NL8003655A - SWITCHING DEVICE FOR THE AMPLIFIER OF A TELECOMMUNICATING DEVICE. - Google Patents
SWITCHING DEVICE FOR THE AMPLIFIER OF A TELECOMMUNICATING DEVICE. Download PDFInfo
- Publication number
- NL8003655A NL8003655A NL8003655A NL8003655A NL8003655A NL 8003655 A NL8003655 A NL 8003655A NL 8003655 A NL8003655 A NL 8003655A NL 8003655 A NL8003655 A NL 8003655A NL 8003655 A NL8003655 A NL 8003655A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- amplifier
- differential amplifier
- transistor
- negative feedback
- circuit
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
- H04M1/60—Substation equipment, e.g. for use by subscribers including speech amplifiers
- H04M1/6008—Substation equipment, e.g. for use by subscribers including speech amplifiers in the transmitter circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
Ν.Ο. 29092Ν.Ο. 29092
Schakelinrichting voor de versterker van een telecommunicatie-inrichting.Switching device for the amplifier of a telecommunication device.
De uitvinding heeft betrekking op een schakelinrichting voor de versterker van een telecommunicatie-inrichting, in het bijzonder een microfoonversterker, met geringe inschakelvertraging van het bij de schakelwisseling van andere functiemiddelen op de verster-5 ker optredende inregelproces dat door de het tegenkoppelnetwerk tegen gelijkstroom afsluitende condensator teweeggebracht wordt, waarbij de inschakelvertragingstijd evenredig is met de spannings-deelverhouding van het aan de uitgangsspanning gelegen netwerk tot het aan de tegenkoppelspanning gelegen, de condensator bevattende ΙΟ netwerk.The invention relates to a switching device for the amplifier of a telecommunication device, in particular a microphone amplifier, with a slight switch-on delay of the balancing process occurring on the amplifier during the switching of other function means, which is compensated by the capacitor which opposes the DC feedback network. The switch-on delay time is proportional to the voltage dividing ratio of the output voltage network to the negative feedback voltage capacitor-containing network.
In telecommunicatie- of telefoonapparaten worden voor het uitvoeren of ondersteunen van bepaalde functies, bijvoorbeeld de geluidsomzetting of informatie-afgifte, door oscillatie bij tijden versterkers toegepast. De principiële opbouw van een overeenkom-15 stige microfoonversterkerschakeling is bijvoorbeeld in fig. 1 aangegeven,. In de leiding a/b met de onvermijdelijke leidingsweer-standen R^ is via een omschakelinrichting ïï^ de microfoonversterker aangeschakeld. De eigenlijke versterker Yq verkrijgt zijn werkpunt-instelling via de sparmingsdeler , R^, waarbij de weerstand R^ 20 tevens onderdeel is van het tegenkoppelnetwerk bestaande uit de weerstanden R^ en Rg· De condensator C in het tegenkoppelnetwerk vormt de voor de gelijkstroomscheiding vereiste afgrendelingscon-densator. Yerder zijn er in de leiding stroomonderscheidingsmidde-len TL opgenomen die via een stroommeting de bezettingstoestand vast-25 stellen of een andere signalering initiëren.In telecommunications or telephone devices, amplifiers are used by oscillation to perform or support certain functions, for example, sound conversion or information delivery. The basic structure of a corresponding microphone amplifier circuit is shown, for example, in FIG. In the line a / b with the unavoidable line resistances R1, the microphone amplifier is switched on via a switching device. The actual amplifier Yq obtains its operating point setting via the voltage divider, R ^, the resistor R ^ 20 also being part of the negative feedback network consisting of the resistors R ^ and Rg · The capacitor C in the negative feedback network forms the latching connection required for the DC separation -denator. Previously, current discriminators TL have been incorporated in the line which determine the occupancy status or initiate another signaling via a current measurement.
Een microfoonversterker in een telefoonapparaat moet zodanig gedimensioneerd zijn dat de tolerantie van de voorafbepaalde bedrijf sver sterking zowel over het bedrijfsstroomgebied als ook over het nuttige frequentiegebied niet groter is dan +0,5 dB. Daar nu 50 de transistorparameters afhankelijk zijn van de stroom en daar de passieve elementen onvermijdelijke strooiingen hebben,past men in de versterkerschakeling een tegenkoppeling toe. De schakeling zelf wordt voor een nullastversterking Y^ uitgevoerd die beduidend boven de bedrijfsversterking ligt. Door de weerstandstegenkoppeling vol-35 gens fig. 1 wordt deze verhoogde versterking tot de vereiste bedrijfsversterking V gereduceerd. Yoor de tegenkoppelverhouding 800 36 55 - 2 - geldt: . ÏÏG E2 « = -= - (1) ïï out R1 + R2 5 Hierbij is gelijk aan de tegenkoppelspanning bij de serie- sohakeling bestaande uit de capaciteit C en de weerstand Hg en is ïïQut de uitgangsspanning bij de belastingsweeretand Bij de aan de ingang toegevoerde ingangssignaalspanning geldt dan voor de bedrijfsversterking 10 ïïout 70 V = _ = _ (2) ïïin 1 + “ T0 15 Daar bij een microfoonversterkerschakeling het werkpunt aan de ingang van de versterker door de spanningsdeler bestaande uit de weerstanden R^ en R^ ingesteld wordt, waarbij de beide weerstanden relatief hoogohmig zijn, is een gelijkstroomscheiding middels de condensator C noodzakelijk. Opdat aan de bovenvermelde 20 tolerantie-eis over het nuttige-frequentiegebied voldaan wordt, moet de capacitieve weerstand XQ van de condensator C niet groter zijn dan X » - - 0, 16 . R (5) 25 2 7Γ fu · 0 waarbij f de ondergrensfrequentie van de versterker vormt.A microphone amplifier in a telephone apparatus must be dimensioned such that the tolerance of the predetermined operating gain over the operating range as well as over the useful frequency range does not exceed +0.5 dB. Since the transistor parameters now depend on the current and since the passive elements have unavoidable scatterings, negative feedback is used in the amplifier circuit. The circuit itself is designed for a no-load gain Y ^ which is significantly above the operating gain. The resistance feedback according to FIG. 1 reduces this increased gain to the required operating gain V. For the negative feedback ratio 800 36 55 - 2 - applies:. ÏÏG E2 «= - = - (1) ïï out R1 + R2 5 Here equals the negative feedback voltage in the series circuit consisting of the capacitance C and the resistor Hg and is the output voltage at the load resistor at the input input. The input signal voltage then applies to the operating gain 10 ïout 70 V = _ = _ (2) ïin 1 + “T0 15 Since, in the case of a microphone amplifier circuit, the operating point at the input of the amplifier is set by the voltage divider consisting of the resistors R ^ and R ^, the two resistors being relatively high-ohmic, a direct current separation by means of the capacitor C is necessary. In order for the above-mentioned tolerance requirement over the useful frequency range to be met, the capacitance XQ of the capacitor C must not be greater than X1 - 0.16. R (5) 25 2 7Γ fu · 0 where f is the lower limit frequency of the amplifier.
Bij het inschakelen van de versterker via de omschakelin-richting moet eerst de condensator C opgeladen worden. Daar de 30 weerstand R^ sterk hoogohmig is, werkt op het tijdstip van omschakeling de versterkerschakeling als een zeer hoogohmige belasting die slechts een geringe laadstroom opneemt. Pas na het opladen van de afgrendelingscondensator C gaat de versterker geleidelijk in het gebied van de üormale bedrijfbelasting over zodat 35 door de versterker eerst dan de bedrijfsstroom vloeit die door de stroomonderscheidingsmiddelen als aangesloten versterker ook onderscheiden wordt. Wanneer de laadfase met de relatief lage laadstroom langer dan een voorafbepaalde tijdspanne duurt, geven de stroomonderscheidingsmiddelen een fout-informatie af die bijvoor-40 beeld het einde van de bezetting ‘of een andere niet gewenste scha- 800 36 55 ? % - 5 - kelinformatie signaleert. Deze tijdsspanne is bijvoorbeeld tot 18 msec, beperkt. De schakeling volgens fig. 1 zal echter een inschakelvertraging van ca. 20Ö msec, hebben.When switching on the amplifier via the switching device, the capacitor C must first be charged. Since the resistor R ^ is very high-ohmic, at the time of switching, the amplifier circuit operates as a very high-ohmic load which only absorbs a small charging current. Only after charging of the lock-out capacitor C does the amplifier gradually transition into the region of the normal operating load, so that the operating current flows through the amplifier only then the operating current which is also distinguished by the current discrimination means as a connected amplifier. When the charging phase with the relatively low charging current lasts longer than a predetermined period of time, the current discrimination means give an error information, for example the end of the occupation "or another undesired damage. % - 5 - signals cell information. This time span is, for example, limited to 18 msec. However, the circuit of FIG. 1 will have a turn-on delay of about 20 msec.
Teneinde deze inschakeltijd te reduceren is eerder reeds een 5 snelle laadschakeling volgens fig. 2 voorgesteld, zie de niet-open-baar gemaakte Duitse octrooiaanvrage P 29 04 096*8. Deze microfoon-versterker bestaat uit drie trappen met de transistoren T^, Tg en Tj, en de bijbehorende emitter- respectievelijk collectorweerstan-den Bg, R^ en R^. Deze versterker wordt met de, met de verster-10 ker in serie geschakelde weerstand Rg tussen de leiding a/b geschakeld. De weerstand Rg bepaald de differentiële weerstand van de microfoonversterker en daarmede de uitstuurmogelijkheid van de versterker bij een bepaalde leidingsstroom.In order to reduce this switch-on time, a fast charging circuit according to Fig. 2 has already been proposed, see the unpublished German patent application P 29 04 096 * 8. This microphone amplifier consists of three stages with the transistors T ^, Tg and Tj, and the associated emitter and collector resistors Bg, R ^ and R ^ respectively. This amplifier is connected between the line a / b with the resistor Rg connected in series with the amplifier. The resistance Rg determines the differential resistance of the microphone amplifier and thus the amplifier's output capability at a given line current.
Evenwijdig aan deze schakeling van versterker en weerstand 15 Bg is de, het werkpunt van de versterker bepalende spanningsdeler van de weerstanden fi^ en geschakeld. Het spanningsafneempunt van deze spanningsdeler is enerzijds via de signaalbron ïï^ met de basiselectrode van de eerste transistor T^ van de versterker- schakeling en anderzijds via het, de tegenkoppelspanning teweeg 20 brengende netwerk van de weerstanden Rg en 0 met het voetpunt van de versterkerschakeling en daardoor met de weerstand Rg verbonden.The voltage divider of the resistors determining the operating point of the amplifier is connected parallel to this circuit of amplifier and resistor 15 Bg. The voltage drop point of this voltage divider is on the one hand via the signal source with the base electrode of the first transistor T1 of the amplifier circuit and on the other hand via the network of the resistors Rg and 0 with the base point of the amplifier circuit, which produces the negative feedback voltage. thereby connected to the resistor Rg.
Parallel aan de spanningsdeler van de weerstanden R„ en R, ligt 1 0 de snelle laadschakeling met de spanningsdeler van de weerstanden 25 R^ en R^, waarvan het potentiaalafneempunt verbonden is met de basis van de transistor T^. De collector van deze transistor T^ is via de weerstand R^ op de leiding d aangesloten, terwijl de emitter-aansluiting leidt naar het verbindingspunt tussen de weerstand Rg en de condensator C in het tegenkoppelnetwerk.Parallel to the voltage divider of the resistors R 1 and R 1 is the fast charging circuit with the voltage divider of the resistors R 1 and R 1, the potential drop point of which is connected to the base of the transistor T 1. The collector of this transistor T ^ is connected to the line d via the resistor R ^, while the emitter connection leads to the connection point between the resistor Rg and the capacitor C in the negative feedback network.
50 Bij het aansluiten van de versterker op de leiding via de schakelaar respectievelijk bij het omschakelen van andere aan» gepaste functiemiddelen op de versterker wordt nu de condensator C via de snelle laadschakeling snel opgeladen, zodat na een relatief korte tijdsspanne de versterker zijn normale werkstroom 55 heeft.50 When connecting the amplifier to the line via the switch or when switching other adapted functions on the amplifier, the capacitor C is now charged quickly via the fast charging circuit, so that after a relatively short period of time the amplifier returns to its normal operating current 55 has.
Bij een uitvoeringsvoorbeeld wordt een schakeling met de volgende waarden toegepastj R1 = 59 kA; Rg = 50 A .In an exemplary embodiment, a circuit with the following values is used: R1 = 59 kA; Rg = 50 A.
Hieruit resulteert de waarde ± = 781 en in samenhang met de α 800 36 55 - 4 - formule 3 een condensator C met de waarde C =66 ^uP. Bij een dergelijke schakeling kan de inschakelvertraging met behulp van de snelle laadschakeling volgens fig. 2 van 195 msec, gereduceerd worden tot 15 msec. Hierbij moet er rekening mee gehouden worden 5 dat de schakeling volgens fig. 2 het nuttige signaal TL versterkt met dezelfde versterkingsfactor VQ als het tegenkoppelsignaal ïï^. Zoals uit de vergelijking 2 volgt is dan bij grote YQ de bedrijfs-versterking Y evenredig met de verhouding R^ + R^ respectievelijk omgekeerd evenredig met de tegenkop- R2 10 pelfactor a.This results in the value ± = 781 and in connection with the α 800 36 55 - 4 - formula 3, a capacitor C with the value C = 66 ^ uP. With such a circuit, the switch-on delay can be reduced to 15 msec by means of the fast charging circuit according to Fig. 2. It must be taken into account here that the circuit according to Fig. 2 amplifies the useful signal TL with the same amplification factor VQ as the negative feedback signal. As follows from equation 2, at large YQ the operating gain Y is proportional to the ratio R ^ + R ^ and inversely proportional to the counter-head R2 peeling factor a.
De uitvinding beoogt nu de schakeling volgens fig. 2 verder te verbeteren en in het bijzonder de inschakelvertraging nog sterker te reduceren.The object of the invention is now to further improve the circuit according to Fig. 2 and in particular to reduce the switch-on delay even more.
Dit wordt bij een microfoonversterkerschakeling van de in de 15 aanhef beschreven soort volgens de uitvinding aldus bereikt dat een verschilversterker aangebracht is, aan de ingangen waarvan het nuttige signaal TL^ in tegenfase en het tegenkoppelsignaal in gelijke fase toegevoerd wordt, en dat de emitterstroonjbak van de verschilversterker en de achter de verschilveisberker geschakelde, 20 gelijkstroomgekoppelde versterkerschakeling zodanig uitgevoerd is, dat de emitterstroom van de verschilversterker automatisch zich op de dubbele waarde van de collectorstroom in een transistor van de verschilversterker instelt, zodat de versterking van de verschilversterker voor het nuttige signaal een vaste, stroom- en weer-25 standsonafhankelijke waarde aanneemt, terwijl de versterking van het tegenkoppelsignaal rond een factor P > 1 kleiner is dan de nuttige-signaalversterking K waarmee de de bedrijfsversterking bepalende spanningsdelerverhouding van het tegenkoppelnetwerk ten opzichte van een versterker, waarbij de nuttige-signaal en tegenkoppelsignaal-30 versterking even groot zijn, gereduceerd is.In the case of a microphone amplifier circuit of the type described in the preamble according to the invention this is achieved in such a way that a differential amplifier is applied to the inputs of which the useful signal TL1 is applied in reverse phase and the negative feedback signal in the same phase, and that the emitter terminal of the differential amplifier and the DC-coupled amplifier circuit connected behind the differential voltage amplifier such that the emitter current of the differential amplifier automatically adjusts to the double value of the collector current in a transistor of the differential amplifier, so that the gain of the differential amplifier for the useful signal is fixed. , current and resistance independent value, while the amplification of the negative feedback signal around a factor P> 1 is less than the useful signal gain K, with which the operating gain determining voltage divider ratio of the negative feedback network relative to a distant stronger, with the useful signal and negative feedback signal gain being the same, is reduced.
Met behulp van de schakeling volgens de uitvinding kan de ge-lijkstroomscheidingscondensator C ten opzichte van de condensator in de schakeling volgens fig. 2 beduidend kleiner gemaakt worden. Daarenboven kan de weerstandsverhouding R^ tot R2 beduidend gere-35 duoeerd worden^ waardoor hij ook nauwkeuriger ingesteld kan worden.With the aid of the circuit according to the invention, the DC separation capacitor C can be made significantly smaller relative to the capacitor in the circuit according to FIG. In addition, the resistance ratio R1 to R2 can be significantly reduced, so that it can also be adjusted more precisely.
De snelle laadschakeling vervalt geheel.The fast charging circuit is no longer required.
Bij de schakeling volgens de uitvinding is in de emitterstroom-tak van de verschilversterker een emitterweerstand en is in de collectors troomtak van de transistor van de verschilversterker, waarop 40 achter de verschilversterker geschakelde gelijkstroom gekoppelde 800 3 6 55 - 5 - versterkerschakeling aangesloten is, een collectorweerstand opgenomen. Hierdoor wordt de versterking van het aan de ingangen van de verschilversterker in gelijke fase toegevoerde tegenkoppelsignaal ÏÏq door de verhouding van de genoemde . weerstanden bepaald.In the circuit according to the invention, in the emitter current branch of the differential amplifier, there is an emitter resistor and in the collectors, the current branch of the transistor of the differential amplifier, to which 40 direct current coupled 800 3 6 55 - 5 amplifier circuits connected behind the differential amplifier, is connected collector resistance included. As a result, the amplification of the negative feedback signal applied to the inputs of the differential amplifier in the same phase is increased by the ratio of the aforementioned. resistances determined.
5 De uitvinding en verdere voordelige uitvoeringen zullen aan de hand van fig. 3 verder worden toegelioht.The invention and further advantageous embodiments will be further elucidated with reference to Fig. 3.
De verschilversterker wordt door de transistoren T^ en T^' gevormd. Aan de basiselectroden van deze heide transistoren, die tevens de ingangselectroden van de verschilversterker vormen, 10 wordt in tegenfase het nuttige ingangssignaal ïï^ toegevoerd. Beide transistoren hebben een gemeenschappelijke emitterweerstand RQ, 7 terwijl alleen bij de transistor ' een collectorweerstand Hg aanwezig is. Het verbindingspunt tussen de collector van de transistor 1 'en de weerstand Hg is aangesloten op de, achter de ver-15 schilversterker geschakelde gelijkstroomgekoppelde versterkerschakeling van de complémentaire transistoren Tg en ^y Hierbij ligt de emitterbasisbaan van de transistror Tg evenwijdig aan de weerstand Rg, terwijl de collector van de transistor Tg enerzijds met de collectorweerstand H^q en anderzijds met de basiselectrode van 20 de aan de transistor Tg complementaire en in emitterschakeling bedreven T^ transistor verbonden is. De weerstand H^q is dus evenwijdig aan de basisemitterbaan van de transistor T^ geschakeld.The differential amplifier is formed by the transistors T ^ and T ^ '. The useful input signal is applied to the base electrodes of these heath transistors, which also form the input electrodes of the differential amplifier. Both transistors have a common emitter resistor RQ, 7 while only a collector resistor Hg is present at the transistor '. The junction between the collector of the transistor 1 'and the resistor Hg is connected to the DC-coupled amplifier circuit of the complementary transistors Tg and ^ y, which is connected behind the differential amplifier, where the emitter base path of the transistor Tg is parallel to the resistor Rg, while the collector of the transistor Tg is connected on the one hand to the collector resistor H Hq and on the other hand to the basic electrode of the T ^ transistor complementary to the transistor Tg and operated in the emitter circuit. The resistor H ^ q is thus connected parallel to the base emitter path of the transistor T ^.
Aan de collector van de transistor T^, die op dezelfde potentiaal als de emitterelectrode van de transistor Tg ligt, wordt via een 25 RC-element het uitgangssignaal uitgekoppeld, dat van de be- lastingsweerstand Rjias^. afgenomen wordt.The output signal, that of the load resistor Rjias ^, is coupled to the collector of the transistor Tj, which is at the same potential as the emitter electrode of the transistor Tg. is taken.
Het werkpunt van de verschilversterker wordt weer via de span-ningsdeler van de weerstand R^ en H^ ingesteld. Het spanningsaf-neempunt aan deze spanningsdeler is via de condensator C en de 30 weerstand Hg verbonden met het voetpunt van de versterkerschakeling. De werkpuntpotentiaal komt tevens vanaf het potentiaalafneempunt rechtstreeks op de ingangselectrode van de transistor T^' en komt via de inwendige weerstand van de nuttige-signaalgenerator ïï.^ op de basiselectrode van de transistor T^.The operating point of the differential amplifier is again set via the voltage divider of the resistor R ^ and H ^. The voltage drop point at this voltage divider is connected via the capacitor C and the resistor Hg to the base point of the amplifier circuit. The operating point potential also comes from the potential take-off point directly to the input electrode of the transistor T1 'and passes through the internal resistance of the useful signal generator to the base electrode of the transistor T1'.
35 Het nuttige ingangssignaal ïï^ ligt tussen de verschilingangen A en B van de verschilversterker, zodat deze ingangen in tegenfase gestuurd worden. De versterking van de verschilversterker voor het nuttige signaal is zoal3 bekend gelijk aan: 800 36 55 - 6 - X9 7S verschil ^- . Η (4) 4-¾The useful input signal is located between the differential inputs A and B of the differential amplifier, so that these inputs are driven in phase opposition. The gain of the differential amplifier for the useful signal is, as is known, equal to: 800 36 55 - 6 - X9 7S difference ^ -. Η (4) 4-¾
Hierbij is de temperatuurspanning van ca. 26 mY.The temperature voltage is approximately 26 mY.
5 Bij de schakeling volgens fig. 3 stelt het werkpunt van de versterker zich automatisch zo in dat I. gelijk is aan 2 x I0, en U 9 8 voor Ig geldt IQ = BE .5 In the circuit shown in FIG. 3, the operating point of the amplifier automatically adjusts so that I. equals 2 x I0, and U 9 8 for Ig, IQ = BE.
S8S8
Hieruit ontstaat met behulp van de vergelijking 4·’· 10 7S verschil*'* —- = ^ Ί3ϊ5Using the equation 4 · ’· 10 7S difference * '* —- = ^ Ί3ϊ5
b verscnil 2.26 mYb differs 2.26 mY
In tegenstelling tot het nuttige signaal wordt de tegenkoppel-15 spanning in gelijke fase aan de beide ingangen A eh B toegevoerd, dat wil zeggen aan de ingang A via de generatorweerstand van de nuttige-signaalbron en rechtstreeks aan de ingang B.In contrast to the useful signal, the negative feedback voltage is applied in equal phase to both inputs A eh B, i.e. to input A via the generator resistance of the useful signal source and directly to input B.
Be gelijke-taktversterking van de verschilversterker is gelijk aan 20 7S in-fase. ^ ^8_ (5) 2.R9The equal-stroke gain of the differential amplifier is equal to 20 7S in-phase. ^ ^ 8_ (5) 2.R9
Stelt men het werkpunt van de microfoonversterker met de verhouding van de weerstanden en R^ zo in, dat hij bij de betreffen-25 de bedrijfsstroom I ongeveer dezelfde bedrijfsspanning als de versterker volgens fig. 2 heeft, en stelt men verder met de weerstand Rg dezelfde differentiële weerstand als bij de schakeling volgens fig. 2 in, dan kan rekening houdend met de vereiste uitsturing de weerstandsverhouding Rg tot R^ ongeveer gelijk aan 1,6 gekozen wor-30 den.Set the operating point of the microphone amplifier with the ratio of the resistors and R ^ so that it has approximately the same operating voltage as the amplifier according to FIG. 2 at the operating current I, and the resistor Rg is also the same differential resistance as in the circuit shown in FIG. 2, the resistance ratio Rg to Rl approximately equal to 1.6 can be selected taking into account the required control.
Hieruit ontstaat met behulp van de vergelijking 5 een gelijke-takt of in-fase versterking vanWith the aid of the equation 5 an equal-stroke or in-phase amplification of this results
Yg in-fase. ^ 0,8.Yg in-phase. ^ 0.8.
35 Bij.de microfoonversterker volgens fig. 2 wordt het nuttigeThe microphone amplifier shown in FIG. 2 makes it useful
signaal ïï. en het tegenkoppelsignaal versterkt met dezelfde versterkingsfactor Vq. Om deze reden is bij deze schakeling de bedrijf sversterking V evenredig met de verhouding van R + Rsignal ïï. and the negative feedback signal amplified with the same gain factor Vq. For this reason, in this circuit, the operating gain V is proportional to the ratio of R + R
1 2 respectievelijk omgekeerd evenredig met de tegenkoppel- 40 - Hg faktor a.1 2 respectively inversely proportional to the negative feedback 40 - Hg factor a.
80036 55 - 7 -80036 55 - 7 -
Dit ontstaat Mjvoorbeeld uit de formule 2, wanneer Yq in verhouding tot Y zeer groot is. Yerschillend hieraan wordt "bij de schakeling volgens fig. 3 het tegenkoppelsignaal beduidend zwakker dan het nuttige signaal versterkt.This arises from the formula 2, for example, when Yq is very large in relation to Y. Different from this, in the circuit shown in FIG. 3, the negative feedback signal is amplified significantly weaker than the useful signal.
5 Hiervoor geldt:5 The following applies:
Tg in-fase. _ i8_ = 0,06.Tg in-phase. _8_ = 0.06.
Yg verschil 13»5Yg difference 13 »5
Hat wil zeggen dat de werking van de tegenkoppelspanning 10 op de bedrijfsversterking Y bij de schakeling volgens fig. 3 ongeveer met de factor F = 1 _ j kleiner is.This means that the effect of the negative feedback voltage 10 on the operating gain Y in the circuit according to FIG. 3 is less by the factor F = 1 _ j.
0,060.06
Om deze reden moet ook de omkeerwaarde van ct met deze faktor 16,7 gereduceerd worden om bij een gegeven nullastversterking Yq dezelf-.jtj de bedrijfsversterking Y als bij de schakeling volgens fig. 2 te verkrijgen.For this reason, the reversal value of ct must also be reduced with this factor 16.7 in order to obtain the same operating gain Y as for the circuit shown in FIG. 2 for a given no-load gain Yq.
Br is reeds op gewezen dat bij een uitvoeringsvoorbeeld voor de schakeling van fig. 2 d*ze omkeerwaarde van de tegenkoppelfaktor oc een waarde van 781 heeft. Wordt nu bij de schakeling volgens 20 fig. 3 de deelverhouden R^ + R^ met de faktor 16,7 gereduceerd, dan ontstaat de waarde _ a£q‘ Kiest men nu de weerstand Rg met een waarde Rg = 500 fi , dan ontstaat op basis van de vereiste tegenkoppelfactor voor R^ de waarde 22,9 kH. Met behulp van de 25 formule 3 berekent men dan de condensator 0 op een waarde van C = 6,6 yuF. Daar als gevolg van de aangegeven waarde ook de weerstand R.j ten opzichte van de bij de schakeling volgens fig. 2 gekozen weerstand gereduceerd kan worden, vermindert de inschakelvertra-ging van de schakeling volgens de uitvinding tot een waarde van ca. 30 12 msec., en ligt deze dus duidelijk onder de gewenste waarde van 18 msec.. Daar de nieuwe schakeling met een condensator uitkomt die eeii faktor 10 kleiner is dan de voor een schakeling volgens fig. 2 vereiste condensator, kan de prijs en de geometrische afmetingen voor dit bouwelement aanzienlijk gereduceerd worden.Br has already been pointed out that in an exemplary embodiment for the circuit of Fig. 2 d * this reversal value of the negative feedback factor oc has a value of 781. If the partial ratio R ^ + R ^ is reduced by a factor of 16.7 in the circuit shown in FIG. 3, the value _ a £ q is obtained. If the resistor Rg with a value Rg = 500 fi is then selected, based on the required negative feedback factor for R ^ the value 22,9 kH. Using the formula 3, the capacitor 0 is then calculated at a value of C = 6.6 yuF. Since the resistance Rj can also be reduced as a result of the indicated value relative to the resistance selected in the circuit of FIG. 2, the switch-on delay of the circuit according to the invention decreases to a value of approximately 12 msec. and is therefore clearly below the desired value of 18 msec. Since the new circuit comes out with a capacitor which is a factor 10 smaller than the capacitor required for a circuit according to Fig. 2, the price and the geometric dimensions for this construction element can significantly reduced.
35 Yerder kunnen de weerstanden van de vroeger vereiste snelle laadschakeling bespaard worden. De weerstandsverhouding R^ tot R^, die nauwkeurig aangehouden moet worden, kan ten opzichte van de bekende schakeling volgens fig. 2 bijvoorbeeld van de waarde 780 tot de waarde 47 gereduceerd worden, en kan dus beduidend nauwkeuriger 40 ingesteld worden.Previously, the resistances of the previously required fast charging circuit can be saved. The resistance ratio R ^ to R ^, which must be accurately maintained, can be reduced from the value 780 to the value 47, for example, relative to the known circuit according to FIG. 2, and can thus be adjusted considerably more precisely.
- 8 -- 8 -
De schakeling volgens fig. 3 kan ook met een uitwendige aansluiting (pin) minder dan hij de schakeling volgens fig. 2 uitkomen, daar nu de uitwendig aan te sluiten condensator C rechtstreeks tussen de aansluitklem B en de weerstand Rg geschakeld kan worden.The circuit according to Fig. 3 can also come out with an external connection (pin) less than the circuit according to Fig. 2, since now the externally connectable capacitor C can be connected directly between the terminal B and the resistor Rg.
800 36 55800 36 55
Claims (3)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE2925919 | 1979-06-27 | ||
| DE19792925919 DE2925919C3 (en) | 1979-06-27 | 1979-06-27 | Circuit arrangement for the amplifier of a telecommunications equipment |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL8003655A true NL8003655A (en) | 1980-12-30 |
Family
ID=6074291
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL8003655A NL8003655A (en) | 1979-06-27 | 1980-06-24 | SWITCHING DEVICE FOR THE AMPLIFIER OF A TELECOMMUNICATING DEVICE. |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| BE (1) | BE884026A (en) |
| DE (1) | DE2925919C3 (en) |
| NL (1) | NL8003655A (en) |
-
1979
- 1979-06-27 DE DE19792925919 patent/DE2925919C3/en not_active Expired
-
1980
- 1980-06-24 NL NL8003655A patent/NL8003655A/en not_active Application Discontinuation
- 1980-06-26 BE BE0/201191A patent/BE884026A/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2925919A1 (en) | 1981-01-08 |
| DE2925919B2 (en) | 1981-07-02 |
| DE2925919C3 (en) | 1982-03-18 |
| BE884026A (en) | 1980-10-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3845405A (en) | Composite transistor device with over current protection | |
| JPS5934709A (en) | Impedance converting amplifier | |
| US4636744A (en) | Front end of an operational amplifier | |
| JPH0469445B2 (en) | ||
| US4636743A (en) | Front end stage of an operational amplifier | |
| KR850000732B1 (en) | Volume controll circuit | |
| US4453038A (en) | Circuit arrangement for producing control means from line current | |
| JP3945662B2 (en) | Controllable filter device | |
| JPS596549B2 (en) | 3-terminal power supply circuit for telephones | |
| US4310733A (en) | Arrangement for applying signals to a telephone line | |
| US4314106A (en) | Line circuit | |
| KR930002588B1 (en) | Method and apparatus for feeding power to a telephone line | |
| JP2000516789A (en) | Differential amplifier, integrated circuit, and telephone | |
| NL8003655A (en) | SWITCHING DEVICE FOR THE AMPLIFIER OF A TELECOMMUNICATING DEVICE. | |
| US4642453A (en) | Apparatus for increasing the dynamic range in an integrating optoelectric receiver | |
| US3947645A (en) | Demultiplexer for FM stereophonic receivers | |
| KR930017289A (en) | Variable frequency oscillator | |
| EP0116982B1 (en) | Amplifier arrangement | |
| US3988642A (en) | Electronic cut out for a circuit to be protected | |
| EP0603938A1 (en) | Universal signal converter | |
| US4649235A (en) | Telephone circuit with a class-B amplifier output stage | |
| US2927276A (en) | Hearing aid transistor amplifier | |
| NL8001269A (en) | CONVERTIBLE AMPLIFIER, OVER A WIDE RANGE OF FREQUENCIES. | |
| US4721921A (en) | Amplifier having improved gain/bandwidth product | |
| US4256981A (en) | Circuit arrangement for generating a pulse with a delayed edge |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| BV | The patent application has lapsed |