Pegel des Komparators 7, die mit einem vorgegebenen Phasenwinkel 0 übereinstimmen. Figuren 4D bis 4G zeigen die Steuersignale, die den entsprechernden Basen der Transistoren Tu, T12, T21 und T22 zugeleitet werden. Die Puls-breiten-modulierte Spannung, die zwischen den Anschlüssen c_ und d der Last Zi ansteht, ist durch die schraffierte Fläche in der Fig. 4H dargestellt. Die mittlere Spannung des schraffierten Teiles ist gleich der Sinuswelle, die durch die strichlierte Linie dargestellt ist und ED sin 0 entspricht.

Der Zeitzähler 6 zählt die Taktimpulse fc, um dem Refe-renz-Spannungs-Zeit-Integrationswert (1 - cos 0) zu folgen, wo-

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bei seine Folgegenauigkeit ±—wird. Demzufolge wird die Fol-

fc gegenauigkeit des Zählers 6 verbessert, wenn die Frequenz des Taktimpulses fc grösser gemacht wird und die Ausgangsspan-nungsquellenform des Umformers nähert sich als durchschnittliche Spannung einer Sinuswelle.

Ein anderes Ausführungsbeispiel, bei welchem die vorliegende Erfindung auf einen Drehstromumformer angewandt wird, wird mit Bezug auf die Figuren 5A, 5B und 6 beschrieben. Die Fig. 5A zeigt die Hauptschaltung eines typischen Drehstromumformers, der Schalttransistoren aufweist. Sechs Schalter sind mittels der Transistoren Tu, T12, T21, T22, T31 und T32 sowie den Dioden Du, D12, D21, D22, D31 und D32 gebildet. Diese Schalter sind über eine Last zwischen die Anschlussleitungen einer Gleichstromquelle Ed geschaltet. Eine Last Z3 ist eine Drehstromlast, die die Lasten U, V und W aufweist, wobei die entsprechenden Lastanschlüsse mit den sechs Schaltern in der Weise verbunden sind, wie die Figur zeigt. Drehstromspannungen werden durch die Steuerung der Spannung erhalten, die an die Anschlüsse der Last U durch Steuerung des Ein-Aus-Betrie-bes der Transistoren Tu und T12 angelegt wird, indem die Spannung, die an die Anschlüsse der Last V anzulegen ist, durch Steuerung des Ein-Aus-Betriebes der Transistoren T21 und T22 mit 120° Phasenverschiebung gesteuert wird und indem die Spannung, die an die Anschlüsse der Last W anzulegen ist, durch Steuerung des Ein-Aus-Betriebes der Transistoren T31 und T32 mit einer weiteren Phasenverschiebung von 120° gesteuert wird. Fig. 5B ist ein Blockschaltbild der Steuerschaltung zur Steuerung der Hauptschaltung gemäss Fig. 5A. Bezugnehmend auf Fig. 5B, stellt fR die Referenzspannung (analog) dar, welche proportional zur Frequenz des Ausgangssignals des Umformers ist. Die Nummer 101 bezeichnet einen V/F-Konverter zur Erzeugung einer Impulsfolge mfR mit einer Frequenz, die proportional der Referenz-Spannung fR ist, 102 bezeichnet einen Zähler zum Zählen der Impulse der Impulsfolge mfR und zur Erzeugung eines Signals, immer dann, wenn der Phasenwinkel 60° beträgt, d.h. zur Erzeugung von sechs Signalen, 6fRs, pro Periode. Die Nummer 103 bezeichnet einen 6stufigen Ringzähler zur Erzeugung von sechs Signalen A bis F pro Periode. Nummern 104 bis 106 sind Puls-Breiten-Modulatoren, die mit Bezug auf die Fig. 6 später eingehender beschrieben werden. Die Nummern 111 bis 113 bezeichnen nichtinvertierende Verstärker und 114 bis 116 bezeichnen invertierende Verstärker, welche mit den Puls-Breiten-Modulatoren (PWM) 104 bis 106 in der Weise verbunden sind, wie die Figur zeigt. Die Ausgangssignale der nichtinvertierenden Verstärker 111, 112 und 113

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werden den Basen der Transistoren Tu, T21 und T31 zugeführt und die Ausgangssignale der invertierenden Verstärker 114, 115 und 116 werden den Basen der Transistoren T12, T22 und T32 zugeführt.

Die Impulsfolge der Impulse, die proportional zur Referenz-Wechselspannung f» sind, werden vom V/F-Konverter 101 erzeugt und der Zähler 102 zählt diese Impulse und erzeugt 6fR-Impulse alle 60° der Phase. Diese Impulse 6fR werden als Eingangssignale dem 6stufigen Ringzähler 103 zugeführt. Die Ausgangssignale bei den Ausgängen A, B, C, D, E und F sind um je 60° in der Phase verschoben. Wenn die Anstiegsflanke des Ausgangssignals A den Beginn der positiven Periode der U-Phase darstellt, so steigt das Ausgangssignal B bei Beginn der negativen Periode der W-Phase an, das Ausgangssignal C steigt bei Beginn der positiven Periode der V-Phase an, das Ausgangssignal D steigt bei Beginn der negativen Periode der U-Phase an, das Ausgangssignal E steigt bei Beginn der positiven Periode der W-Phase an und das Ausgangssignal F steigt bei Beginn der negativen Periode der V-Phase an. Die Nummern 104, 105 und 106 sind PWM (Puls-Längen-Modulation)-Schal-tungen für die einzelnen Phasen, wobei die Einzelheiten der PWM-Schaltungen der U-Phase in der Fig. 6 dargestellt sind.

Bezugnehmend auf die Fig. 6 werden die Signale A und D einem Rücksetzimpuls-Generator 121 über die Eingangsanschlüsse xi und X2 und an eine ODER-Schaltung 127 zugeführt. Ein Rücksetzimpuls R vom Rücksetzimpuls-Generator 121 wird iden Zählern 122 und 124 zugeführt. Die Ausgangssignalé des V/F-Konverters 101 werden dem Zähler 122 über einen Ein-gangsanschluss pi zugeführt und das Ausgangssignal des Zählers 122 wird dem Funktionsgenerator 123 zugeführt. Die Takt-impuise fc werden dem Zähler 124 über einen Eingangsan-schluss p2 und einem UND-Gatter 128 zugeführt. Die Ausgangssignale des Funktionsgenerators 123 und des Zählers 124 werden dem Komparator 125 zugeführt, und das Ausgangssignal des Komparators 125 wird als Rückkoppelungssignäl dem UND-Gatter 128 wie auch dem UND-Gatter 129 und an einen invertierenden Verstärker 131 zugeführt. Die Signale A und D werden dem Setzeingang S bzw. dem Rücksetzeingang R eines Flip-Flop 126 zugeführt. Ein Ausgangssignal Q dieses Flip-Flop wird an den Eingang des UND-Gatters 129 angelegt und ein Ausgangssignal Q wird an den Eingang eines UND-Gatters 130 angelegt. Das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers 131 wird dem anderen Eingang des UND-Gatters 130 zugeführt. Die Ausgangssignale der UND-Gatter 129 und 130 werden an die Eingänge eines ODER-Gatters 132 zugeleitet und der Ausgang Y dieses ODER-Gatters ist mit dem nichtinvertierenden Verstärker 111 und dem invertierenden Verstärker 114, wie in Fig. 5B gezeigt, verbunden. Die PWM-Schaltungen 105 und 106 sind in gleicher Art und Weise aufgebaut, so dass ihre Beschreibung ausgelassen wird.

Falls eines der Signale A und D der ODER-Schaltung 127

zugeführt wird, so setzt der Rücksetzimpuls R vom Rücksetzimpuls-Generator 121 die Zähler 122 und 124 zurück. Da die Impulsfolge mfR mit einer Frequenz, die proportional zur Grösse der Referenz-Spannung fR ist, dem Eingangsanschluss pi zuge-5 führt wird, entsprechen die Inhalte des Zählers 122 dem Phasenwinkel 8 der U-Phase. Der Funktionsgenerator 123 gibt ein Ausgangssignal (1 - cos 0) proportional zum Spannungs-Zeit-Integrationswert, entsprechend dem Eingang 0, ab und versorgt damit den Komparator 125. Der Zähler 124 zählt die Taktim-10 pulse fc, um dem Komparator 125 den Zeitzählwert SAtejn für die Periode, während welcher die Gleichspannung ED der U-Phase zugeleitet wird, zu versorgen. Der Komparator 125 weist ein Ausgangssignal «1» auf, falls (1 - cos 0) >£AtCin ist und ein «0» auf, falls (1 - cos 0)gEAtem ist, wie dies schon im Zu-15 sammenhanng mit der Fig. 3 beschrieben wurde. Das Ausgangssignal (PWM-Signal) des Komparators 125 wurde schon mit Bezug auf die Fig. 4C beschrieben. Das Ausgangssignal des Komparators 125 (Fig. 4C) wird umgruppiert und der Ein-Aus-Betrieb der Transistoren Tu und T12 (Fig. 5A) wird durch eine 20 Logikschaltung gesteuert, die die Flip-Flop-Schaltung 126 ein-schliesst, um die Signale Q und Q, die die Polarität der U-Pha-senspannung bestimmen, zu erzeugen und den invertierenden Verstärker 131, die UND-Gatter 129 und 130, die ODER-Schaltung 132, den nichtinvertierenden Verstärker 111 und den inver-25 tierenden Verstärker 114 aufweist. Als Folge davon wird die Pulsbreiten-modulierte Spannung der U-Phase zugeführt. Der Betrieb ist gleich wie im Falle des Ein-Phasen-Umformers, der oben beschrieben wird, sofern die U-Phase allein betroffen ist. Der Betrieb für die V- und W-Phase ist im wesentlichen diesel-30 be wie im Falle der U-Phase, mit Ausnahme, dass die Signale C und F, welche um 120°.von den Signalen A bzw. D phasenverschoben sind, zu den V-Phasen PWM-Schaltungen 105 zugeführt werden, und die Signale E und B, welche um 120° gegenüber den Signalen C bzw. F in ihrer Phase verschoben sind, 35 werden der W-Phasen PWM-Schaltung 106 zugeführt. Eine Ausgangsspannung einer Pulslängen-modulierten Drehstrom-Sinuswelle wird von der Hauptschaltung gemäss Fig. 5A erhalten.

Die Funktionsgeneratoren 5 und 123, die oben beschrieben 40 wurden, können ROM (Festwertspeicher) enthalten und sind in der Lage, mit hoher Genauigkeit die Steuerung vorzunehmen, da alle Schaltkreise des Umformers durch Digitalschaltungen ersetzt werden können. Obwohl die Ausgangsspannung für die Beschreibung der Ausführungsbeispiele eine Sinuswelle war, 45 kann eine Ausgangsspannung irgendeiner anderen Wellenform erhalten werden. In diesem Falle wird für diesen Zweck der Spannungs-Zeit-Integrationswert der gewünschten Wellenform im Funktionsgenerator gespeichert. Zur Verbesserung der Genauigkeit der Ausgangsspannungswellenform genügt es, die 50 Frequenz der Taktimpulse zu erhöhen, um die Abtastperiode zu verkleinern, wobei die Steuerschaltung keiner Änderung bedarf.

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3 Blätter Zeichnungen

Claims

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1. Elektrischer Umformer, der eine Hauptschaltung als Schalteinrichtung, die mit einer Last (Zi, Z3) und mit den Anschlussleitungen einer Gleichstromquelle (Ed) verbunden ist, und eine Steuerschaltung aufweist, die den Ein-Aus-Betrieb dieser Schalteinrichtung zum Ausgeben einer Wechselspannimg mit einer wählbaren Frequenz und einer wählbaren Wellenform an die Lastanschlüsse steuert, gekennzeichnet durch einen Funktionsgenerator (5, 123) zum Ausgeben eines ersten Signals, das proportional zum Spaönungs-Zeit-Integrationswert der genannten Wechselspannung in Abhängigkeit vom Phasenwinkel (0) der Wechselspannungswellenform ist, einen Zeitzähler (6, 124) zum Ausgeben eines zweiten Signals, das die integrierte Zeit der Ein-Periode der Schalteinrichtung darstellt, einen Komparator (7, 125) zum Vergleichen des ersten Signals zu vorbestimmten Zeitpunkten und einen Logikschaltkreis, der auf das Ausgangssignal des Komparators anspricht, zur Steuerung des Ein-Aus-Betriebes der Schalteinrichtung.

2. Elektrischer Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Funktionsgenerator (5, 123) einen Festwertspeicher aufweist.

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PATENTANSPRÜCHE

3. Elektrischer Umformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er einphasig ausgebildet ist.

4. Elektrischer Umformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er ein Drehstromumformer ist.

5. Elektrischer Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch einen Spannungs-Frequenz-Wandler (1, 101) zum Empfang eines Referenzsignals (fu) mit einer Spannung, die proportional zur Frequenz der Wechselspannung ist und zur Wandlung dieses Signals in eine Impulsfolge mit einer Frequenz, die proportional zur Grösse der Spannung des Referenzsignals ist, einen Zähler (2, 122) zum Zählen der Impulse der Impulsfolge, die der Spannungs-Frequenz-Wandler abgibt, und zur Abgabe eines Ausgangssignals an den Funktionsgenerator (5, 123), das den Phasenwinkel (0) der Wechselspannung darstellt, einen Rücksetzsignal-Generator (3,121) zur Erzeugung eines Rücksetzsignals (R) zum Rücksetzen des Zählers (2, 122) und des Zeitzählers (6, 124), wenn das Ausgangssignal des Zählers (2, 122) einem vorbestimmten Phasenwinkel (0) entspricht und ein UND-Gatter (8,128), das einen ersten und einen zweiten Eingang aufweist, wobei an den ersten Eingang Taktimpulse mit einer vorbestimmten Frequenz anlegbar sind und das Ausgangssignal des Komparators am zweiten Eingang anliegt und dessen Ausgangssignal den Zeitzähler (6, 124) versorgt, und dadurch gekennzeichnet, dass der Funktionsgenerator (5, 123) das erste Signal in Abhängigkeit vom Phasenwinkel, der durch das Ausgangssignal des Zählers (2,122) dargestellt ist, abgibt und der Zeitzähler (6,. 124) das zweite Signal in Abhängigkeit vom Zählwert der Ausgangsimpulse des UND-Gatters (8, 128) abgibt.

6. Elektrischer Umformer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Logikschaltkreis eine Flip-Flop-Schal-tung (4), deren Ausgangssignale jedesmal beim Empfang eines Rücksetzsignals vom Rücksetzsignalgenerator (3) invertieren, UND-Gatter (9,10), an welchen die Ausgangssignale der Flip-Flop-Schaltung und des Komparators anliegen, invertierende Verstärker (13,14) und nichtinvertierende Verstärker (11, 12) zur Versorgung der Schalteinrichtung mit Ein-Aus-Steuersigna-len aufweist.

7. Umformer nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitzähler (6, 124) während der Zeitdauer, in welcher das erste Signal grösser ist als das zweite Signal, die Taktimpulse (fc), die dem UND-Gatter (8, 128) anliegen, zählt und während der Zeitdauer, in welcher das erste Signal kleiner oder gleich wie das zweite Signal ist, den gezählten Wert hält.