DE29824762U1 - Elektronische Schaltung für einen Sender für drahtlose Kommunikation - Google Patents

Description

G4782-03490/W

AT&T Wireless Services Inc. Elektronische Schaltung für einen Sender für drahtlose Kommunikation

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf drahtlose Kommunikation und insbesondere auf Techniken für eine effektive drahtlose Kommunikation in Gegenwart von Schwund und anderen Verschlechterungen.

Die effektivste Gegenmaßnahme bei einem Mehrwegeschwund in einem drahtlosen Funkkanal besteht darin, den Effekt des Schwundes am Sender auszugleichen, indem die Leistung des Senders gesteuert wird. Das heißt, wenn die Kanalbedingungen am Sender (an einer Seite der Verbindung) bekannt sind, dann kann der Sender das Signal vorverzerren, um die Auswirkungen des Kanals an dem Empfänger (an der anderen Seite) zu überwinden. Jedoch gibt es bei dieser Herangehensweise zwei grundlegende Probleme. Das erste Problem ist der Dynamikbereich des Senders. Damit der Sender einen Schwund von &khgr; dB überwinden kann, muss er seine Leistung um &khgr; dB erhöhen, was in den meisten Fällen aufgrund von Begrenzungen der Abstrahlungsleistung sowie der Größe und Kosten der Verstärker nicht praktikabel ist. Das zweite Problem ist, dass der Sender keinerlei Wissen über den Kanal besitzt, wie dieser vom Sender gesehen wird (außer bei Systemen mit Zeitgetrenntlageverfahren (time division duplex), bei denen der Sender Leistung von einem bekannten anderen Sender über den gleichen Kanal empfängt). Wenn man daher einen Sender auf der Basis von Kanaleigenschaften steuern will, muss Kanalinformation vom Empfänger an den Sender übermittelt werden, wodurch eine Verschlechterung des Durchsatzes und eine zusätzliche Komplexität sowohl beim Sender wie auch beim Empfänger verursacht wird.

Andere effektive Techniken sind die Zeitdiversität und die Frequenzdiversität. Die Verwendung einer Zeitverschachtelung zusammen mit einer Kodierung kann eine Verbesserung der Diversität mit sich bringen. Das gleiche gilt für Frequenzsprungverfahren und die Spread-Spektrum-Technik. Allerdings führt die Zeitverschachtelung zu unnötig großen Verzögerungen, wenn der Kanal sich langsam ändert. Entsprechend sind Frequenzdiversitätstechniken ineffektiv, wenn die Kohärenzbandbreite des Kanals groß ist (geringe Verzögerungsspreizung).

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Es ist allgemein bekannt, dass in den meisten streuenden Umgebungen eine Antennendiversität die zweckmäßigste und wirksamste Technik darstellt, um die Auswirkungen von Mehrwegeschwund zu verringern. Die klassische Herangehensweise an die Antennendiversität besteht darin, am Empfänger mehrere Antennen zu verwenden und eine Kombination (oder Selektion) durchzuführen, um die Qualität des empfangenen Signals zu verbessern.

Das Hauptproblem bei der Verwendung des Prinzips der Empfängerdiversität in üblichen drahtlosen Kommunikationssystemen wie IS-136 und GSM sind die Einschränkungen bei Kosten, Größe und Leistungsverbrauch der Empfänger. Aus offensichtlichen Gründen sind geringe Größe, Gewicht und Kosten vorrangig. Das Hinzufügen von mehrfachen Antennen und Funkketten (oder Auswahl- und Umschalt-Schaltkreisen) in Empfängern ist gegenwärtig nicht machbar. Daher wurden Diversitätstechniken oft nur verwendet, um die Übertragungsqualität in Aufwärtsrichtung (Empfänger an Basis) mit einer Vielzahl von Antennen (und Empfängern) an der Basisstation zu verbessern. Da eine Basisstation oft Tausende von Empfängern bedient, ist es ökonomischer, Basisstationen aufzurüsten als die Empfänger.

Kürzlich wurden einige interessante Ansätze für eine Senderdiversität angeregt. Ein Verzögerungs-Diversitätssystem wurde von A. Wittneben vorgeschlagen in „Base Station Modulation Diversity for Digital SIMULCAST", Proceeding of the 1991 IEEE Vehicular Technology Conference (VTC 41 st), pp. 848-853, May 1991, und in „A New Bandwidth Efficient Transmit Antenna Modulation Diversity Scheme For Linear Digital Modulation", in Proceeding of the 1993 IEEE International Conference on Communications (MCC
1993), pp. 1630-1634, May 1993. Der Vorschlag besteht darin, dass eine Basisstation eine Folge von Symbolen durch eine Antenne überträgt und dieselbe Folge von Symbolen - aber verzögert - durch eine andere Antenne.

Das US-Patent 5,479,448, Nambirajan Seshadri, 26. Dezember 1995, offenbart eine ähnliche Anordnung, bei der eine Folge von Codes durch zwei Antennen übertragen wird. Die Codefolge wird durch einen zyklischen Schalter weitergeleitet, der jeden Code sukzessive an die verschiedenen Antennen lenkt. Da Kopien desselben Symbols durch verschiedene Antennen zu unterschiedlichen Zeiten übertragen werden, erreicht man sowohl eine Raum- wie auch eine Zeitdiversität. Ein MLSE (maximum likelihood sequence estimator, Maximalwahrscheinlichkeits-Sequenzabschätzer) oder ein MMSE- (minimum mean squared error, minimales mittleres Fehlerquadrat) Entzerrer wird dann be-

nützt, um die Mehrwegeverzerrung aufzulösen und einen Diversitätsgewinn zu erreichen. Siehe auch N. Seshadri, J.H. Winters, „Two Signaling Schemes for Improving the Error Performance of FDD Transmission Systems Using Transmitter Antenna Diversity," Proceeding of the 1993 IEEE Vehicular Technology Conference (VTC 43^rd), pp. 508-511, May 1993; und J.H. Winters, „The Diversity Gain of Transmit Diversity in Wireless Systems with Rayleigh Fading," Proceeding of the 1994 ICC/SUPERCOMM, New Orleans, Vol. 2, pp. 1121-1125, May 1994.

Ein weiterer interessanter Ansatz wird offenbart von Tarokh, Seshadri, Calderbank und Naguib in der US-Anmeldung Nr. 08/847635, vom 25. April 1997 (basierend auf einer vorläufigen Anmeldung vom 7. November 1996), bei der Symbole entsprechend den Antennen, durch welche sie gleichzeitig übertragen werden, codiert werden und decodiert werden, indem ein Maximum-Likelihood- (Maximalwahrscheinlichkeits-) Decodierer verwendet wird. Insbesondere bearbeitet der Prozess an dem Sender die Information in Blöcken von M1 Bits, wobei M1 ein Vielfaches von M2 ist, d.h., M1 = k*M2. Er wandelt jede aufeinanderfolgende Gruppe von M2 Bits in Informationssymbole um (und erzeugt dabei k Informationssymbole), codiert jede Sequenz von k Informationssymbolen in &eegr; Kanalcodes (entwickelt dabei eine Gruppe von &eegr; Kanalcodes für jede Sequenz von k Informationssymbolen) und wendet jeden Code einer Gruppe von Codes für eine unterschiedliche Antenne an.

Die Probleme der Systeme nach dem Stand der Technik werden überwunden und ein Fortschritt in der Technik wird erreicht mit einer einfachen Blockcodierungsanordnung, bei der Symbole über eine Vielzahl von Übertragungskanälen übertragen werden und die Codierung nur einfache arithmetische Operationen umfasst, wie beispielsweise Negation und Konjugation. Die Diversität, die von dem Sender erzeugt wird, verwendet Raumdiversität und entweder Zeitdiversität oder Frequenzdiversität. Raumdiversität wird erreicht, indem redundant über eine Vielzahl von Antennen übertragen wird; Zeitdiversität wird erreicht, indem redundant zu verschiedenen Zeiten übertragen wird; und Frequenzdiversität wird erreicht, indem redundant bei verschiedenen Frequenzen übertragen wird. Verwendet man beispielsweise zwei Sendeantennen und eine einzige Empfangsantenne, sorgt eine der gezeigten Ausführungsformen denselben Diversitätsgewinn wie das MRRC (maximal-ratio receiver combining, Maximalverhältnis- Empfängerkombinations)-System mit einer Sendeantenne und zwei Empfängerantennen. Die neuartige Vorgehensweise erfordert keine Bandbreitenerweiterung oder Rückkopplung von dem Empfänger zum Sender und besitzt dieselbe Decodierungskomplexität wie das MRRC. Die

Diversitätsverbesserung ist dieselbe wie bei der Verwendung von MRRC (maximal-ratio receiver combining) an dem Empfänger mit derselben Anzahl von Antennen. Die Grundlagen dieser Erfindung können auf Anordnungen mit mehr als zwei Antennen angewendet werden und eine beispielhafte Ausführungsform wird gezeigt, die denselben Raumsperrcode mit zwei Sende- und Empfängerantennen verwendet. Dieses System sorgt für denselben Diversitätsgewinn wie ein MRRC mit vier Zweigen.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform gemäß der Grundlagen
dieser Erfindung;

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform, bei der keine Kanalabschätzungen verwendet werden;

Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform, bei der Kanalabschätzungen von den wiedergewonnenen Signalen abgeleitet werden; und

Fig. 4 erläutert eine Ausführungsform, bei der zwei Sendeantennen und zwei Empfängerantennen verwendet werden.

Gemäß der Grundlagen dieser Erfindung wird eine effektive Kommunikation durch eine Codierung von Symbolen erreicht, die nur Negationen und Konjugationen von Symbolen umfasst (was in der Tat eine bloße Negation des Imaginärteils ist) in Kombination mit einer sendererzeugten Diversität. Raumdiversität und entweder Frequenzdiversität oder Zeitdiversität werden verwendet.

Figur 1 zeigt ein Blockdiagramm einer Anordnung, bei der zwei steuerbare Aspekte des Senders, die verwendet werden, Raum und Zeit sind. Das heißt, die Anordnung aus Fig. 1 umfasst mehrere Senderantennen (die für eine Raumdiversität sorgen) und verwendet mehrere Zeitintervalle. Insbesondere umfasst der Sender 10 beispielsweise die Antennen 11 und 12 und erbearbeitet ankommende Daten in Blöcken zu &eegr; Symbolen, wobei &eegr; die Anzahl der Sendeantennen ist, und in der beispielhaften Ausführungsform der Fig. 1 gleich 2 ist, und jeder Block dauert &eegr; Symbolintervalle, um übertragen zu werden. Ebenfalls beispielhaft umfasst die Anordnung der Fig. 1 einen Empfänger 20, der eine einzige Antenne 21 aufweist.

Zu einer gegebenen Zeit erfährt ein Signal, das von einer Sendeantenne gesendet wird, Interferenzeffekte von dem durchquerten Kanal, der aus der Sendekette, der Luftverbindung und der Empfangskette besteht. Der Kanal kann durch einen komplexen multiplikativen Verzerrungsfaktor modelliert werden, der aus einer Größenantwort und einer Phasenantwort zusammengesetzt ist. In der folgenden Darstellung wird daher die Kanalübertragungsfunktion von der Sendeantenne 11 zur Empfangsantenne 21 mit A₀ bezeichnet und von der Sendeantenne 12 zur Empfangsantenne 21 mit A₁, wobei

(1)

Rauschen von Störungen und anderen Quellen wird zu den beiden empfangenen Signalen addiert und daher ist das resultierende Basisbandsignal, das zu jeder Zeit empfangen wird und von der Empfangs- und Verstärkungseinheit 25 ausgegeben wird,

r(t) = a_oe^je°s_i+a_le^je's_j+n(t), (2)

wobei S₁ und Sj die Signale sind, die jeweils von den Sendeantennen 11 und 12 gesendet werden.

Wie oben erwähnt, umfasst in der Zwei-Antennenausführungsform der Fig. 1 jeder Block zwei Symbole und man braucht zwei Symbolintervalle, um diese zwei Symbole zu übertragen. Insbesondere wenn die Symbole s_t und Sj übertragen werden sollen, legt der Sender während eines ersten Zeitintervalls das Signal s, an die Antenne 11 und das Signal Sj an die Antenne 12 an und in dem nächsten Zeitintervall legt der Sender das Signal -S₁ * an die Antenne 11 und das Signal s₀ * an die Antenne 12 an. Dies ist offensichtlich ein sehr einfacher Codierungsprozess, bei dem nur Negationen und Konjugationen verwendet werden. Wie weiter unten gezeigt wird, ist er ebenso effektiv wie einfach. Entsprechend den oben beschriebenen Übertragungen ist in dem ersten Zeitintervall das empfangene Signal

= h_os_i+h₁s_J+n(t), (3)

und in dem nächsten Zeitintervall ist das empfangene Signal

• ·

• ti t

• · ♦ ·

♦ ♦ i

r(t + T) = -h₀Sj * +h,s_t * +n(t+ T).

(4)

Tabelle 1 erläutert das Übertragungsmuster über die beiden Antennen der Anordnung aus Fig. 1 füreine Folgevon Signalen{i₀,s,,5₂,5₃,5₄,5₅,...}.

Tabelle 1

Zeit:	t	t+T	t +	IT	t + 3T	t-	\-4T	t-\	-5T	...
Antenne 11	S0	—s *	S2		—s *	Sa				...
Antenne 12	s<	so	s,		V *			S4	*

Das empfangene Signal wird an den Kanalabschätzer 22 angelegt, der Signale bereitstellt, welche die Kanalcharakteristiken oder vielmehr die besten Abschätzungen davon repräsentieren. Diese Signale werden an den Kombinierer 23 und an den Maximum-Likelihood-Detektor 24 angelegt. Die Abschätzungen, die von dem Kanalabschätzer 22 entwickelt werden, können gewonnen werden, indem ein bekanntes Trainingssignal gesendet wird, das der Kanalabschätzer 22 wiedergewinnt, und basierend auf dem wiedergewonnenen Signal werden die Kanalabschätzungen berechnet. Dies ist eine wohlbekannte Vorgehensweise.

Der Kombinierer 23 empfängt das Signal in dem ersten Zeitintervall, nimmt eine Zwischenspeicherung vor, empfängt das Signal in dem nächsten Zeitintervall und kombiniert die beiden empfangenen Signale, um die folgenden Signale zu entwickeln.

s_i=h₀*r(t) + h₁

(5)

Setzt man Gleichung (1) in Gleichung (5) ein, erhält man:

_Sj = (al + äj >,. +h_o*n(t) + h,n *(t + T) j = (O₀ ² + Ct₁ ² )sj - h_on *{t + T) +.A₁ * n(t),

(6)

wobei ag =h_oh_o * und af = H₁Ji₁*, wodurch gezeigt ist, dass die Signale der Gleichung

(6) tatsächlich Abschätzungen der übertragenen Signale (innerhalb eines multiplikativen Faktors) sind. Entsprechend werden die Signale der Gleichung (6) an den Maximum-Likelihood-Detektor 24 gesendet.

Bei dem Versuch s₍ wiederzugewinnen werden zwei Arten von Signalen betrachtet: die Signale, die tatsächlich zur Zeit t und t+T empfangen werden, und die Signale, die hätten empfangen werden sollen, wenn S₁ das Signal wäre, das gesendet wurde. Wie unten gezeigt, wird bezüglich des Wertes von s, keine Annahme gemacht. Das heißt, eine Entscheidung wird getroffen, dass s, = s_x für den Wert von x, für den

kleiner ist als (7)

wobei d²(x, y) der quadrierte euklidische Abstand zwischen den Signalen &khgr; und y ist, d.h.

Indem man erkennt, dass h_o=h_o +Rauschen, d. h. unabhängig von dem übertragenen Symbol ist, und dass A₁ =/z, +Rauschen, d. h. unabhängig von dem übertragenen Symbol ist, kann Gleichung (7) umgeschrieben werden und es ergibt sich

(p² ₀+aj)s_xf -s_iSx*-s_t*s_x <(a² ₀+a]]s_k\² -S₁S₁₁*-^*s_k (8)

wobei al =h_Qh₀ * und a² =h_lh_l *, oder gleichbedeutend,

[al +a] -l)s_x\²+d²(s_i>Sx)< [a² ₀ +a] -l]s_k\² +d²(s&ldquor;s_k) (9)

Bei einer Phasenumtastungsmodulation (phase shift keying modulation) tragen alle Symbole dieselbe Energie, das bedeutet, dass s_x =\s_k , und daher kann die Entscheidungsregel von Gleichung (9) vereinfacht werden zu

wähle Signal 5,. = s_x genau dann, wenn d²(s_t,s_x) ^d²Is_nS₁₁). (10)

Daher entwickelt der Maximum-Likelihood-Detektor 24 die Signale j_fc für alle Werte von k mit Hilfe von A₀ und A₁ von dem Abschätzer 22, entwickelt die Abstände i/²(j,,j_k), identifiziert x, für das die Gleichung (10) gilt und schließt, dass S, = J_x. Ein ähnlicher Prozess wird angewendet, um s_; wiederzugewinnen.

In der oben beschriebenen Ausführungsform wird jeder Block von Symbolen als ein Block mit Hilfe der Kanalabschätzungen A₀ und A₁ wiedergewonnen. Es können jedoch auch andere Vorgehensweisen zur Rückgewinnung der übertragenen Signale verwendet werden. Tatsächlich existiert eine Ausführungsform für die Rückgewinnung von übertragenen Symbolen, bei der die Kanalübertragungsfunktionen überhaupt nicht bestimmt werden müssen, vorausgesetzt, dass ein Anfangspaar von übertragenen Signalen dem Empfänger bekannt ist (z.B., wenn das Anfangspaar von übertragenen Signalen vorgegeben wird). Solch eine Ausführungsform ist in Fig. 2 gezeigt, wo der Maximum-Likelihood-Detektor 27 einzig dem Kombinierer 26 antwortet. (Elemente in Fig. 3, die mit Bezugszeichen versehen sind, welche mit den Bezugszeichen aus Fig. 1 übereinstimmen, sind entsprechende Elemente.) Der Kombinator 26 des Empfängers 30 entwickelt die Signale

r₀ = r(0 = A₀S₀ + A₁S₁ + n₀

r_i=r(t + T) = h_ls_o*-h_os_]*+n, (11)

r₂ = r(t + 2T) - A₀J₂ + A₁J₃ +H₂

r₃=r(t + 3J) = A₁S₂* -A₀ J₃* +w₃,

entwickelt dann die Zwischensignale A und B

* -r₂r_x *

_20i3, (12)

und entwickelt schließlich die Signale

J₂ = As₁ * +Bs₀

s,=-As₀*+Bs₁, (13)

: :&idigr; i* IqIH* ·: I ,·*

wobei N₃ und N₄ Rauschtherme sind. Es kann angemerkt werden, dass das Signal r₂ tatsächlich r₂ = h₀s₂ +A₁S₃ =h₀s₂ +A₁S₃ +n₂ ist und in ähnlicher Weise für Signal r₃. Da die Verarbeitung der Signale A und B sie auch gleichsetzt

A = {al + a] Xs₂S₁ - s₃s₀) + JV₁

B = (a² _o+a²)(s₂s_o*+s₃s,*) + N_2i (14)

wobei Ni und N₂ Rauschtherme sind, folgt, dass die Signale J₂ und J₃ gleich sind

J₂=(Cc₀ ²+af)(\s_o\²+\s,\²)s₂+N₃

5₃=(a₀ ² + cc? )<\s_o\² +Is₁^)S₃+&Ngr;_&Lgr;. (15)

Wenn die Leistung aller Signale konstant (und auf 1 normalisiert) ist, reduziert sich die Gleichung (15) zu

J₂=(Cc₀ ² +cc? )s₂+N₃

S₃=(Cc₀ ²+ccf)s₃+N₄. (16)

Folglich sind die Signale J₂ und J₃ tatsächlich Abschätzungen der Signale s₂ und s₃ (innerhalb eines multiplikativen Faktors). Die Linien 28 und 29 zeigen den rekursiven Aspekt der Gleichung (13), bei der Signalabschätzungen I₂ und J₃ mit Hilfe der rückgewonnenen Signale s₀ und s_v die von dem Ausgang des Maximum-Likelihood-Detektors rückgekoppelt werden, ausgewertet werden.

Die Signale J₂ und J₃ werden an den Maximum-Likelihood-Detektor 24 angelegt, wo die Wiedergewinnung mit dem Maßstab, der durch obige Gleichung (10) ausgedrückt ist, erreicht wird. Wie in Fig. 2 gezeigt, werden, wenn die Signale s₂ und s₃ rückgewonnen sind, diese zusammen mit den empfangenen Signalen r₂,r_v r_A und r_s dazu verwendet, die Signale s₄ und s_s rückzugewinnen und der Prozess wiederholt sich.

Figur 3 illustriert eine Ausführungsform, die nicht die Konstellation der übertragenen Sig^ nale benötigt, Symbole gleicher Leistung zu umfassen (Elemente in Fig. 3, die mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind wie in Fig. 1, sind ähnliche Elemente.) In Fig. 3

antwortet der Kanalabschätzer 43 des Empfängers 40 auf die Ausgangssignale des Maximum-Likelihood-Detektors 42. Wenn der Kanalabschätzer 43 Zugang zu den rückgewonnenen Signalen s₀ und s_} hat, bildet er die Abschätzungen

~ r_os₀ *-

flr, &mdash;

r_Qs_x *-r

(17)

*n₀+ S₀Ji₁

und legt diese Abschätzungen an den Kombinator 23 und an den Detektor 42 an. Der Detektor 24 gewinnt die Signale s₂ und J₃ wieder, in dem er die Vorgehensweise verwendet, die von dem Detektor 24 der Fig. 1 benützt wird, ausgenommen, dass er nicht die Vereinfachung der Gleichung (9) verwendet. Die rückgewonnenen Signale des Detektors 42 werden an den Kanalabschätzer 43 rückgekoppelt, der die Kanalabschätzungen als Vorbereitung für den nächsten Zyklus aktualisiert.

Die Ausführungsformen der Fig. 1 bis 3 erläutern die Grundsätze dieser Erfindung für Anordnungen, die zwei Sendeantennen und eine Empfangsantenne haben. Diese Prinzipien sind jedoch breit genug, um eine Vielzahl von Sendeantennen und eine Vielzahl von Empfangsantennen zu umfassen. Um dies zu illustrieren, zeigt Fig. 4 eine Ausführungsform, in der zwei Sendeantennen und zwei Empfangsantennen verwendet werden; dabei sind die Sendeantennen mit 31 und 32, und die Empfangsantennen mit 51 und 52 bezeichnet. Das Signal, das von Antenne 51 empfangen wird, wird an den Kanalabschätzer 53 und an den Kombinator 55 angelegt, und das Signal, das von Antenne 52 empfangen wird, wird an den Kanalabschätzer 54 und den Kombinator 55 angelegt. Abschätzungen der Kanaltransferfunktionen h_Q und h_x werden von dem Kanalabschätzer 53 an den Kombinator 55 und an den Maximum-Likelihood-Detektor 56 angelegt. In ähnlicher Weise werden Abschätzungen der Kanaltransferfunktionen H₂ und /i₃ durch den Kanalabschätzer 54 an den Kombinierer 55 und an den Maximum-Likelihood-Detektor 56 angelegt. Die Tabelle 2 definiert die Kanäle zwischen den Sendeantennen und den Empfangsantennen, und Tabelle 3 definiert den Eindruck über die empfangenen Signale an den beiden Empfangsantennen.

Tabelle 2

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	Antenne 51	Antenne 52
Antenne 31	K	K
Antenne 32		K

Tabelle 3

	Antenne 51	Antenne 52
Zeitt	ro	r2
Zeit t + T

Basierend auf dem Obigen kann gezeigt werden, dass die empfangenen Signale sind

r₀ =h_os_o

⁺ⁿ\

= A₂j₀ + A₃J₁ =-^h2^s\ *+A₃J₀*+«₃

(15)

wobei «₀,«,,«₂ und «₃ komplexe Zufallsvariable sind, die thermisches Rauschen, Störungen und dergleichen am Empfänger repräsentieren.

In der Anordnung von Fig. 4 entwickelt der Kombinator 55 die folgenden beiden Signale, die an den Maximum-Likelihood-Detektor gesendet werden:

= ^h0 * ^r0 + Vl * ^+h2 *^r2 + ^h3 = A₁ * r₀ -

* r₂ - h₂r₃ *.

Setzt man die jeweiligen Gleichungen ein, erhält man

=(a₀ ² +Or₁ ² +a₂ ² +cc₃ ²)s₀

n₀

₁AJ₁ *+A₂ *n₂

(16)

(17)

S₁ = (a] +a' + cc] + CcI)S₁ +h,*n₀-In₀U₁ * +A₃ *n₂-h₂n_}*,

wodurch gezeigt wird, dass die Signale J₀ und J₁ tatsächlich Abschätzungen der Signale 5₀und J₁ sind. Entsprechend werden die Signale J₀ und J₁ an den Maximum-Likelihood-

Decodierer 56 gesendet, der die Entscheidungsregel der Gleichung (10) dazu verwendet, die Signale S₀ und S₁ rückzugewinnen.

Wie oben gezeigt, beruhen die Prinzipien dieser Erfindung darauf, dass der Sender eine Diversität in den Signalen, die vom Empfänger empfangen werden, erzwingt, und dass die Diversität auf verschiedene Art und Weise erreicht werden kann. Die beispielhaften Ausführungsformen beruhen auf einer Raumdiversität - hervorgerufen durch eine Vielzahl von Sendeantennen, und einer Zeitdiversität - hervorgerufen durch die Verwendung von zwei Zeitintervallen für die Übertragung der codierten Symbole. Man sollte sich dessen bewusst sein, dass zwei unterschiedliche Sendefrequenzen anstelle der zwei Zeitintervalle verwendet werden könnten. Solch eine Ausführungsform würde die Übertragungsgeschwindigkeit verdoppeln, aber sie würde auch den Hardwareaufwand in dem Empfänger erhöhen, weil zwei unterschiedliche Frequenzen gleichzeitig empfangen und verarbeitet werden müssen.

Die oben erläuterten Ausführungsformen sind offensichtlich nur beispielhafte Implementierungen der Prinzipien der Erfindung und verschiedene Abwandlungen und Erweiterungen können von einem Fachmann eingeführt werden, ohne von dem Grundgedanken und dem Umfang dieser Erfindung abzuweichen, welche durch die folgenden Patentansprüche definiert sind. Beispielsweise wurden alle gezeigten Ausführungsformen für die Wahl einer Raum-Zeitdiversität erläutert, aber wie oben erklärt, könnte man auch das Raum-Frequenzpaar wählen. Solch eine Wahl würde eine direkte Auswirkung auf die Konstruktion des Empfängers haben.

Claims (5)

1. Elektronische Schaltung zum Codieren von Kommunikationssignalen umfassend:
eine Codierungsschaltung, die in Antwort auf das Empfangen von eintreffenden Blöcken von Symbolen s₀, s₁ die Signale in Sendefolgen, die eine erste Sendefolge und eine zweite Sendefolge umfassen, codiert;
wobei die erste Sendefolge Symbole s₀ und -s₁* umfasst und die zweite Sendefolge Symbole s₁ und s₀* umfasst, wobei s_i* die komplex konjugierte Form von s_i ist und
wobei die Sendefolgen geleitet werden, um an mindestens zwei Sendeantenneneingänge weitergegeben zu werden, um Raumdiversität zu schaffen, wobei ein erster Sendeantennenleitpfad und ein zweiter Sendeantennenleitpfad vorgesehen ist, und wobei die erste Sendefolge an den ersten Sendeantennenleitpfad angelegt wird und die zweite Sendefolge an den zweiten Sendeantennenleitpfad angelegt wird.

2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die eintreffenden Daten Blöcke von n Symbolen sind und die mindestens zwei Sendeantenneneingängen Sendeantenneneingänge umfassen.

3. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die mindestens zwei Sendeantenneneingänge K Sendeantenneneingänge umfassen, um K verschiedene Kanäle zu erreichen, wobei n.m Symbole auf die K Antennen über L Zeitintervalle zu verteilen sind, wobei K = m und L = n oder K = n und L = m.

4. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die mindestens zwei Sendeantenneneingänge K Sendeantenneneingänge umfassen, um K verschiedene Kanäle zu erreichen, wobei n.m Symbole auf die K Antennen über L Frequenzen zu verteilen sind, wobei K = m und L = n oder K = n und L = m.

5. Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Blöcke von Symbolen Symbole mit gleicher Energie umfassen.