DE2911674C2 - Schaltung zum Erzeugen von Ausblendimpulsen und diese Schaltung verwendender Dekodierer - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Erzeugen von Ausblendimpulsen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie einen, eine derartige Schaltung verwendenden Dekodierer gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 9.

Ausblendschaltungen können beispielsweise als Dekodierer für die Dekodierung von im sogenannten Manchester-Code kodierten Daten verwendet werden. Bei einer Art von im Manchester-Code kodierten Daten sind die aufzuzeichnenden Daten in Bitzellen aufgeteilt, wobei Datenflußumkehrungen oder -Übergänge am Anfang einer Bitzelle auftreten und die Nicht-Daten-Flußumkehrungen, falls solche auftreten, erscheinen in der Mitte der Bitzellen. Zur Unterdrückung derartiger Nicht-Daten-Flußumkehrungen können beispielsweise Ausblendimpulse verwendet werden, da durch solche Flußumkehrungen sonst Ungenauigkeiten bei der weiteren Verwendung der Daten entstehen können. Die Schaltung zum Erzeugen von Ausblendimpulsen muß flexibel genug sein, um das Ausblenden von Nicht-Daten-Flußumkehrungen zu gewährleisten, auch wenn die Frequenz der ankommenden Daten beispielsweise aufgrund einer Änderung in der Geschwindigkeit eines sich bewegenden Aufzeichnungsträgers, von dem die Daten abgelesen werden, beträchtlich variiert.

Eine Ausblendschaltung zum Erzeugen von Ausblendimpulsen für die Unterdrückung von Störsignalen beim Lesen von Informationen von einem Magnetband

ist aus der US-PS 32 43 580 bekannt Diese Schaltung weist eine erste Verzögerungskippschaltung zum Erzeugen von Ausblendimpulsen an ihrem Ausgang, abhängig von Eingangssignalen auf. Zum Variieren der Dauer der Ausblendimpulse für eine Berücksichtigung von Frequenzänderungen in den Eingangssignalen ist eine zweite Verzögerungskippschaltung zwischen die erste Verzögerungskippschaltung und einen Eingang eines UND-Gliedes geschaltet, das an seinem zweiten Eingang Eingangsimpulse empfängt Der Ausgang des UND-Gliedes ist mit einer Filterschaltung verbunden, welche einen Spannungspegel abgibt der die Dauer der von den Verzögerungskippschaltungen abgegebenen Signale steuert Ist die kombinierte Dauer der Signale von den zwei Verzogerungskippsehaltungen geringer als die Periode zwischen aufeinanderfolgenden Eingangsimpulsen, dann wird das UND-Glied durchgeschaltet und läßt ankommende Signale zu der Filterschaltung durch, die die Dauer der Ausblendimpulse verlängert Ist die kombinierte Dauer der Signale der beiden Verzogerungskippsehaltungen gleich oder größer der Periode zwischen aufeinanderfolgenden Eingangsimpulsen, dann bleibt das UND-Glied gesperrt, so daß die Dauer der Ausblendimpulse verkürzt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltung zum Erzeugen von Ausblendimpulsen anzugeben, die sich in ihrer Dauer mit der Frequenz der Eingangssignale ändern, wobei die Schaltung einfacher und zuverlässiger als die bekannte Schaltung ist

Die erfindungsgemäße Schaltung besitzt die Merkmale gemäß dem Kennzeichen des Patentanspruchs 1.

Die Erfindung bringt auch einen Dekodierer zum Dekodieren einer Datenreihe, die Datenbits und Nicht-Daten-Flußumkehrungen enthält, mit Eingangsmitteln zum Empfang der genannten Datenbits und der Nicht-Daten-Flußumkehrungen und mit Ausgangsmittein, die mit den Eingangsmitteln verbunden sind, zur Ausgabe der dekodierten Datenreihe mit dem Kennzeichen, daß die Ausblendimpulse zum Ausblenden der Nicht-Daten-Flußumkehrungen durch die vorgenannte erfindungsgemäße Schaltung erzeugt werden.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels im einzelnen beschrieben, wobei Bezug genommen wird auf die Zeichnungen. In diesen zeigt

F i g. 1 eine schematische Darstellung einer Synchronisationsschaitung zur Erzeugung von Ausblendimpulsen gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer Dekodierschaltung, die in der Synchronisationsschaltung gemäß F i g. 1 verwendet wird,

F i g. 3 verschiedene in der Synchronisationsschaltung gemäß F! g. i auftretende Wellenformen und eine an die Dekodierschaltung gemäß F i g. 2 angelegte Datenreihe und F i g. 4 Wellenformen der ankommenden Datenreihe.

Zunächst erfolgt eine Erläuterung der Verwendung der in der Synchronisationsschaltung 10 in Fig. 1 erzeugten Ausblendimpulsen.

Die Schaltung 10 wird zur Synchronisation für phasencodierte Daten eines Manchester-Typs verwendet, bei dem die aufzuzeichnenden Daten in Zellen aufgeteilt sind und die Datenflußumkehrungen bzw. Übergänge erscheinen am Anfang der Zellen, wohingegen die Pegelübergänge, die nicht Datenflußübergängen entsprechen, falls solche auftreten, in der Nähe des Zentrums der Zellen erscheinen.

In F i e. 3 sind in den Zeilen 3F bis 3/ verschiedene Binäreingangsdaten gezeigt die in dem Datenstrom auftreten. Die Zeile 3C zeigt einen in der Schaltung 10 erzeugten Austastimpuls, bei dem verschiedene »Aus«- und »Ein«-Zustände vorhanden sind. Diese beziehen sich auf die Binäreingangsdaten im unteren Teil von Fig.3, wobei der »Aus«-Zustand der Austast- oder Ausblendimpulswellenfonn einen hohen Pegel und der »Ein«-Zustand einen niedrigen Pegel aufweist. In der Zeile F in F i g. 3 ist die Binärinformation 1 mit dem Bezugszeichen 12 versehen und diese erscheint während einer »Aus«-Periode eines Austastimpulses (Zeile ZC). Kurz nachdem diese Binärinformation 1 empfangen wurde, wechselt die Ausblendimpulswellenform auf den »Ein«-Zustand, & L·, sie nimmt einen niedrigen Pegel an. Wenn die Binäreingangsinformation dem binären Muster 1-1 gemäß Zeile Fin Fig.3 folgt, so wird der mit dem Bezugszeichen 14 versehene nicht einer Datenflußumkehrung entsprechende Pegelüberging in der Nähe des Zentrums 16 einer Zellenbreite auftreten; jedoch tritt er zu einem Zeitpunkt auf, der noch nicht bei 70% der Zellenbreite liegt (gemessen von .!em Bezugszeichen 12). Die Ausiastimpülse liegen füi etwa 70% der Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Synchronisationsimpulsen oder 77?-Signalen 18 und 20 (Zeile 3/4 in F i g. 3) an, so daß unerwünschte sogenannte »Nicht-Daten-Flußumkehrungen« wirksam ausgeblendet werden. Danach kehrt die Ausblendimpulswellenform auf den »Aus«-Zustand zurück, so daß die nächste binäre 1, die mit dem Bezugszeichen 22 gekennzeichnet ist, empfangen werden kann. Zeile G in F i g. 3, in d^r die binären 0-0-Muster gezeigt sind, zeigt in ähnlicher Weise wie die unerwünschten Nicht-Daten-Flußumkehrungen, die in der Nähe des Zentrums 24 einer Zelle auftreten, eliminiert werden, während der Zeit, bei der der Ausblendimpuls »Ein« ist Die Zeile H in F i g. 3 zeigt das Verhältnis zwischen dem Ausblendimpuls und der binären Eingangsinformation, wenn diese Daten dem Muster einer binären 1 zu einer binären 0 folgt. Die Zeile /in Fig.3 zeigt in ähnlicher Weise das Verhältnis des Ausblendimpulses zu dem binären Dateneingang, bei dem die Eingangsdaten einem Muster aus binärer 0 zu binärer 1 folger- Es wird darauf hingewiesen, daß in dem Fall, bei deni die binäre Eingangsinformation den Mustern folgt, die in den Zeilen //und /gezeigt sind, in den Zentren der Datenzellen kein Nicht-Daten-Flußumkehrvorgang stattfindet bzw. auftritt.

Im folgenden wird auf F i g. 2 Bezug genommen, in der eine Dekodierschaltung gezeigt ist, die mit 26 bezeichnet ist. Die Dekodierschaltung 26 empfängt die am Anschluß 28 ankommenden Eingangsdaten und verarbeitet diese Daten, so daß eine Folge von Synchronisations- oder Trigger-Signalen TR am Anschluß 29 entsteht Jedes Trigger-Signal 77? wird dem Triggeranschluß TR'Gdes Zeitgebers 30 in F i g. 1 zugeleitet Der Zeitgeber 30 weist einen herkömmlichen Aufbau auf und kann beispielsweise ein handelsüblichei Raustem sein, der mit der Typenbezeichnung NE 555 versehen ist. Die nach Positiv gehenden Kanten des Synchronisations- oder Trigger-Signals 18 in der Zeile A von F i g. 3 triggert den Zeitgeber 30, so daß am Ausgang des Zeitgebers 30 eine Aktivierung stattfindet, die in der Zeile D in F i g. 3 als nach oben gehender Pegel dargestellt ist.

Aus F i g. 1 ist ersichtlich, daß der Ausgangsanschluß OLTdes Zeitgebers 30 mit einem Eingang eines Inverters 32 über einen Widerstand R 3 verbunden ist Ein Ende eines Widerstandes R 4 ist mit dem Eingang des Inverters 32 und das andere Ende des Widerstandes R 4 mit Masse verbunden. Der Widerstand R 3 und der Wi-

derstand R 4 bilden ein Spannungsteilernetzwerk, das mit dem Inverter 32 kombiniert ist, so daß die Ausblendimpulse die gewünschte Polarität und den gewünschten Spannungspegel zur Verwendung in der in F i g. 2 gezeigten Dekodierschaltung 26 erhalten. Aus der Zeile D in F i g. 3 geht hervor, daß, wenn der Zeitgeberausgang einen hohen Pegel annimmt, der in Fig.3, Zeile Cgezeigte Ausblendimpuls »Aus« durchgeschaltet bzw. erzeugt wird. Die Ausblendimpulswellenform vom Ausgang des Inverters 32 am Übergang 34 wird einem Eingang 36 eines NOR-Gliedes 38 (F i g. 2) zugeleitet.

Zu der Zeit, zu der der Zeitgeber 30 getriggert wird, entwickelt sich über dem in F i g. 1 gezeigten Kondensator Cl eine Spannung. Ein Ende des Kondensators C i ist mit Masse verbunden und das andere Ende liegt über einen Widerstand R i an + 12 V. Die Spannung, die sich über dem Kondensator Ct entwickelt und die in der Zeile B in F i g. 3 gezeigt ist, nimmt im wesentlichen mit einer linearen Rate zu.

Wenn der Zeitgeber 30 getriggert wird, gelangt der niedrige Pegel am Verbindungspunkt 34 über den Widerstand R 7 zu der Basis eines Transistors Ti, wodurch dieser Transistor gesperrt gehalten wird. Der Kollektor des Transistors Ti ist mit einer Spannungsquelle von + 12V über einen Widerstand R 5 verbunden, wie in F i g. 1 gezeigt ist. Wenn der Übergang 34 sich auf einem niedrigen Pegel befindet, so wird zu dieser Zeit der Kollektor des Transistors Ti auf einem hohen positiven Potential am Verbindungspunkt 40 gehalten. Da die Basis eines Transistors Γ2 mit der Verbindungsistelle 40 verbunden ist, wird der Transistor Tl anfangen zu leiten. Dieser Vorgang verläuft infolge des Miller-Effektes linear, so daß das Spannungspotential am Punkt A, der mit dem Kollektor des Transistors 72 verbunden ist, mit einer graduellen Rate abzufallen beginnt, was durch das Bezugszeichen 42 auf der Zeile Ein F i g. 3 angedeutet ist. Die Zeile E ϊΓι F ί g. 3 Zeigt die Spannung bzw. ucFi Spannungsverlauf am Punkt A, bezogen auf Masse (GND). Ein Kondensator C 2, der zwischen den Verbindungspunkt 40 und den Punkt A geschaltet ist, wird zu dieser Zeit entladen. Der Entladepfad beginnt an der Spannungsquelle +12 V, den Widerstand R 5 und verläuft über den Kollektor und den Emitter des Transistors 7"2 nach Masse.

Punkt A in Fi g. 1 ist mit einem Operationsverstärker 44 verbunden, der aus einem herkömmlichen Verstärker, beispielsweise einem LM 301. besteht, der handelsüblich ist. Grundsätzlich arbeitet der Verstärker 44 als Spannungsfolger und liefert eine hohe Impedanz zur Pufferung in der Schaltung 10 und er liefert eine geringe Filterung mit einem Verstärkungsfaktor von 1. Der Ausgang des Operationsverstärkers 44 ist mit dem Steuerspannungseingang CV des Zeitgebers 30 verbunden. Während der Spannungspegel am Punkt A fällt, erhöht sich der Spannungspegel über dem Kondensator Cl und ein fallender Spannungspegel wird an den Eingang CVdes Zeitgebers 30 angelegt Wenn der fallende Spannungspegel von dem Punkt A, der an den Eingang CV angelegt wird, den gleichen Wert erreicht, wie der ansteigende Spannungspegel über dem Kondensator Ci, ω wird der Zeitgeber 30 getriggert, so daß am Ausgang des Zeitgebers 30 ein Abfall auf einen zweiten Zustand, d. h. auf einen niedrigen Zustand, stattfindet

Sobald der Ausgang des Zeitgebers 30 auf den niedrigen Pegei fällt, wird der in Zeiie C in F i g. 3 gezeigte Ausblendimpuls »ausgeschaltet«. Wenn der Ausblendimpuls ausgeschaltet ist so entsteht an der Verbindungsstelle 34 in F i g. 1 eine Spannung mit einem hohen Pegel, die an den Eingang 36 in F i g. 2 angelegt wird. Der hohe Spannungspegel am Verbindungspunkt 34 bewirkt an der Basis des Transistors Ti, daß dieser in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird und sofort in den Sättigungsbereich gelangt. Wenn der Transistor 7Ί leitend ist, ist der Verbindungspunkt 40 praktisch mit dem Massepegel verbunden. Dadurch wird bewirkt, daß der Kondensator C2 durch die + 12-V-Spannungsquelle geladen wird, wobei der Ladepfad über den Widerstand R 6 verläuft und über den Transistor 7*2 und den nun leitenden Transistor Ti nach Masse gelangt. Die ansteigende Spannung, die sich über dem Kondensator C2 nun entwickelt, ist durch die Linie 46 in der Zeile E in Fig. 3 gezeigt. Diese ansteigende Spannung wird dem Eingang CV des Zeitgebers 30 zugeführt. Wenn der Ausgang des Zeitgebers 30 sich auf einem zweiten Zustand oder auf einem niedrigen Pegel befindet, so wird die Spannung über dem Kondensator C1 auf Massepotential gehalten, was durch die Referenzlinie 48 in der Zeile B in F i g. 3 angezeigt ist. Wenn das nächste Trigger-Signal TR an den Zeitgeber 30 angelegt wird, so wird der zuvor beschriebene Vorgang wiederholt.

Der Schwellenwerteingang TH und der DC-Eingang des Zeitgebers 30 sind miteinander verdrahtet und diese beiden Eingänge liegen am Verbindungspunkt 50, was aus Fig. 1 hervorgeht. Der Triggereingang TRIG und der Zurücksetzeingang R des Zeitgebers 30 sind ebenfalls miteinander verbunden und liegen an der + 12-V-Spannungsquelle über einem Widerstand R 2. Ein Kondensator C 3, der zwischen die + 12-V-Spannungsquelle und Masse geschaltet ist, dient zur Filterung der +12-V-Spannungsquelle. Ein Kondensator C5, der dem Operationsverstärker 44 zugeordnet ist, ist in herkömmlicher Weise ausgewählt und dient zur Pufferung und Filterung in der vorangehend beschriebenen Weise. Die Kondensatoren C4 und C6 bilden ebenfalls Filter für

uie τ- ι L~ v-opatinuiig UHU uic —ιδ- υ -opamiuiigsijucilen. Die Arbeitsweise der Schaltung 10 wird anschließend im einzelnen beschrieben, nachdem auf die Dekodierschaltung 26 in F i g. 2 Bezug genommen wurde.

Wie bereits erwähnt wurde, werden die von der Dekodierschaltung 26 zu dekodierenden Daten dem Eingangsanschluß 28 zugeführt. Diese Daten können beispielsweise von einem Magnetband kommen. Es gibt bestimmte Einführungsprozeduren (die z. B. zur Einleitung eines Übertragungsvorgangs dienen), die mit der Dekodierschaltung 26 in F i g. 2 und der Schaltung 10 in F i g. 1 zusammenwirken. Für den Moment wird angenommen, daß die Einleitung dieser Verfahren vervollständigt sind und daß echte Daten nun am Eingan^-»anschluß 28 auftreten. Die Dekodierschaltung 26 weist einen zweiten Eingang 52 auf, der für die Fälle vorgesehen ist bei denen die Daten so getrennt wurden, daß ein negativer Übergang am Eingangsanschluß 28 eine binäre »0«-lnformation und ein negativer Übergang am Eingangsanschluß 52 eine binäre »!«-Bitinformation darstellt Bei einer Trennung der beiden Datensignaie wird ein Leiter 55 zwischen die Verbindungsstellen 54 und 56 eingesetzt wohingegen zwischen den Verbindungsstellen 56 und 58 kein Leiter vorhanden ist Bei kombinierten Datensignalen wird ein Leiter 57 zwischen den Verbindungsstellen 58 und 56 angeordnet In diesem Fall befindet sich zwischen den Verbindungsstellen 54 und 56 kein Leiter. Durch dieses Merkmal wird die Flexibilität der Schaltung 26 wesentlich erhöht Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel werden die Datensignale an den Anschluß 28 angelegt d. h„ daß in diesem Fall zwischen den Verbindungspunkten 58 und 56 ein

Lei ter 57 geschaltet ist.

Wenn angenommen wird, daß ein nach Negativ gehender Übergang am Eingangsanschluß 28 auftritt, bedeutet dies, daß eine binäre »0«-Information gelesen wurde. Diese binäre 0 am Anschluß 28 wird in einem Inverter 60 invertiert, wodurch für den Gingang Ceines Flip-Flops 62 positive Taktimpulse geliefert werden. Das FÜD-^plop 62 ist ein herkömmliches D-Flip-Flop. Da der D-fcingang des Flip-Flops 62 stets mit Masse fest verdrahtet ist, weist der (^-Ausgang des Flip-Flops 62 nach dem Empfang eines Taktimpulses einen hohen Pegel auf. Der (^-Ausgang des Flip-Flops 62 wird einem herkömmlichen NOR-Glied 64 zugeführt, dessen ursprünglicher Ausgang auf einem hohen Pegel lag. Wenn der hohe Ausgangspegel von dem (^-Ausgang des Flip-Flops 62 einem Eingang des NOR-Gliedes 64 zugeleitet wird, so fällt dessen Ausgang auf einen niedrigen Pegel ab. Dieser Ausgang des NOR-Gliedes 64 wird dem D-Eingang eines herkömmlichen D-Flip-Flops 66 zugeleitet und der Ausgang eines herkömmlichen Oszillators (nicht gezeigt) liefert eine Frequenz von 2304 Hz. Diese wird dem C-Takteingang des Flip-Flops 66 zugeleitet. In der hier beschriebenen Schaltung weisen die phasendekodierten Daten eine Basisfrequenz von 48 kHz auf. Beim nächsten nach Positiv gehenden Übergang des Oszillators wird das Flip-Flop 66 zurückgesetzt, wodurch der 0-Ausgang einen hohen Pegel annimmt. Der Ö-Ausgang des Flip-Flops 66 wird in einem Inverter 67 invertiert, so daß ein nach Negativ gehender Triggerimpuls TR erzeugt wird, der zur Triggerung des Zeitgebers 3C in F i g. 1 benötigt wird. Wenn der Taktgeber 30 in den ersten Zustand gebracht wird, so wird der in der Zeile Cin F i g. 3 gezeigte Austastimpuls auf einen niedrigen Pegel gebracht, das heißt auf eine »Ein«-Bedingung.

Als Ergebnis der zuvor beschriebenen Anfangsoperation wird ein Signal mit einem niedrigen Pegel an dem D-Eingang eines Fiip-Fiops 68 (Fig.2) aufrechterhalten. Durch den Ausgang Q des D-Flip-Flops 70 wird der D-Eingang mit Masse verbunden. Die dem Eingang 28 zugeführte binäre 0-Information wurde in dem Inverter 60 invertiert. Anschließend erfolgt in einem weiteren Inverter 72 eine nochmalige Invertierung, so daß das Signal am Takteingang Cdes Flip-Flops 68 einen niedrigen Pegel erhält. Zu dieser Zeit wird das Flip-Flop 60 in einem Voreinstellungs-Zustand durch ein Signal mit einem niedrigen Pegel gehalten, das zur Voreinstellung an den P-Eingang des Flip-Flops 68 über ein NOR-Glied 76 angelegt wird. Dadurch wird bewirkt, daß der <?-Ausgang des Flip-Flops 68 einen niedrigen Pegel annimmt. Der (^-Ausgang des Flip-Flops 68 weist einen niedrigen Pegel auf und wird dem D-Eingang eines weiteren D-FHp-Flops 74 zugeleitet Der Q-Ausgang des Flip-Flops 66 mit einem hohen Pegel, der zur Erzeugung des Trigger-Signals 77? für den Taktgeber 30 verwendet wurde, dient auch als Taktimpuls für das Flip-Flop 74. Deshalb wird dieser Ausgang dem C-Eingang des Flip-Flops 74 zugeführt wodurch dessen (^-Ausgang einen niedrigen Pegel annimmt, was mit einer binären 0 am Eingangsanschluß 28 übereinstimmmt Der (^-Ausgang des Flip-Flops 74 stellt den gelesenen Ausgang des Dekodierschaltkreises 26 dar.

Die Ausblendimpulse der F i g. 1 werden einem Eingang 36 (F i g. 2) eines NOR-Gliedes 38 zugeleitet Der andere Eingang des NOR-Gliedes 38 wird auf_ einem niedrigen Wert durch den Q-Ausgang des Flip-Mops 70 über die Leitung 78 gehalten. Wenn sich die Ausblendwellenform auf einem niedrigen Pegel befindet so bewirken die zwei niedrigen Pegeln am Eingang des NOR-Gliedes 38 eine Erhöhung von dessen Ausgangspegel. Dieser hohe Pegel des NOR-Gliedes 38 wird einem Eingang eines NOR-Gliedes 80 zugeleitet und gelangt ebenfalls an einen Eingang eines NOR-Gliedes 76. Die verbleibenden Eingänge des NOR-Gliedes 80 und des NOR-Gliedes 76 werden mit dem hohen Pegel des Q-Ausgangs des Flip-Flops 66 beaufschlagt. Dadurch wird bewirkt daß die Ausgänge der beiden NOR-Glieder 80

ίο und 76 auf einen niedrigen Pegel abfallen. Der niedrige Ausgang des NOR-Gliedes 76 gelangt an den Voreinstelleingang P des Flip-Flops 68 und bewirkt, daß sich dieses Flip-Flop auf einen Zustand einstellt, bei dem am (^-Ausgang ein niedriger Pegel erscheint. In der gleichen Weise gelangt der Ausgang des NOR-Gliedes 80 an den Voreinstelleingang P des Flip-Flops 62 und bewirkt eine entsprechende Schaltungseinstellung, bei der am Q-Ausgang des Flip-Flops 62 ein niedriger Pegel verbleibt. Wenn das zweite am Anschluß 28 der Dekodierschaitung auftretende Bit eine binäre 0 ist, erscheint ein nach Positiv gehender »Nicht-Daten-Flußumkehrvorgang«, was durch das Bezugszeichen 24 in der Zeile C in Fig.3 angedeutet ist. Diese nach Positiv gehende »Kein-Daten-Flußumkehrung« wird über den Inverter 60 geleitet und in dem Inverter 72 erfolgt eine nochmalige Invertierung, so daß ein nach Positiv gehender Impuls als Taktsignal an den C-Eingang des Flip-Flops 68 angelegt werden kann. Normalerweise würden die nach Positiv gehenden Taktimpulse einen Wechsel des Zu-Standes des Flip-Flops 68 hervorrufen, jedoch befindet sich das Flip-Flop 68 durch den Voreinstellanschluß Pin einer Setzbedingung, so daß am Ausgang des Flip-Flops kein Wechsel stattfinden kann. Die gleiche Situation liegt am Flip-Flop 62 vor. Der (^-Ausgang des Flip-Flops 62 verbleibt ebenfalls auf einem niedrigen Pegel. Diese niedrigen Pegel an den Ausgängen des Flip-Flops 68 und 62 gelangen an des NOR-Glied 64, wodurch dessen Ausgang einen hohen Pegel annimmt. Der hohe Pegel am Ausgang des NOR-Gliedes 64 wird dem D-Eingang des Flip-Flops 66 zugeleitet und bewirkt, daß der Q-Ausgang des Flip-Flops 66 auf einem niedrigen Pegel bleibt. Dieser niedrige Pegel des (^-Ausgangs des Flip-Flops 66 gelangt an den Takteingang C des Flip-Flops 74, wodurch kein Wechsel am Ausgang des FHp-

Flops 74 stattfindet da zur Änderung des Zustandes des Flip-Flops 74 ein positiver Taktimpuls erforderlich ist. Somit wird ein »Nicht-Daten-Flußumkehrvorgang« in Form des im vorangehenden beschriebenen nach Positiv gehenden Impulses wirkungsvoll durch die Schaltung 10 in F i g. 1 ausgeblendet.

Nach einem kurzen Zeitintervall (Zeile C, Fig.3) wird die Ausblendwellenform in die »Aus-Bedingung« geschaltet Dadurch liegt am Eingang 36 des NOR-Gliedes 38 ein Signal mit einem hohen Pegel (F i g. 2), wodurch das NOR-Glied 38 seinen Zustand ändert und am Ausgang ein Signal mit einem niedrigen Pegel erzeugt Der an die NOR-Glieder 76 und 78 angelegte niedrige Pegel vom Ausgang des NOR-Gliedes 38 bewirkt daß jedes dieser Glieder umschaltet so daß an ihren Ausgangen Signale mit hohen Pegeln auftreten. Dadurch wird die Vorsetzbedingung an den Flip-Flops 62 und 68 aufgehoben. Die als nächstes empfangene Information ist ein 0-Bit das an den Eingang 28 angelegt wird. Nun wiederholt sich der zuvor beschriebene Vorgang. Falls die am Anschluß 28 empfangene InfoiTnation eine binäre ί ist wird das Flip-Fiop 68 getriggert Wenn dies eine binäre 0 ist so wird das Flip-Flop 62 getriggert und bewirkt ein Umschalten des NOR-Gliedes 64, so daß an

dessen Ausgang ein hoher Signalpegel auftritt, der für die Erzeugung der Synchronisation, das heißt, der Triggersignale TR in der zuvor beschriebenen Weise verwendet wird.

Die bereits zuvor erwähnte Anfangsoperation wird im folgenden in? einzelnen beschrieben. Zunächst wird angenommen, daß am Eingang 28 der Dekodierschaltung 26 auftretende Daten von einem Magnetband abgelesen werden. Obv/ohl in dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel Bezug auf ein Magnetband ge- ίο nommen wird, versteht es sich, daß die Erfindung auch in Zusammenhang mit anderen Arten von Aufzeichnungsträgern und Übertragungsleitungen verwendet werden kann. In der Zeile A in F i g. 4 sind die von einem Magnetband abgelesenen Daten dargestellt. Die Zeile B in F i g. 4 zeigt fünfzehn nach Negativ gehe nde Übergänge, die Bandvorlaufsignale darstellen. Die in F i g. 4 in Zeile A gezeigten Daten sind durch Zwischenräume IRG voneinander getrennt. Der erste Zwischenraum ist mit dem Bezugszeichen 81 gekennzeichnet. Dieser kann beispielsweise den Bandanfangsbereich darstellen, auf dem alle Informationen aufgezeichnet sind. Da in dem Bereich 81 keine nach Positiv oder nach Negativ gehenden Übergänge auftreten, verbleibt der (^-Ausgang des Flip-Flops 66 auf seinem niedrigen Pegel. Dieser niedrige Pegel wird dem /!-Eingang eines herkömmlichen retriggerbaren monostabilen Multivibrators 82 (Fig.2) zugeleitet Zu dieser Zeit ist der ζί-Ausgang des Multivibrators 82 mit dem Vorsetzeingang P des Flip-Flops 70 verbunden und weist einen niedrigen Pegel auf. Durch den niedrigen Pegel am Ausgang des Multivibrators 82 wird angezeigt, daß es sich um einen Zwischenbereich handelt (IRG), in dem keine Daten auftreten. Zu dieser Zeit ist der (^-Ausgang des Multivibrators 82 auf einem hohen Zustand und dieser Ausgang liegt am Löscheingang CLR eines herkömmlichen Dekadenzählers 84, dessen Ausgang Cmit dem C-Eingang des Flip-Flops 70 verbunden ist Der ^-Eingang des Multivibrators 82 liegt auf Massepotential, so daß der Multivibrator getriggert werden kann, wenn ein positiver Impuls (hoher Pegel) am /4-Eingang auftritt.

Diese Anfangsoperatps ist so ausgelegt, daß zehn nach Negativ gehende Übergänge erforderlich sind, um die Schaltung 10 zu aktivieren. Dadurch ist sichergestellt, daß die Schaltung 10 erst bei einer vorbestimmten Geschwindigkeit des Magnetbandes zu arbeiten beginnt, bei der Daten von dem Band abgelesen werden können. Sobald der erste nach Negativ gehende Übergang am Anschluß 28 der Dekodierschaltung 26 auftritt, nimmt der Q-Ausgang des Flip-Flops 66 gemäß dem zuvor beschriebenen Verfahren einen hohen Pegel an. Dieser hohe Pegel am (^-Ausgang des Flip-Flops 66 bewirkt eine Ansteuerung des Multivibrators 82, so daß dessen <?-Ausgang ebenfalls einen hohen Pegel annimmt Zu dieser Zeit fällt der Q-Ausgang des Multivibrators 82 auf einen niedrigen Wert ab, wodurch der Zähler 84 mit dem Zählvorgang beginnt Der Zähler 84 besteht aus einer Binärzählerschaltung, die so aufgebaut ist, daß an ihrem C-Ausgang ein hoher Signalpegel entsteht, wenn der Zähler durch die von dem Flip-Flop 66 über dessen Q-Ausgang angelegten Impulse diesen auf den Zählwert 10 einstellen. Während dieser Zeit, während der die ersten zehn nach Negativ gehenden Übergänge in dem Zähler 84 gezählt werden, wird der hohe Signalpegel vom OAusgang des Flip-Flops 70 dem NOR-Glied 38 über die Leitung 78 zugeführt wodurch der Ausgang des NOR-Gliedes 38 auf einem niedrigen Wert gehalten wird. Dadurch wird verhindert, daß der Ausblendimpuls am Ausgang der Dekodierschaltung 26 sich auswirkt. Vvährend dieser Zeit, während der der Ausgang des NOR-Gliedes 38 auf einem niedrigen Wert gehalten wird, kann das Flip-Flop 62 nach einem Datenübergang durch einen positiven, d. h. einen hohen Ausgang Q des Flip-Flops 66 voreingestellt werden. Sobald der zehnte nach Negativ gehende Übergang erreicht ist, wird der hohe Pegel vom Ausgang C des Zählers 84 in niedrigen Pegel in das Flip-Flop 70 eingegeben, wodurch dessen (^-Ausgang auf einen niedrigen Pegel abfällt. Der niedrige Pegel am Ausgang Q des Flip-Flops 70 bewirkt eine Umschaltung des NOR-Gliedes 38 beim Empfang des nächsten Ausblendimpulses. Beim Auftreten des nächsten Ausblendimpulses (niedriger Pegel) wird der Ausgang des NOR-Gliedes 38 auf einen hohen Wert geschaltet, wodurch die Ausgänge der NOR-Glieder 76 und 80 abfallen. Letzteres bewirkt, daß die Flip-Flops 68 und 62 voreingestellt werden. Dadurch wird dfir AusblendifT^uls in ύζν zuvor beschriebenen Weise wirksam.

Während der ersten zehn nach Negativ gehenden Übergängen, die in der Zeile B in F i g. 4 gezeigt sind, regelt der Synchronisationsschaltkreis 10 gemäß der Frequenz der ankommenden Vorlaufimpulse, so daß er anschließend an die Frequenz der später ankommenden Datensignale angepaßt werden kann. Der in der Zeile B in F i g. 4 gezeigte Bandvorlauf enthält zusätzlich fünf nach Negativ gehende Übergänge nach den ersten zehn nach Negativ gehenden Übergänge und den fünfzehn nach Negativ gehenden Übergängen folgt ein nach Positiv gehender Übergang, der der Steuerung (nicht gezeigt) anzeigt, daß der Vorlauf nun vollständig beendet ist und daß die nächsten Daten, die empfangen werden, Dateninformationen darstellen.

Nachdem die Daten von dem Dekodierschaltkreis 26 empfangen sind, erfolgt ein Nachlauf zur Vervollständigung der Daten zur Bereitstellung weiterer Zwischenlücken. In der hier beschriebenen Xusführungsform besteht der Nachlauf aus einer binären 1, der fünfzehn binäre Nullen folgen. Während der Zeit, während der die Daten dem Anschluß 28 der Dekodiers.-haltung 26 zugeführt werden, bleibt der (^-Ausgang des Multivibrators 82 auf einem hohen Pegel. Wenn keine Daten an die Dekodierschaltung 26 für eine Periode angelegt werden, die sieben Datenzeilenbreiten entspricht, ändert sich der Ausgang des Multivibrators 82, so daß dessen (^-Ausgang einen niedrigen Pegel annimmt und in entsprechender Weise der (^-Ausgang auf einen hohen Pegel gelangt. Die Periode für den Multivibrator 82 wird in herkömmlicher Weise durch einen Kondensator Cl und durch einen Widerstand R 11 (F i g. 2) bestimmt.

Die Synchronisationsschaltung 10 wird aktiviert, nachdem ein leerer Zwischenabschnitt im Magnetband auftritt, in Zusammenwirkung mit dem (^Ausgang des Multivibrators 82. Bevor ein erstes Signal an die Eingangsklemme 28_der Dekodierschaltung 26 angelegt wird, nimmt der Q-Ausgang des Multivibrators 82 einen hohen Pegel an. Sobald der Multivibrator 82 durch den (^-Ausgang des Flip-Flops 66 in Reaktion auf die ersten am Eingang 28 auftretenden Daten getriggert wird, nimmt sein (J-Ausgang einen niedrigen Wert an. Dieser niedrige Pegel des Q-Ausgangs des Multivibrators 82 wird an einen Inverter 86 angelegt so daß ein nach Positiv gehender (hoher Pegel) Impuls am Eingang / (F i g. 1) entsteht Dieser hohe Pegel vom Ausgang des Inverters 86 gelangt über den Widerstand R 8 zu dem Punkt A in der Synchronisationsschaltung 10 und erzeugt die erforderliche Referenzspannung für die Schal-

tung 10 am Punkt A. Der gleiche Ausgang von Q des Flip-Flops 66 triggert den Multivibrator 82 und bildet ein Triggersignal TR für den Zeitgeber 30, so daß die ävusblendimpulse in den zuvor beschriebenen Zustand gesetzt werden.

Wie bereits erläutert wurde, verbleiben die Ausblendimpulse für eine vorbestimmte Zeit, d. h. für einen festgelegten Prozentsatz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Datensignale, die am Eingang 28 der Dekodierschaltung 26 auftreten, vorhanden. Diese Zeit stimmt mit der Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Triggersignalen TR am Eingang TRIG des Zeitgebers 30 überein. In der gleichen Weise bleiben die »Aus-Perioden« der Ausblendimpulse für eine Zeit bestehen, die einen festen Prozentsatz der Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Daten und Triggersignalen ausmacht. In der hier beschriebenen Ausführungsform der Erfindung bleiben die Ausblendimpulse für 70% der Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Daten und Triggersignalen vorhanden, trotz einer Variation der Frequenz der ankommenden Daten. In der gleichen Weise beträgt die »AusPeriode« der Ausblendimpulse etwa 30% von der Gesamtzeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Datensignale und Triggersignale. Jedoch kann dieser Prozentsatz verändert werden, um bei den speziellen Verwendungszwecken bestimmten Gegebenheiten Rechnung zu tragen. Der Prozentsatz der Zeit, für die die Ausblendimpulse »Ein« und »Aus« sind, wird durch den Widerstand R 5 und den Widerstand R 6 zusammen mit der Kapazität C2(Fig. 1) bestimmt. Es ist das Verhältnis zwischen den Werten der Widerstände R 5 und R 6, durch das die »An«- und »Aus«-Zeiten für die Ausblendimpulse definiert werden. Die Kapazität C 2 und der Widerstand R 5 und der Widerstand R 6 bestimmen die Reaktions- bzw. Führungszeit der Schaltung 10. Mit anderen Worten, sie bestimmen die Rate, mit der die Schaltung 10 sich ändert oder reagiert, bezogen auf die Nominalwerte. In dem hier beschriebenen Beispiel kann d'e Schaltung 10 eine ± 100%-Veränderung in der Frequenzbasis der ankommenden Daten mit einer akzeptierbaren Abweichung des Tastverhältnisses ver' ften.

In bezug auf das Nachführ-Verhalten der ^ -tung 10 stellt der Punkt 88 in der Zeile E in F i g. 3 den Zeitpunkt dar, bei dem der Transistor Ti gesperrt und der Transistor T2 eingeschaltet wird. Danach wird die Referenzspannung am Punkt A der Schaltung 10 graduell und linear gemäß der Linie 42 in der Zeile E in F i g. 3 abfällen. Der Punkt 90 in der Zeile E in F i g. 3 stellt den Zeitpunkt dar, bei dem der Transistor Tl geöffnet und der Transistor 7"2 gesperrt wird. Wenn der Transistor Tl leitend wird, steigt die Spannung über der Kapazität C 2 an, was durch die Linie 46 in der Zeile £ in F i g. 3 gezeigt ist. Wenn die Transportvorrichtung, durch den der Aufzeichnungsträger, d. h. das Magnetband, bewegt wird, beispielsweise beginnt mit einer höheren Geschwindigkeit zu arbeiten, dann ist die Folge der ankommenden Daten höher ais normalerweise erwartet wird und konsequenterweise wird die Spannung am Punkt A nicht den hohen Wert erreichen, der in der Zeile. E in F i g. 3 gezeigt ist. Somit wird die Taktgeberschaltung 30 durch ein Triggersignal TA getriggert, die Ausblendwellenform wechselt ihren Zustand, d. h, sie geht von dem »Aus-Zustand« in den »Ein-Zustand«. Zu dieser Zeit beginnt die Spannung über der Kapazität Cl auf einen Wert anzusteigen, der in der Zeile ßin F i g. 3 gezeigt ist Da in dem vorangehenden Zyklus die Spannung an dem Punkt A in F i g. 1 nicht den normalen hohen Zustand erreicht hat, ist diese fallende Spannung am Punkt .4, die über den Operationsverstärker 44 an den Eingang CV des Taktgebers 30 angelegt wird, gleich der Spannung, die sich über dem Kondensator C1 zu einer Zeit entwikkelt, die kürzer als die Zeit ist, zu der der Taktgeber 30 auf seinen niedrigen Ausgangspegelzustand getriggert würde, wenn die Transportvorrichtung das M :.gnetband mit normaler Geschwindigkeit bewegen würde. In der gleichen Weise wird bei einem langsameren Transport des Magnetbandes der Spannungsabschnitt 46 der WeI-lenform am Punkt A (Zeile E, Fig.3) einen höheren Wert annehmen, als dies normalerweise der Fall ist, so daß die sinkende Spannung der an den Eingang CVdes Taktgebers anliegenden Wellenform gleich der Spannung ist, die sich über der Kapazität Cl in einer Zeit einwickelt, die länger ist als die Zeit, mit der der Taktgeber auf seinen niedrigen Ausgangspegelzustand getriggert würde, wenn das Magnetband mit normaler Geschwindigkeit bewegt wird. Aus der vorangehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß die Schaltung 10 zusätzlieh in der Lage ist, Veränderungen der Frequenz der ankommenden Datensignale zu kompensieren. Sie ist außerdem billig herzustellen und weist wenig kritische Komponenten auf. Des weiteren ist sie in einem großen Spannungsbereich einsetzbar und erfordert keine Einstellung.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Schaltung zum Erzeugen von Ausblendimpulsen mit einem Zeitgeber, der einen ersten Eingang sowie einen Ausgang besitzt, der auf einen ersten oder zweiten Zustand gesetzt werden kann, wobei in einem der Zustände ein Ausblendimpuis erzeugt wird und der Zeitgeber ansprechend auf jedes einer Folge von Eingangssignalen an dem ersten Eingang einen ersten Zustand an dem Ausgang bewirkt und mit einer Vorrichtung zum Ändern der Dauer der Ausblendimpulse abhängig von der Frequenz der Eingangssignale, gekennzeichnet durch eine mit dem Zeitgeber (30) gekoppelte Ladevorrichtung (Cl), welche eine erste Spannungssignalform erzeugt, die einen ersten sich progressiv verändernden Spannungsteil aufweist, der durch jedes Eingangssignal eingeleitet wird, und durch Schaltungsmittel (Tl, Γ2, C2, R 5, R 6, 44), welche den Aus- gang mit einem zweiten Eingang des Zeitgebers koppeln und an diesen eine zweite Spannungssignalform anlegen, welche einen zweiten, sich progressiv ändernden Spannungsteil aufweist, der durch die Einstellung des Ausgangs auf den ersten Zustand eingeleitet wird, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß der genannte Ausgang von dem ersten Zustand in den zweiten Zustand wechselt, wenn die Amplituden der ersten und zweiten sich progressiv ändernden Spannungsteile ein vorbestimmtes Verhältnis zueinander erreichen, und wobei die zweite Spannungssignalform so beschaffen ist, daß die Dauer sowohl des ersten ais auch des zweiten Zustands zwischen aufeinanderfolgender Eingangssignalen trotz einer gewissen Änderung in der Frequenz der Eingangssignale in einem konkreten Verhältnis gehalten wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitgeber (30), die Ladevorrichtung (C 1) und die Schaltungsmittel (Tl, T2, C2, R 5, R 6,44) so angeordnet sind, daß der erste und zweite sich progressiv ändernde Spannungsteil zueinander im entgegengesetzten Sinn verändert werden und daß das Ausgangssignal von dem ersten Zustand auf den zweiten Zustand verändert wird, wenn die Spannung des ersten und des zweiten Spannungsteils gleich ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsmittel (Tl, T2, C 2, RS, R6,44) so angeordnet sind, daß in der zweiten Spannungssignalform ein dritter sich progressiv ändernder Spannungsteil entsteht, der durch Wechsel des Ausgangssignals in den genannten zweiten Zustand eingeleitet wird und der sich in einem Sinn verändert, der entgegengesetzt ist zu der Veränderung des zweiten sich progressiv ändernden Spannungsteils.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsmittel einen Kondensator (C2) enthalten, der aufeinanderfolgend geladen und entladen wird, so daß dadurch eine entsprechender sich progressiv ändernder Spannungsteil erzeugt wird, der die zweite Signalform darstellt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C2) über erste Impedanzmittel (RS) geladen und über zweite Impedanzmittel (R 5) entladen wird.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Werte der ersten und zweiten Impedanzmittel (R 6, R 5) das Verhältnis der Zeiten bestimmt, zu denen das genannte Ausgangssignal sich in dem ersten oder zweiten Zustand befindet

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte erste und zweite Impedanz (R 6, R 5) Werte aufweisen, durch die einer der Zustände in etwa mit 70% der Zeit korrespondiert, die zwischen aufeinanderfolgenden Eingangssignalen auftritt.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 5—7, gekennzeichnet durch einen ersten Transistor (T2), der leitend wird, wenn sich das genannte Ausgangssignal in dem zweiten Zustand befindet, so daß bewirkt wird, daß der genannte Kondensator (C2) entladen wird und wobei ein zweiter Transistor (Tl) leitend wird, wenn sich das genannte Ausgangssignai in dem zweiten Zustand befindet, so daß die Kapazität (C2) geladen wird.

9. Dekodieren zani Dekodieren einer Datenreihe, die Datenbits und »Nicht-Daten-Flußumkehrungen« enthält, mit Eingangsmitteln zum Empfang der genannten Datenbits und Nicht-Daten-Flußumkehrungen und mit Ausgangsmitteln, die mit den genannten Eingangsmitteln verbunden sind, zur Ausgabe der dekodierten Datenreihe, gekennzeichnet durch eine Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche zur Erzeugung von Austastimpulsen, durch den die genannten Nicht-Daten-Flußumkehrungen ausgeblendet werden.

10. Dekodierer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Ausblendimpulse die genannten Nicht-Daten-Flußumkehrungen nach einem vorbestimmten Muster im empfangenen Datenstrom an den Eingangsmitteln ausblenden.