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Elektrische Schaltung für die Differenzanzeige
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zweier Größen Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung für
die Differenzanzeige zweier Größen, und bezieht sich insbesondere auf eine Schaltung
für die prozentuale Drehzahldifferenzanzeige zweier Motoren.
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Häufig tritt das Problem auf, die Drehzahldifferenz zweier Motoren
1 und 2 in Prozentanzugeben, d.h. die Drehzahldifferenz auf die absolute Drehzahl
des einen Motors zu beziehen. Wenn n1 die Drehzahl des Motors 1 u. n2 die Drehzahl
des Motors 2 ist, so soll die Drehzahldifferenz f: ## # ## = 1 - ## bzw. ein äquivalenter
Faktor f'= n2 / n1
angegeben werden, die in % ausgedrückt werden
kann.
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Das Problem ist an sich bekannt. Bisher wurden üblicherweise Spannungen,
die den Drehzahlen entsprachen und durch Detektoren an den jeweiligen Motoren abgegriffen
worden waren, jeweils in eine Frequenz umgesetzt und dann miteinander verglichen.
Die Differenzfrequenz wurde dann auf die Frequenz bezogen, die der Bezugsdrehzahl
entsprach.
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Frequenzvergleiche dieser Art sind jedoch relativ aufwendig und dadurch
auch kostspielig.
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Es ist Aufgabe der Erfindung, eine elektrische Schaltung zu schaffen,
mit der die Differenz zweier Größen, bezogen auf eine der beiden Größen, auf einfache
Weise angegeben werden kann.
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Diese Aufgabe wird durch eine elektrische Schaltung gelöst, die zwei
als Integratoren geschaltete Operationsverstärker enthält, deren nicht invertierender
Eingang jeweils an Masse bzw. auf einem Bezugspotential liegt und zu deren invertierendem
Eingang und dem Ausgang jeweils ein Kondensator parallel geschaltet ist, während
der Ausgang des jeweiligen Operationsverstärkers zusätzlich mit dem Emitter eines
npn-Transistors verbunden ist, dessen Kollektor jeweils über einen Widerstand an
de andere Seite des jeweiligen Kondensators geführt ist, und daß diese beiden Operationsverstärker
über einen dritten Operationsverstärker miteinander verbunden sind, wobei der Ausgang
des ersten Operationsverstärkers mit dem invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärkers
und der Ausgang des dritten Operationsverstärkers mit der Basis des im Kreis des
zweiten Operationsverstärkers liegenden Transistors verbunden ist und der nicht
invertierende Eingang des dritten Operationsverstärkers auf einem konstanten negativen
Potential liegt und über einen Widerstand zur Erzeugung einer kleinen Hysterese
mit dem Ausgang des dritten Operationsverstärkers verbunden ist, der außerdem mit
der Basis
des im Kreis des ersten Operationsverstärkers liegenden
Transistors verbunden ist , sodaß ein Signal für die Differenz zweier jeweils an
die invertierenden Eingänge der ersten beiden Operationsverstärker gelegten positiven
Potentiale, bezogen auf das Potential am ersten Operationsverstärker, zwischen den
Ausgängen des ersten und des zweiten Operationsverstärkers abgreifbar ist.
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Das Potential am Ausgang des ersten Operationsverstärkers liegt über
den gesamten Arbeitsbereich auf einem konstanten negativen Wert.
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Der Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung liegt in der Einfachheit
ihres Aufbaues und darin, daß aufgrund der Symmetrie der Schaltung nur sehr wenig
verschiedene Bauteile verwendet werden. Bei kommerzieller Fertigung dieser Schaltung
ist daher nur eine Lagerhaltung weniger verschiedener Bauelemente erforderlich.
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Bei der Erfindung werden vorzugsweise Miller-Integratoren mit linearem
Anstieg der Ausgangsspannung als Operationsverstärker verwendet. Die Verstärkung
derartiger Miller-Integratoren ist größer als 105, so daß das Potential am Eingang
als null angesehen werden kann.
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In dem Kreis mit dem ersten Operationsverstärker wird die am invertierenden
Eingang anliegende (positive) Spannung integriert, so daß am Ausgang des ersten
Operationsverstärkers ein steigend negatives Potential entsteht. Dieses Potential
ist an den invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärkers geführt, an
dessen nicht invertierendem Eingang ein konstantes negatives Potential ansteht.
Dementsprechend entsteht am Ausgang des dritten Operationsverstärkers so lange ein
negatives Potential, bis das Potential vom Ausgang des ersten Operationsverstärkers
gleich dem negativen konstanten Potential wird. Zu diesem Zeitpunkt kippt das Ausgangssignal
von dem dritten Operationsverstärker von negativen
Werten auf positive
Werte. Diese Vorzeichenänderung des Ausgangspotentials bewirkt, daß der Transistor
im Kreis des ersten Operationsverstärkers leitend wird, so daß sich der Integrationskondensator
des ersten Operationsverstärkers über diesen Transistor entladen kann. Auf diese
Weise wird die negative Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers abgebaut.
Der dritte Operationsverstärker arbeitet auf diese Weise als Trigger, wobei die
Zeitkonstanten von der Höhe des konstanten negativen Potentials und dem am invertierenden
Eingang des ersten Operationsverstärkers anliegenden Potential bestimmt werden.
Das Puls-/ Pausenverhältnis des Ausgangssignals von dem dritten Operationsverstärker
ist daher ein Maß für das am invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers
anliegende Potential, d.h. für die eine Meßgröße.
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Das Ausgangssignal des dritten Operationsverstärkers, das im wesentlichen
ein Rechtecksignal ist, wird an die Basis des im Kreis des zweiten Operationsverstärkers
gelegenen Transistors geführt. Da das Ausgangssignal des zweiten Operationsverstärkers
negative Werte besitzt (da die zweite Meßgröße als positives Potential am invertierenden
Eingang anliegt), wird der zweite Transistor in Abhängigkeit von der Polarität des
Rechtecksignals leitend oder nicht leitend. Der Integrationskondensator im Kreis
des zweiten Operationsverstärkers kann sich daher im Verhältnis der Einschaltzeit
des zweiten Transistors entladen, wobei die Ein- bzw. Ausschaltzeiten des Transistors
klein im Vergleich zu der Entladezeit des zweiten Kondensators sind. Der Kondensator
entlädt sich über einen Entladewiderstand, der mit dem Kollektor des Transtors verbunden
ist. Solange die zu vergleichenden Größen, die jeweils an den invertierenden Eingängen
der ersten beiden Operationsverstärker anliegen, konstant sind, ist auch der Entladestrom
des zweiten Kondensators durch seinen Entladewiderstand
konstant.
Wenn sich die erste Meßgröße ändert, ändert sich auch das Rechtecksignal vom dritten
Operationsverstärker entsprechend dem sich neu einstellenden Puls-/Pausenverhältnis,
wodurch sich wißierum die Zeiten ändern, in denen der zweite Transistor leitend,
bzw.
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nicht leitend ist. Dies hat wiederum zur Folge, daß sich der Entladestrom
des zweiten Kondensatorsändert, was insgesamt so wirkt, als ob sich der Entladewiderstand
ändert.
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Da bei dem Rechtecksignal die Pausenzeit der Meßgröße am Eingang des
ersten Operationsverstärkers umgekehrt proportional ist, andererseits aber währendder
Pausenzeit (die unten noch näher erläutert wird) der zweite Transistor gesperrt
ist, so daß der zweite Operationsverstärker während dieser Zeit die Integration
der an seinem invertierenden Eingang anliegenden zweiten Meßgröße durchführt, entsteht
am Ausgang dieses zweiten Operationsverstärkers ein Signal, daß dem Verhältnis der
beiden zu vergleichenden Meßgrößen proportional ist. Dieses Signal kann durch an
sich bekannte Meßgeräte wie Voltmeter oder in digitalisierter Form zur Anzeige gebracht
werden. Desgleichen kann das Signal auch als Regel- oder Stellgröße verwendet werden.
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Die Erfindung wird im folgenden durch ein Ausführungsbeispiel anhand
der beigefügten Zeichnung erläutert.
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Die Zeichnung zeigt schematisch eine Ausführungsform der Schaltung
nach der Erfindung.
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Die Drehzahlen n1 bzw. n2 zweier Motoren 1 bzw. 2 sollen mit der in
der Zeichnung dargestellten Schaltung miteinander verglichen werden. Erwünscht ist
die Anzeige der Drehz@hldifferenz
n1 minus n2, bezogen auf z.B.
n1. Gemessen werden soll also der Faktor n1 - n2 = 1 - n2 n1 n1 n bzw. der äquivalente
Faktor f' = ## Eine der Drehzahl n1 proportionale Spannung U1 liegt über einem Widerstand
R1 am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP1 an, während der nicht
invertierende Eingang von OP1 an einem Bezugspunkt, z.B. dem Mitteipunkt zwischen
der positiven und der negativen Betriebsspannung oder Masse liegt. Am Ausgang des
ersten Onerationsverstärkers OP1 baut sich daher eine negative Spannung auf.
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Zwischen dem Ausgang von OP1 und dem invertierenden Eingang liegt
parallel zu dem Operationsverstärker ein Kondensator C1, so daß eine integrierende
Schaltung entsteht. Die am Ausgang des Operationsverstärkers sich aufbauende Spannung
Ua1 ist zeitlich abhängig und ergibt sich wie folgt:
Die Integration erfolgt, solange der npn-Transistor Tr1 nicht leitend ist, wobei
der Kondensator C1 aufgeladen wird.
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Der Ausgang von OP1 ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers
OP3 verbunden, während der nicht invertierende Eingang auf einem konstanten negativen
Potential - Uc liegt. Solange der Absolutwert von Uc größer als der Absolutwert
von Ua1 ist, entsteht am Ausgang von OP3 eine negative Spannung. Dementsprechend
ist in dieser
Zeit der Transistor Trl gesperrt. Der Kondensator
C1 lädt sich in dieser Zeit auf.
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Wenn der mit der Basis des Transistors Trl verbundene Ausgang des
Operationsverstärkers OP3 positiv bezüglich des Ausganges des Operationsverstärkers
OP1 wird, der mit Dem Emitter von Trl verbunden ist, wird der Transistor rl leitend.
Dadurch kann sich der Kondensator C1 ilber den m dem Kollektor des Transistors Trl
verbundenen Widerstand R2 entladen, wodurch die Ausgangsspannung Ua1 abgebaut wird.
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Dementsprechend wird der Ausgang des Operationsverstärkers OP3 negativ,
vo daß der Transistor Tri wieder nicht lei@end wird. Die Integration beginnt von
neuem.
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Eine Diode D1, die parallel zum Operationsverstärker, und zwar zwischen
dem Ausgang und dem invertierenden Eingang von OP1, liegt, verhindert, daß die Ausgangsspannung
vor OP1 merklich positive Werte annimmt.
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Bezeichnet man die Integrationszeit, in der der Transisto@ Tr1 gesperrt
ist, mit #1, so ergibt die Auflösung der o@en angegebenen Integralgleichung als
maximalen Wert von v nach der Zeitperiode q Ri Ci Uai a1 = @@@@ oder @1 = @@@ R1
C1 1 Hieraus ergibt sich, daß die Zeit #1 umgekehrt proportional zu der angelegten
Spannung U1 ist. Diese Zeit zur wird hier als "Pausenzeit" bezeichnet, da während
dieser Zeitperiode der Transistor Trl und (wie sich später zeigen wird) auch d@@
Transistor Tr2 gesperrt sind.
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Der Operationsverstärker OP3 arbeitet somit als Trigger oder Zerhacker.
Die Spannung am Ausgang von OP3 wird dabei durch die Spannungen U1a und Uc am invertierenden
und am nicht invertierenden Eingang des OP3 bestimmt, wobei sich die Spannung Uc
am nicht invertierenden Eingang wiederum durch den Spannungsteiler R4, R5 bestimmt.
Dieser Spannungsteiler ist über den Widerstand R6 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers
OP3 und weiterhin über den Widerstand mit der Basis des Transistors Tr@ verbunden
und ist z.B. so ausgelegt, daß die konstante negative Spannung Uc = 5 V beträgt.
In diesem Beispiel beträgt dann die Betriebssp@@@@ung UB - + 15 V, während sich
die Meßgrößen U1 und U2 jeweils im Bereich von 0 bis 10 V ändern können. Der Mittelpunkt
zwisch@@ den Betriebsspannungen + 15 V und - 15 V lie@t an Masse oder auf einem
Bezugspotential.
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Der Ausgang des Operationsverstärkers OP3 ist über den Widerstand
R9 mit der Basis des npn-Transistors Tr2 verbunden, dessen Emitter einerseits mit
dem Ausgang des Operationsverstärkers OP2 und andererseits mit einer Seite des Integrationskondensators
C2 verbunden ist, während sein Kollektor über den Widerstand R8 mit der anderen
Seite des Kondensators C2 und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärke@s
OP2 verbunden ist. Dem invertierenden Eingang des Operationsverstzärkers OP2 wird
üver den Widerstand $7 die zweite Meßgröße U2 zugeführt, während, genau wie beim
Operationsverstärke@ OP1 der nicht invertierende Eingang an Masse liegt. Dementsprechend
arbeitet der Operationsverstärker OP2 wiederum als Integrator, solange der Transistor
Tr2 gesperrt ist, wobei der Kondensator C2 proportional zur anliegenden Spannung
U2 aufgeladen wird.
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Der Transistor Tr2 ist nur gesperrt, solange seine Basis negativ bezüglich
seines Emitters ist. Das ist der Fall, während der "Pausenzeit" #1
Während
der "Pulszeit" wird der Ausgang des Operationsverstärkers OP3 null oder leicht positiv,
so daß der Transistor Tr2 leitend wird, wodurch sich wiederum der Kondensator C2
über den Widerstand R8 entladen kann. Dementsprechend entst@ht am Ausgang des Operationsverstärkers
OP2 ein negatives PoLeiitial, sodaß eine Spannung, die der Meßgröße U2 proportional
und der Meßgröße U1 umgekehrt proportional ist, zwischen den beiden Ausgängen der
Operationsverstärker OP1 und OP2 abgegriffen werden kann. Hieraus ergibt sich leicht
der gewünsch@e Faktor (U1 - U2) bezogen auf U1 (= 1 - U2/U1).
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Auch in der Schaltung um den Operationsverstärker OP2 ist in analoger
Weise wie beim Operationsverstärker OP1 eine Diode D3 vorgesehen, die verhindern
soll, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP2 merklich positive Werte
aunimm@