DE2925919C3 - Circuit arrangement for the amplifier of a telecommunications equipment - Google Patents

Circuit arrangement for the amplifier of a telecommunications equipment

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DE2925919C3 DE19792925919 DE2925919A DE2925919C3 DE 2925919 C3 DE2925919 C3 DE 2925919C3 DE 19792925919 DE19792925919 DE 19792925919 DE 2925919 A DE2925919 A DE 2925919A DE 2925919 C3 DE2925919 C3 DE 2925919C3
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Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruches 1. In Fernmeldeapparaturen werden zur Durchführung oder Unterstützung bestimmter Funktio-U„u, The invention relates to a circuit arrangement according to the features of the preamble of claim 1. In certain telecommunications equipment functioning U "are used to perform or support u,

R,+R-R, + R-

Dabei ist Uc die Gegenkopplungsspannung an der Reihenschaltung aus der Kapazität C und dem Widerstand Ri und i/«,, die Ausgangsspannung am Lastwiderstand Ru«- Bei am Eingang anliegender Eingangssignalspannung U,„ gilt dann für die Betriebsverstärkung Uc is the negative feedback voltage at the series connection of the capacitance C and the resistor Ri and i / «,, the output voltage at the load resistor Ru« - with the input signal voltage U, " then applies to the operational gain

V = V =

Un U n

\+aV0 \ + aV 0

Da bei einer Mikrofonverstärkerschaltung der Arbeitspunkt am Verstärkereingang durch den Spannungsteiler aus den Widerständen Ri und R3 eingestellt wird, wobei die beiden Widerstände relativ hochohmig sind, ist die Gleichstromtrennung mittels des Kondensators C erforderlich. Damit die o. a. Toleranzforderung über den Nutzfrequenzbereich erfüllt wird, sollte der kapazitive Widerstand Xc des Kondensators C nicht größer sein alsSince, in a microphone amplifier circuit, the operating point at the amplifier input is set by the voltage divider from the resistors Ri and R 3 , the two resistors having a relatively high resistance, the direct current separation by means of the capacitor C is necessary. So that the above tolerance requirement is met over the useful frequency range, the capacitive resistance X c of the capacitor C should not be greater than

< 0.16 · R2 <0.16 · R 2

wobei fu die untere Grenzfrequenz des Verstärkers bildet.where fu is the lower limit frequency of the amplifier.

Beim Einschalten des Verstärkers über die Umschalteinrichtung Um muß zunächst der Kondensator C aufgeladen werden. Da der Widerstand R\ sehr hochohmig ist, wirkt im Umschaltzeitpunkt die Verstärkerschaltung wie eine sehr hochohmige Last, die nur einen geringen Ladestrom aufnimmt. Erst nach der Aufladung des Abriegelungskondensators C geht der Verstärker allmählich in den Bereich der normalenWhen the amplifier is switched on via the switching device Um , the capacitor C must first be charged. Since the resistor R \ has a very high resistance, the amplifier circuit acts like a very high-resistance load at the time of the switchover, which only takes a low charging current. Only after the blocking capacitor C has been charged does the amplifier gradually go into the normal range

Betriebsbelastung über, so daß durch den Verstärker erst dann der Betriebsstrom fließt, der von den Stromerkennungsmitteln als angeschlossener Verstärker auch erkannt wird. Wenn die Ladephase mit dem relativ niedrigen Ladestrom langer als eine vorgegebene Zeitspanne andauert, geben die Stromerkennungsmittel eine Fehlinformation ab, die beispielsweise das Belegungsende oder eine andere nicht gewollte Schaltinformation signalisiert Diese Zeitspanne ist beispielsweise auf 18 msec beschränkt. Eine Schaltung gemäß der F i g. 1 würde jedoch eine Einschaltverzögerung von ca. 200 msec aufweisen.Operating load over so that by the amplifier only then does the operating current flow, which is generated by the current detection means as a connected amplifier is also recognized. If the charging phase with the relatively low charging current is longer than a specified one Time span lasts, the current detection means provide incorrect information, for example the End of occupancy or other unwanted switching information is signaled This time span is for example limited to 18 msec. A circuit according to FIG. 1 would, however, have a switch-on delay of approx. 200 msec.

Zur Reduzierung dieser Einschaltzeit wurde daher bereits eine Schnelladeschaltung gemäß F i g. 2 vorgeschlagen (unveröffentlichte Patentanmeldung P 29 04 096.8). Dieser Mikrofonverstärker besteht aus drei Stufen mit den Transistoren Tj, T2 und Ts und den zugehörigen Emitter- bzw. Kollektorwiderständen R&, Ri und Rio. Diese Verstärkerschaltung wird mit dem zum Verstärker in Reihe geschalteten Widerstand Rb zwischen die Leitung a/b geschaltet. Der Widerstand Re bestimmt den differentiellen Widerstand de.·= Mikrofonverstärkers und damit die Aussteuermögfichkeit des Verstärkers bei einem bestimmten Leitungsstiom.In order to reduce this switch-on time, a quick charging circuit according to FIG. 2 proposed (unpublished patent application P 29 04 096.8). This microphone amplifier consists of three stages with the transistors Tj, T 2 and Ts and the associated emitter or collector resistors R &, Ri and Rio. This amplifier circuit is connected between the line a / b with the resistor Rb connected in series with the amplifier. The resistance Re determines the differential resistance de. · = Microphone amplifier and thus the modulation possibility of the amplifier in the case of a certain linestiom.

Parallel zu dieser Schaltung aus Verstärker und Widerstand Rt ist der den Arbeitspunkt des Verstärkers bestimmende Spannungsteiler aus den Widerständen R\ und /?3 geschaltet, dessen Potentialabgriff einerseits über die Signalquelle U1n mit der Basiselektrode des ersten Transistors Ti der Verstärkerschaltung und andererseits über das die Gegenkopplungsspannung erzeugende Netzwerk aus den Widerständen Ri und C mit dem Fußpunkt der Verstärkerschaltung und damit mit dem Widerstand Re verbunden ist. Parallel zum Spannungsteiler aus den Widerständen R\ und Äj liegt die Schnelladeschaltung mit dem Spannungsteiler aus den Widerständen /2« und /indessen Potentialabgriff mit der Basis des Transistors Ti verbunden ist Der Kollektor dieses Transistors Ti, ist über den Widerstand R-i an die Leitung a angeschlossen, während der Emitteranschluß zum Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R2 und dem Kondensator Cim Gegenkopplungsnetzwerk führtParallel to this circuit of the amplifier, and resistance Rt of the operating point of the amplifier determining voltage divider comprising resistors R \ and /? 3 is connected, the potential tap on the one hand via the signal source U 1 n to the base electrode of the first transistor Ti of the amplifier circuit and the other, on which the The negative feedback voltage generating network of the resistors Ri and C is connected to the base of the amplifier circuit and thus to the resistor Re . Parallel to the voltage divider from the resistors R \ and Äj is the fast charging circuit with the voltage divider from the resistors / 2 «and / meanwhile the potential tap is connected to the base of the transistor Ti. The collector of this transistor Ti is connected to the line a via the resistor Ri , while the emitter connection leads to the connection point between the resistor R2 and the capacitor C in the negative feedback network

Beim Anschalten des Verstärkers an die Leitung über den Umschalter Um bzw. beim Umschalten von anderen angepaßten Funktionsmitteln an den Verstärker wird nunmehr der Kondensator C über die Schnelladeschaltung rasch aufgeladen, so daß nach einer relativ kurzen Zeitspanne der Verstärker seinen normalen Betriebsstrom führt Bei einem Ausführungsbeispiel wurde eine Schaltung mit folgenden Werten verwendet:When the amplifier is connected to the line via the switch Um or when other adapted functional means are switched to the amplifier, the capacitor C is now quickly charged via the fast charging circuit, so that after a relatively short period of time the amplifier carries its normal operating current a circuit with the following values is used:

Daraus resultiert der Wert- = 781 und im HinblickThis results in the value- = 781 and with regard to

auf die Formel 3 eine Kapazität Cmit dem Wert C « 66 μ¥. Bei einer derartigen Schaltung konnte die Einschaltverzögerung mit Hilfe der Schnelladeschaltung gemäß F i g. 2 von 195 msec auf 15 msec reduziert werden. Dabei ist zu beachten, daß die Schaltung gemäß Fig.2 das Nutsignal Uin mit dem gleichen Verstär= kungsfaktor Vo wie das Gegenkopplungssignal Ur, verstärkt. Wie sich aus der Gleichung 2 ergibt, ist dann bei großem V0 die Betriebsverstärkung V proportionalon formula 3 a capacitance C with the value C «66 µ ¥. With such a circuit, the switch-on delay could be increased with the aid of the rapid charging circuit according to FIG. 2 can be reduced from 195 msec to 15 msec. It should be noted that the circuit according to FIG. 2 amplifies the groove signal Ui n with the same gain factor Vo as the negative feedback signal Ur . As can be seen from equation 2, when V 0 is large, the operational gain V is proportional

dem Verhältnis ■— bzw. umgekehrt proportionalthe ratio ■ - or inversely proportional

"2"2

dem Gegenkopplungsf?ktor λ.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, die Schaltung gemäß F i g, 2 weiter zu verbessern und insbesondere die Einschaltverzögerung noch stärker 211 reduzieren. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einer Mikrofonverstärkerschaltung der beschriebenen "> Art durch die Merkmale im Kennzeichen des Patentanspruches 1 gelöst Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Schaltung kann der Gleichstromtrennkondensator C gegenüber dem Kondensator in der Schaltung gemäß Fig.2 wesentlich verkleinert werden. Außerdem kannthe negative feedback factor λ.
The invention is now based on the object of further improving the circuit according to FIG. 2 and, in particular, of reducing the switch-on delay even more. This object is achieved by the features in the characterizing part of claim 1 with a microphone amplifier circuit of the "> type described with the aid of the inventive circuit of the DC blocking capacitor C, according to the circuit to the capacitor Fig.2 be significantly reduced. In addition,

lu das Widerstandsverhältnis R\ zu R2 wesentlich reduziert werden, wodurch es sich auch genauer einstellen läßt. Die Schnelladeschaltung entfällt völlig.lu the resistance ratio R \ to R 2 can be significantly reduced, whereby it can also be set more precisely. The quick charge circuit is completely eliminated.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist im Emitterstromzweig des Differenzverstärkers ein Emitterwider-ί stand und im Kollektorstromzweig des Transistors des Differenzverstärkers, an den die dem Differenzverstärker nachgeschaltete gleichstromgekoppelte Verstärkerschaltung angeschlossen ist ein Kollektorwiderstand angeordnet Dadurch wird die Verstärkung des den Eingängen des Differenzverstärkers gleichphasig zugeführten Gegenkopplungssignals {.'..-■ durch das Verhältnis der genannten Widerstände festgeic gtThe circuit according to the invention is in the emitter current branch of the differential amplifier was an emitter resistor and in the collector branch of the transistor of the Differential amplifier to which the DC-coupled amplifier circuit connected downstream of the differential amplifier connected a collector resistor is arranged This increases the gain of the Inputs of the differential amplifier in-phase fed negative feedback signal {.'..- ■ by the ratio of the mentioned resistances

Die Erfindung :ind ihre weitere vorteilhafte Ausgestaltung soll im folgenden anhand der F i g. 3 noch näher erläutert werden.The invention: ind its further advantageous embodiment is intended in the following with reference to FIG. 3 will be explained in more detail.

De- Differenzverstärker wird von den Transistoren Ti und Ti' gebildet, wobei den Basiselektroden dieser beiden Transistoren, die zugleich die Eingangselektroden des Differenzverstärkers bilden, gegenphasig dasThe differential amplifier is formed by the transistors Ti and Ti ' , whereby the base electrodes of these two transistors, which also form the input electrodes of the differential amplifier, are in phase opposition

jo Eingangsnutzsignal U1n zugeführt wird. Beide Transistoren haben einen gemeinsamen Emitterwiderstand Rg, während nur im Transistor Tj' ein Kollektorwiderstand Ri vorhanden ist Der Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors Tx' und dem Widerstand R9 istjo input signal U 1n is supplied. Both transistors have a common emitter resistor Rg, while a collector resistor Ri is only present in transistor Tj '. The connection point between the collector of transistor T x ' and resistor R 9 is

η an die dem Differenzverstärker nachgeschaltete gleichstromgekoppelte Verstärkerschaltung aus den komplementären Transistoren T2 und Tj angeschlossen. Dabei liegt die Emitterbasisstrecke des Transistors T2 parallel zum Widerstand Rs, während der Kollektor des Transistors T2 einerseits mit dem Kollektorwiderstand Rio und andererseits mit der Basiselektrode des zu T2 komplementären und in Emitterschaltung betriebenen Transistors Ti verbunden ist. Der Widerstand Rw ist somit parallel zur Basisemitterstrecke des Transistors T3 η is connected to the DC-coupled amplifier circuit, which is connected downstream of the differential amplifier and consists of the complementary transistors T 2 and Tj . The emitter base path of the transistor T 2 is parallel to the resistor Rs, while the collector of the transistor T 2 is connected on the one hand to the collector resistor Rio and on the other hand to the base electrode of the transistor Ti, which is complementary to T 2 and operated in an emitter circuit. The resistor Rw is thus parallel to the base-emitter path of the transistor T 3

•n geschaltet Am Kollektor des Transistors 7s, der auf gleichem Potential wie die Emitterelektrode des Transistors T2 liegt, wird über ein ÄC-GIied das Ausgangssignal Uout ausgekoppelt, das am Lastwiderstand Rust abgegriffen wird.• n switched At the collector of the transistor 7s, which is at the same potential as the emitter electrode of the transistor T 2 , the output signal U ou t is decoupled via a C-GIied, which is tapped at the load resistor Rust.

Der Arbeitspunkt des Differenzverstärkers wird wieder über den Spannungsteiler aus den Widerständen R\ und Rz eingestellt. Der Potentialabgriff an diesem Spannungsteiler ist über den Kondensator C und den Widerstand R2 mit dem Fußpunkt der Verstärkerschaltung verbunden. Das Arbeitspunktpotential gelangt zugleich vom Potentialabgriff direkt auf die Eingangselektrode des Transistors 7V und über den Innen widerstand des Nutzsignalgenerators U,„ auf die Basiselektrode des Transistors Ti.The operating point of the differential amplifier is set again via the voltage divider from the resistors R \ and Rz . The potential tap on this voltage divider is connected to the base of the amplifier circuit via the capacitor C and the resistor R 2. At the same time, the working point potential comes from the potential tap directly to the input electrode of the transistor 7V and via the internal resistance of the useful signal generator U, “ to the base electrode of the transistor Ti.

Das Eingangsnutzsigna) U,„ liegt zwischen den Differenzeingängen A und 0 des Differenzverstärkers, so daß diese Eingänge gegenphasig angesteuert werden. Die Verstärkung des Differenzverstärkers für das Nutzsignal ist bekanntlich:The input signal a) U, " lies between the differential inputs A and 0 of the differential amplifier, so that these inputs are driven in phase opposition. The gain of the differential amplifier for the useful signal is known:

Dabei ist L/rdie Temperaturspannung von ca. 26 mV. Bei der Schaltung gemäß Fig. 3 stellt sich der Arbeitspunkt des Verstärkers selbstätig so ein, daßL / r is the temperature voltage of approx. 26 mV. In the circuit according to FIG. 3, the Working point of the amplifier automatically so that

/·> 2 χ h ist und für /8 gilt /8 — ·
Daraus ergibt sich mit Hilfe der Gleichung 4Is / ·> 2 χ h and applies to / 8/8 - ·
With the help of equation 4, this results

i«, O.7V i «, O.7V

Im Gegensatz zum Nutzsignal wird die Gegenkopplungsspannung lh. den beiden Eingängen A und B gleichphasig zugeführt; dem Eingang A über den Generatorwiderstand der Nutzsignalquelle Llm und dem Eingang fldirekt.In contrast to the useful signal, the negative feedback voltage is lh. fed in phase to the two inputs A and B; the input A via the generator resistance of the useful signal source Ll m and the input fldirekt.

Die Gleichtaktverstärkung des Differenzverstärkers istThe common mode gain of the differential amplifier is

K.K.

in,in,

Stellt man den Arbeitspunkt des Mikrofonverstärkers mit dem Verhältnis der Widerstände R\ und R1 so ein, daß er bei dem jeweiligen Betriebsstrom / etwa die gleiche Betriebsspannung wie der Verstärker nach Fig. 2 aufweist, und stellt man ferner mit dem Widerstand /?* den gleichen differentiellen Widerstand wie bei der Schaltung nach der Fig. 2 ein. kann unter Berücksichtigung der geforderten Aussteuerfähigkeit das Widerstandsverhältnis /?« zu Rt etwa gleich 1,6 gewählt werden.If the operating point of the microphone amplifier is set with the ratio of the resistors R \ and R 1 so that it has approximately the same operating voltage as the amplifier according to FIG the same differential resistance as in the circuit according to FIG. the resistance ratio /? «to Rt can be selected to be approximately 1.6, taking into account the required control capability.

Daraus ergibt sich mit Hilfe der Gleichung 5 eine Gleichtakt verstärkungThis results in a common mode gain with the aid of equation 5

Bei dem Mikrofonverstärker nach Fig. 2 wird das Nutzsignal Un und das Gegenkopplungssignal Ur, mit dem gleichen Verstärkungsfaktor Vn verstärkt. Aus diesem Grund ist bei dieser Schaltung die Betriebsverstärkung V oroportional dem Verhältnis von R ' R- In the microphone amplifier according to FIG. 2, the useful signal U n and the negative feedback signal Ur are amplified with the same gain factor V n . For this reason, the operational gain V oroportional to the ratio of R 'R-

bzw. umgekehrt proportional dem Gegenkopp-or inversely proportional to the negative coupling

lungsfaktor ν Dies ergibt sich beispielsweise aus der Formel 2. wenn Vv im Verhältnis zu K sehr groß ist. Im Unterschied hierzu wird bei der Schaltung gemäß F i g. 3 das Gegenkopplungssignal wesentlich schwächer als das Nutzsignal verstärkt. F.s gilt:treatment factor ν This results from formula 2, for example, if Vv is very large in relation to K. in the The difference to this is given in the circuit according to FIG. 3 the negative feedback signal is much weaker than the useful signal is amplified. The following applies:

Κ,,,,, 13.5Κ ,,,,, 13.5

Dies bedeutet, daß die Wirkung der Gegenkopplungsspannung l/r,-auf die Betriebsverstärkung Vbeider Schaltung nach der Fig.3 etwa um den Faktor F= = 16,7 geringer ist. Aus diesem Grund muß auchThis means that the effect of the negative feedback voltage l / r, -on the operational gain Vboth The circuit according to FIG. 3 is less by a factor of F = = 16.7. For this reason must also

0.060.06

der Kehrwert von λ um diesen Faktor 16,7 reduziert werden, um bei einer gegebenen Leerlaufverstärkung Vn die gleiche Betriebsverstärkung V wie bei der Schaltung nach F i g. 2 zu erhalten.the reciprocal value of λ can be reduced by this factor 16.7 to for a given open loop gain V gain the same operation as V n in the circuit of F i g. 2 to get.

Es wurde bereits darauf hingewiesen, daß bei einem Ausführungsbeispiel für die Schaltung der F i g. 2 dieser Kehrwert des Gcgenkopplungsfaktors r\ einen Wert von 781 hatte. Wird nun bei der Schaltung gemäß der Fig. 3 das TeilungsverhältnisIt has already been pointed out that in an exemplary embodiment for the circuit of FIG. 2 this reciprocal of the gene coupling factor r \ had a value of 781. If now in the circuit according to FIG. 3, the division ratio

IJIJ

um den Faktorby the factor

16,7 reduziert, ergibt sich für - = 46,8. Wählt man nun16.7 reduced, results in - = 46.8. One chooses now

titi

den Widerstand R2 mit einem Wert R2 = 500 £2. so ergibt sich aufgrund des erforderlichen Gegenkopplungsfaktors für Ri der Wert 22,9 kn. Mit Hilfe der Formel 3 errechnet man dann die Kapazität C mit einem Wert von C = 6,6 μΡ. Da aufgrund der angegebenen Werte auch der Widerstand R\ gegenüber dem bei der Schaltung nach F i g. 2 gewählten Widerstand reduziert werden konnte, verringert sich die Einschaltverzögerung uer erfindungsgemäßen Schaltung auf einen Wert von ca. 12 msec und liegt somit deutlich unter dem verlangten Wert von 18 msec. Da die neue Schaltung mit einem Kondensator auskommt, der um den Faktor 10 kleiner ist, als der für eine Schaltung gemäß F i g. 2 notwendige Kondensator, kann der Preis und die geometrischen Abmessungen für dieses Bauelement erheblich reduziert werden.the resistance R 2 with a value R 2 = 500 £ 2. the required negative feedback factor for Ri results in a value of 22.9 kn. With the help of formula 3, one then calculates the capacitance C with a value of C = 6.6 μΡ. Since, due to the specified values, the resistance R \ compared to that in the circuit according to FIG. 2 selected resistor could be reduced, the switch-on delay uer circuit according to the invention is reduced to a value of approx. 12 msec and is thus clearly below the required value of 18 msec. Since the new circuit manages with a capacitor that is smaller by a factor of 10 than that for a circuit according to FIG. 2 necessary capacitor, the price and the geometrical dimensions of this component can be reduced considerably.

Ferner können die Widerstände der früher notwendigen Schnelladeschaltung eingespart werden. Das Widerstandsverhältnis R, zu R2, das genau eingehalten werden muß, kann gegenüber der bekannten Schaltung nach der Fig. 2 beispielsweise vom Wert 780 auf den Wert 47 reduziert werden, läßt sich somit wesentlich genauer einstellen. Die Schaltung der F i g. 3 kommt auch mit einem externen Anschluß (Pin) weniger aus wie die Schaltung nach Fig. 2, weil nun der extern zuzuschaltende Kondensator C direkt zwischen die Anschlußklemme B und den Widerstand R2 geschaltet werden kann.Furthermore, the resistors of the previously necessary quick charging circuit can be saved. The resistance ratio R 1 to R 2, which must be precisely observed, can be reduced from the value 780 to the value 47 compared to the known circuit according to FIG. 2, for example, and can thus be set much more precisely. The circuit of FIG. 3 also has less of an external connection (pin) than the circuit according to FIG. 2, because the capacitor C to be connected externally can now be connected directly between the connection terminal B and the resistor R 2 .

Hierzu 2 Blatt ZcichnunscnFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims (3)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Schaltungsanordnung für den Verstärker einer Fernmeldeapparatur, insbesondere eines Mikrofon- s Verstärkers, mit geringer Einschaltverzögerung des beim Schaltwechsel von anderen Funktionsmitteln auf den Verstärker auftretenden Einpegelvorgangs, der durch den das Gegenkopplungsnetzwerk gegen Gieichstrom abriegelnden Kondensator hervorgeru- ι ο fen wird, wobei die Einschaltverzögerungszeit proportional dem Spannungsteilerverhältnis des an der Ausgangspannung liegenden Netzwerks zu dem an der Gegenkopplungsspannung liegenden, den Kondensator enthaltenden Netzwerks ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Differenzverstärker (Tu Ti') vorgesehen ist, dessen Eingängen das Nutzsignal Um gegenphasig und das Gegenkopplungssignal Ua gleichphasig zugeführt wird, und daß der Emiiiirstromzweig des Differenzverstärkers und die dem Differenzverstärker nachgeschaltete, gleichstromgekoppelte Verstärkerschaltung (T2, T3) so ausgebildet ist, daß sich der Emitterstrom des Differenzverstärkers selbsttätig auf den doppelten Wert des Kollektorstroms in einem Transistor des Differenzverstärkers einstellt, so daß die Verstärkung des Differenzverstärkers für das Nutzsignal Um einen festen, strom- und widerstandsunabhängigen Wert annimmt, während die Verstärkung des Gegenkopplungssignals um einen Faktor F> \ m kleiner als riie Nutzsignalverstärkung ist, um den das die Betriebsverstärkung bestimmende Spannungsteilerverhältnis des Gegenk&pplungsnetzwerkes gegenüber einem Verstärker, bei dem Nutzsignal- und Gegenkopplungssignalverstär! jng gleich groß sind, r> reduziert ist.1. Circuit arrangement for the amplifier of a telecommunication apparatus, in particular a microphone amplifier, with a small switch-on delay of the level process that occurs when switching from other functional means to the amplifier, which is caused by the capacitor blocking the negative feedback network against DC current, the switch-on delay time is proportional to the voltage divider ratio of the network connected to the output voltage to the network connected to the negative feedback voltage and containing the capacitor, characterized in that a differential amplifier (Tu Ti ') is provided, the inputs of which the useful signal U m is supplied in phase opposition and the negative feedback signal Ua is supplied in phase , and that the emitter current branch of the differential amplifier and the DC-coupled amplifier circuit (T 2 , T 3 ) connected downstream of the differential amplifier are designed in such a way that the emitter current of the differential amplifier becomes self-contained tig is set to double the value of the collector current in a transistor of the differential amplifier, so that the gain of the differential amplifier for the useful signal U m assumes a fixed, current and resistance-independent value, while the gain of the negative feedback signal by a factor F> \ m smaller than riie Useful signal amplification is by which the voltage divider ratio of the negative feedback network that determines the operational amplification compared to an amplifier in which useful signal and negative feedback signal amplifiers! jng are equal, r> is reduced. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Emitterstromzweig des Differenzverstärkers ein Widerstand (R9) und im Kollektorstromzweig des Transistors des Differenz-Verstärkers, an den die dem Differenzverstärker nachgeschaltete gleichstromgekoppelte Verstärkerschaltung angeschlossen ist, ein Kollektorwiderstand (Rs) angeordnet ist, so daß die Verstärkung des den Eingängen des Differenzverstärkers gleichphasig zugeführten Gegenkopplungssignals Ug durch das Verhältnis der genannten Widerstände (RtJRt) festgelegt ist2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that a resistor (R9) is arranged in the emitter current branch of the differential amplifier and a collector resistor (Rs) is arranged in the collector current branch of the transistor of the differential amplifier to which the DC-coupled amplifier circuit connected downstream of the differential amplifier is connected, so that the gain of the negative feedback signal Ug fed in phase to the inputs of the differential amplifier is determined by the ratio of the resistances mentioned (RtJRt) 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Differenzverstärker μ nachgeschaltete Verstärkerschaltung zwei komplementäre Transistoren (Ti, T3) enthält, wobei die Basis-Emitterstrecke des ersten Transistors (T1) parallel zum Kollektorwiderstand eines Transistors des Differenzverstärkers geschaltet ist und die a Kollektorelektrode dieses ersten Transistors (Ti) mit der Basiselektrode des in Emitterschaltung betriebenen zweiten Transistors (Tj) verbunden ist, an dessen Kollektorelektrode die Ausgangsspannung abgegriffen wird.3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the amplifier circuit connected downstream of the differential amplifier μ contains two complementary transistors (Ti, T 3 ) , the base-emitter path of the first transistor (T 1 ) being connected in parallel to the collector resistance of a transistor of the differential amplifier and the a collector electrode of this first transistor (Ti) is connected to the base electrode of the second transistor (Tj) operated in the emitter circuit, at whose collector electrode the output voltage is tapped. nen, z. B. der Schallumsetzung oder Informationsausgabe, durch Oszillation zeitweise Verstärker eingesetzt. Der prinzipielle Aufbau einer entsprechenden Mikrofonverstärkerschaltung ist beispielsweise in der Fig. 1 dargestellt. In die Leitung a/b mit den unvermeidlichen Leitungswiderständen Rl ist über eine Umschalteinrichtung Um der Mikrofonverstärker geschaltet Der eigentliche Verstärker Vo erhält seine Arbeitspunkteinstellung über den Spannungsteiler R\, Rz, vobei der Widerstand R\ zugleich Bestandteil des Gegenkopplungsnetzwerkes aus den Widerständen R\ und Ri ist. Der Kondensator C im Gegenkopplungsnetzwerk bildet den für die Gleichstromtrennung erforderlichen Abriegelungskondensacor. Ferner sind in die Leitung Stromerkennungsmittel K geschaltet, die über eine Strommessung den Belegungszustand feststellen oder eine andere Signalisierung auslösen.nen, z. B. the sound conversion or information output, amplifiers are temporarily used by oscillation. The basic structure of a corresponding microphone amplifier circuit is shown in FIG. 1, for example. In the line a / b with the inevitable line resistance Rl is connected via a switching order of the microphone amplifier connected The actual amplifier Vo receives its operating point setting via the voltage divider R \, Rz, vobei the resistance R \ also a component of the feedback network composed of resistors R \ and Ri is. The capacitor C in the negative feedback network forms the blocking capacitor required for direct current separation. Furthermore, current detection means K are connected in the line, which determine the occupancy status by means of a current measurement or trigger other signaling. Ein Mikrofonverstärker in einer Fernmeldeapparatur muß so dimensioniert sein, daß die Toleranz der vorgegebenen Betriebsverstärkung sowohl über den Betriebsstrombereich als auch über den Nutzfrequenzbereich nicht größer als ± 0,5 dB ist Da nun die Transistorparameter stromabhängig sind und die passiven Elemente unvermeidbare Streuungen aufweisen, verwendet man in der Verstärkerschaltung eine Gegenkopplung. Die Schaltung selbst wird für eine LeerlaufverstärkuH.g Vo ausgelegt, die wesentlich über der Betriebsverstärkung liegt Durch die Widerstandsgegenkopplung gemäß der F i g. 1 wird diese überhöhte Verstärkung auf die geforderte Betriebsverstärkung V reduziert Für das Gegenkopplungsverhältnis gilt:A microphone amplifier in telecommunications equipment must be dimensioned in such a way that the tolerance of the given operational amplification over the operating current range as well as over the useful frequency range is not greater than ± 0.5 dB a negative feedback in the amplifier circuit. The circuit itself is designed for an idle amplification Vo, which is significantly higher than the operational amplification. 1, this excessive gain is reduced to the required operational gain V The following applies for the negative feedback ratio:
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