DE2835932C2

DE2835932C2 - Kartographieradargerät

Info

Publication number: DE2835932C2
Application number: DE2835932A
Authority: DE
Inventors: Henri Paris Poinsard
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1977-08-19
Filing date: 1978-08-17
Publication date: 1983-10-13
Also published as: IT7850770A0; DE2835932A1; GB2003357A; FR2400714B1; FR2400714A1; IT1105766B; GB2003357B

Description

Φ-

Id₀

(r+d_a) sin²

ω ntr

25

worin do den gemessenen Abstand, ir die Periode der ausgesandten Impulse und η die Ordnungszahl der Abstands-Abtastprobe, die ausgehend von der Mitte einer N-Abstands-Abtastproben enthaltenden Folge gemessen sind, bedeuten.

2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne (S) am freien Ende eines der Blätter eines Hubschraubers angeordnet ist.

3. Gerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Sendeeinrichtung (T_x) eine Schaltung (38,14) zur Erzeugung von sich wiederholenden Impulsen zugeordnet ist, deren Wiederholungsperiode tr so gesteuert ist, daß das Produkt aus der Periode fr und der Winkelgeschwindigkeit ω der Antenne konstant bleibt.

4. Gerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung der Folgeperiode tr in der Verarbeitungseinrichtung (T_c) eine Meßschaltung (39) zur Erfassung einer Markierung bei jeder Umdrehung des die Antenne (5) tragenden Rotors vorgesehen ist, und daß die Meßschaltung (39) einen Zähler zum Zählen der Anzahl von zwischen zwei aufeinanderfolgenden Erfassungen von Markierungen gesendeten Impulsen und einen Vergleicher zum Vergleichen der Anzahl mit einem vorbestimmten Wert enthält, wobei der Vergleicher ein Signal zur Steuerung der Periode fr liefert.

5. Gerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Abstand do von der zu beobachtenden Bodenzone, der groß gegenüber dem Radius r ist, ein Festwertspeicher (60) vorgesehen ist, der die Abtastwerte des synthetischen Signals enthält, die im voraus berechnet sind und bei jeder Folge an die Korrelationseinrichtung (50) angelegt sind.

6. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Festwertspeicher (60) mehrere Reihen von Abtastwerten des synthetischen Signals enthält, die jeweils mehreren im voraus berechneten Entfernungsabschnitten do entsprechen.

7. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne (S) als Yagi-Antenne ausgebildet ist, die einen ebenen dielektrischen Träger (110) enthält, auf den ein aktiver Dipol (111), der mit Sende-/Empfangseinrichtungen über eine Übertragungsleitung (112) verbunden ist, ein passiver Reflektordipol (113) und mehrere passive Direktordipole (114) angeordnet bzw. aufgeklebt sind.

8. Gerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, uaß die Sendeeinrichtung (T_x), die Empfangseinrichtung (R_x) und eine Signalverarbeitungseinrichtung im Rumpf eines Hubschraubers angeordnet sind, welcher eine oder mehrere Antennen an den freien Enden seiner Blätter aufweist, und daß eine bzw. mehrere Höchstfrequenzübertragungsleitungen zur Verbindung der Antenne bzw. Antennen mit den Sende- und Empfangseinrichtungen über einen bzw. mehrere Drehverbinder vorgesehen sind.

9. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Antennen vorgesehen sind, die jeweils mit Sende- und Empfangseinrichtungen gekoppelt sind, die auf unterschiedlichen Frequenzen arbeiten.

Die Erfindung betrifft ein Karthographieradargerät mit Einrichtungen zum Aussenden und Empfangen von Funksignalen der Wellenlänge λ über eine Antenne, die am freien Ende eines rotierenden Armes der Länge r angeordnet ist und eine kreisförmige, im wesentlichen ebene Drehbewegung der Winkelgeschwindigkeit ω ausführt, mit einer Einrichtung zur Demodulation der Empfangssignale und einer Einrichtung zur Korrelation der Demodulierten Signale durch ein synthetisches Signal, das mit der für jede Abstands-Abtastprobe durchgeführten Korrelationsfunktionsberechnung synchronisiert ist.

Ein Radargerät, das sich an Bord eines Hubschraubers befindet, erscheint gegenwärtig als die sicherste Einrichtung zum ständigen Erzielen einer Panoramasichtanzeige. Die Anordnung von Radarantennen an den Enden der Blätter eines Hubschraubers ist bereits aus der US-PS 33 89 393 bekannt. Einbaubeschränkungen begrenzen jedoch gewöhnlich die Abmessung der Antenne und infolgedessen die Winkelauflösung. Die Verwendung von sehr hohen Frequenzen, beispielsweise zwischen 70 und 100GHz, ist im Fall von Witterungseinflüssen für relativ große Erfassungsentfernungen unerwünscht.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Kartographieradargerät zu schaffen, bei welchem für eine gegebene Winkelauflösung ein großer Bereich von Sendefrequenzen benutzt werden kann, die relativ niedrig sein können, um einen optimalen Betrieb des Radargerätes selbst in Gegenwart von Witterungseinflüssen zu gewährleisten. Dabei soll das Kartographieradargerät ein Sichtfeld von 360° aufweisen, welches das Erzielen einer Gesamtpanoramakarte gestattet, ohne daß sich Schwierigkeiten hinsichtlich des Platzbedarfes der Antenne ergeben; die Auflösung soll dabei sehr hoch und praktisch unabhängig von der Geschwindigkeit des bewegten Trägers bleiben. Das Radargerät soll ferner aufgrund der Verwendung von relativ niedrigen Sendefrequenzen und aufgrund einer besseren Verarbeitung der empfangenen Signale zuverlässig und billig sein.

Diese Aufgabe wird durch ein Kartographieradarge-•ät der eingangs genannten Art gelöst, das gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet ist, daß in der v'erarbeitungseinrichlung eine Referenzwertrechenichaltung zur Phasenmodulation eines Signals mit constanter Amplitude derart, daß das synthetische signal gebildet wird, vorgesehen iit, und daß die Phasenmodulationsvorschrift definiert ist durch die zusätzliche Phase Φ:

10

, 8.T/· , , .. . τ ω rar 0=——(r+d_Q) sin² ——,
Xd₀ 2

worin dg den gemessenen Abstand, tr die Periode der ausgesandten Impulse und η die Ordnungszahl der Abstands-Abtastprobe, die ausgehend von der Mitte einer N-Abstands-Abtastproben enthaltenden Folge gemessen sind, bedeuten.

Das Radargerät nach der Erfindung ist insbesondere an Bord eines Hubschraubers verwendbar, wobei dann die Antenne an dem freien Ende eines der Blätter des Hubschraubers angeordnet ist.

Die Informationen, die es liefert, können für Kartographieaufnahmen benutzt werden, die die Oberfläche des Bodens (feste Objekte) und gegebenenfalls sich bewegende Fahrzeuge (bewegte Objekte) erkennen lassen.

Mit der Erfindung lassen sich Panoramakarten hoher Auflösung gewinnen, die mit Hilfe von Antennen kleiner Abmessung verwirklicht werden können. Die Auflösung ist von der Geschwindigkeit des Trägers und von der beobachteten Richtung praktisch unabhängig, im Gegensatz zu Radargeräten mit künstlicher Antenne an Bord eines Flugzeuges, die die Geschwindigkeit des Trägers des Radargerätes ausnutzen.

Es ist darüber hinaus möglich, ein und denselben Hubschrauber mit zwei oder mehr als zwei analogen Systemen auszurüsten, die mit unterschiedlichen Frequenzen senden, um die Radarkarte in Abhängigkeit von Betriebserfordernissen (Sichtbarmachung auf die Nähe mit hoher Auflösung oder Sichtbarmachung auf mittlere Entfernung mit weniger guter Auflösung) zu optimieren. In diesem Fall werden mehrere Blätter des Hubschraubers benutzt.

Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Karthographierradargeräts sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

F i g. 1 ein Diagramm zur Erläuterung der Bewegung der Antenne,

Fi g. 2 ein Blockschaltbild des Radargerätes nach der Erfindung,

die Fig. 3 und 4 ein besonderes Ausführungsbeispiel der Korrelationseinrichtungen von F i g. 2, und

die F i g. 5 und 6 Ausführungsbeispiele der Antenne an Bord eines Hubschraubers.

Die folgende Beschreibung bezieht sich beispielshalber auf ein Kartographieradargerät für einen Hubschrauber.

Die Antenne, die mit dem Sender-Empfänger des Radargerätes verbunden ist, hat kleine Abmessungen und ist am Ende eines der Blätter des Hubschraubers angeordnet.

Fig. 1 zeigt schematisch die Drehebene des betreffenden Blattes. Der Punkt O ist der Drehpunkt des Blattes der Länge r. Die Antenne, die an dem Ende S angeordnet ist, hat ein Strahlungsdiagramm mit einer ziemlich großen Öffnung 2a (mehrere zehn Grad). Ein Punkt M auf dem Boden wird im Verlauf der Drehung des Blattes für eine Zeit T beleuchtet, die im wesentlichen gleich der Zeit ist, die das Blatt benötigt, um einen Winkel zurückzulegen, der gleich der Breite des Strahlungsdiagramms ist. Der Hubschrauber wird als stationär angenommen.

Während der Zeit T ändert sich die Entfernung und daher die Phase des von dem Punkt M empfangenen Echos in bezug auf einen festen Referenzwert. Es ist zweckmäßig, als Phasenreferenzwert die Phase des Signals zu nehmen, das in dem Punkt S₀ in dem Zeitpunkt empfangen wird, in welchem die Strecke MS= d minimal ist (für den Augenblick wird angenommen, daß der Hubschrauber stationär ist, d. h. daß der Drehpunkt O gegenüber dem Punkt Aifest ist).

Die Phase des Signals ist proportional zu:

(wobei λ die Sendewellenlänge ist).

Das Gesetz der Phasenänderung in Abhängigkeit von der Zeit wird, wenn Λ fest ist, durch die Drehwinkelgeschwindigkeit ω des Blattes, den Radius r des Blattes und die Entfernung do von dem reflektierenden Punkt M in dem Zeitpunkt, in welchem Achse des Blattes durch den Punkt M geht, bestimmt. Es ist somit bekannt und kann eine in das Radargerät integrierte Referenzfunktion bilden, mit der es möglich ist, die Funktion der Zeit zu korrelieren, die die Folge der während der Beobachtungszeit T empfangenen und sich in der Entfernung (do + r) von dem Drehpunkt befindenden Echos darstellt. Man erhält somit für jedes punktförmige Echo eine Korrelationsspitze am Ende einer Zeit — im Anschluß an den Durchgang des Blattes durch die Richtung des Ziels (was infolgedessen einer festen Winkelverschiebung

ωΤ

entspricht, die in der Darstellung berücksichtigt werden muß).

Wenn <5 der Winkel zwischen OS₀ und OS ist und wenn β der Winkel zwischen MSo und MS ist, läßt sich die Strecke MS= d aus folgenden beiden Gleichungen leicht berechnen:

d sin β = r sind,

d cos β = d₀ + r (1 - cos <5),

1 ₊l^I±^l(l -cosd)

r·

Diese Gleichung kann vereinfacht werden, indem gesetzt wird:

A = im wesentlichen gleich — für

^do d_ü > /·, und ^do

δ = ω ι, wobei sich der Zeitpunkt dann ergibt, wenn sich S in S₀ befindet:

d = rf_u Γ

ΐ + 4 Λ sin

in²

Für die üblichen Entfernungen d_{) (über 100 Meter) ist der Anteil 4 A sirr — klein gegen 1. Durch Beschränkung auf die drei ersten Glieder der Entwicklung von

ergibt sich:

= d_u\\+2A sin² ~

-2A¹ sin⁴ -y-

φ ⁼

8 ~ , . ■ -> ωΐ

φ = d„ A sin-

λ 2

. . . 1 - A sin·

2 /

16 γ² sin⁴ S-

(D wegen der unvermeidlichen Ungenauigkeiten in den Operationen der Korrelation und der Bewertung der Amplitude des empfangenen Signals.

Der Hubschrauber wird immer als stationär mit sich drehendem Rotor angenommen.

Bewegliche Fahrzeuge auf dem Boden haben Geschwindigkeiten von höchstens einigen zehn Metern pro Sekunde (typisch sind 0 bis 30 m/s) und befinden sich in Entfernungen von mehr als einigen hundert Metern. Während der Zeit der Beleuchtung des Ziels (die in der Größenordnung von 20 ms liegt) kann geschätzt werden, daß das Ziel unbeweglich geblieben ist und daß die Quelle S einige Meter durchlaufen hat (einen Rotorradius für 2a = 60°). die Ziellinie MS bleibt daher, bis auf einige Milliradiant, konstant, ebensowie, infolgedessen, die Projektion des Geschvvindigkeitsvek tors des Zielsauf diese Ziellinie.

Mit diesen Annäherungen ist die Radialgeschwindigkeit V_r des bewegten Ziels, dem sich das Radargerät gegenübersieht, während der Zeit Γ konstant und das Frequenzgesetzt (3) erfährt eine Vertikalverschiebung um

Dieses Phasengesetz kann durch sein erstes Glied dargestellt werden, wenn das Korrekturglied ?">

— d_u A² sin⁴ —

kleiner als γ für alle Werte von ι zwischen - — und

und H— ist, d. h. indem das Glied — vernachlässigt

2 d„

wird, das immer viel kleiner als 1 ist:

die einer Zeitverschiebung Δ τ entspricht, so daß gilt: 2o)²r

Af =

Aj =

λ 2 V_r

Wenn mit K, = ra die Geschwindigkeit des Blattendes bezeichnet wird, gilt:

Ar=

In der Praxis läßt sich die Forderung (1) leicht er-Tüllen, was gestattet, für das Phasengesetz der Referenz-

i'unktion für die Korrelation zu schreiben: Die entsprechende Winkelverschiebung an der

Korrelationsspitze ist:

_φ =

(2)

und für das entsprechende Frequenzgesetz:

Ay = ω At = —'- .

(3)

Das Phasengesetz (2) ist von der Strecke cfe abhängig, wobei die Frequenz mit größeren Entfernungen oder mit größerer Wellenlänge λ kleiner wird.

Es ist somit vorteilhaft, aus Vereinfachungsgründen die Wellenlänge Λ nach Möglichkeit groß zu wählen, wodurch das Bilden von unterschiedlichen Referenzfunktionen, die den verschiedenen Nahentfernungszonen zugeordnet sind, vermieden wird.

Eine Berechnung des Winkelauflösungsvermögens des Radargerätes zeigt darüber hinaus, daß das theoretische Winkelauflösungsvermögen im wesentlichen gleich dem einer echten Antenne ist, deren Größe gleich dem Durchmesser des Rotors des Hubschraubers ist (für 2* = 60=).

Das echte Auflösungsvermögen wird offenbar ein wenig unter den berechneten Werten liegen, und zwar Diese Winkelverschiebungen sind gegenüber der Breite des Beleuchtungsdiagramms relativ klein. Da das Produkt BT(B ist das Frequenzband des Signals und T die Dauer des Signals) ungefähr konstant bleibt, sind das Auflösungsvermögen und das Energieniveau, die nach der Verarbeitung erhalten werden, für die Echos von bewegten Zielen nur wenig schlechter, da der einzige nennenswerte Effekt die Winkelverschiebung in der einen oder anderen Richtung, je nach dem Vorzeichen von V_r, ist.

bo Bislang ist der Hubschrauber als gegenüber dem Boden stationär angenommen worden. In der Praxis bewegt sich der Drehpunkt O mit einer Geschwindigkeit V/h die klein gegenüber der Geschwindigkeit V_e des Blattendes ist. Unter Anwendung der vorangehenden

Überlegung zeigt es sich, daß die Korrelationsspitze nach der Verarbeitung mit einer Zeitverschiebung Δτ auftritt, die einer Winkelverschiebung:

Ay =

cos Θ

entspricht, wobei Θ der Winkel zwischen OM und dem Geschwindigkeitsvektor des Punktes Oist.

Wenn die Ausgangssignale des Radargerätes an ein Panoramadarstellungssystem angelegt werden, wird diese Verschiebung Ay berücksichtigt.

Es ist möglich, das genaue Referenzphasengesetz entsprechend einer gegebenen Richtung Θ oder einem gegebenen Sektor ΔΘ zu konstruieren. Die Korrelation des empfangenen Signals mit diesem Signal gestattet, die Korrektur Δγ zu vermeiden und die Integrität des Auflösungsvermögens und des Energieniveaus zu bewahren.

Diese Komplikation ist für Geschwindigkeiten Vh von 0 bis 30 m/s (ungefähr bis 110 km/h) nicht erforderlich.

F i g. 2 zeigt ein Radargerät nach der Erfindung, das an Bord eines Hubschraubers installiert ist.

Das Radargerät enthält die Antenne S, einen Sender 7", und einen Empfänger R_x, die beide mit der Antenne über einen Zirkulator C gekoppelt sind. Die Zwischenfrequenzsignale, welche von dem Empfänger R_x geliefert werden, der einen Verstärker 18 enthält, werden an eine Verarbeitungseinrichtung T_c angelegt, die eine Signalverarbeitung durch Korrelation vornimmt. Das Radargerät ist von herkömmlicher Art. Es handelt sich um ein Kohärentradargerät, bei welchem die Qualität der Stabilität des Senders und des Empfängeroszillators mit der von denen vergleichbar ist, die für mit Unterdrückung der Echos von festen Zielen arbeitende Radargeräte bestimmt sind.

Der Sender T_x kann gemäß dem beschriebenen Beispiel aus einem Steuer- oder Pilotoszillator 10, einem Modulator 11, der Impulse abschneidet, einer Umsetzschaltung 12, die zu der Frequenz Fo des Pilotoszillators die Zwischenfrequenz hinzufügt, und einer Verstärkerstufe 13 bestehen. Er kann auch aus einem Magnetron bestehen, welchem ein Kohärenzoszillator zum Bewahren der Sendephase zugeordnet ist.

Die Folgefrequenz fr (Folgeperiode t_r) der Impulse wird durch einen Taktgeber 38 festgelegt, der mit einer Sendesynchronisiersteuerschaltung 14 verbunden ist, die den Modulator 11 steuert.

Die Zwischenfrequenz wird durch einen ZF-Generator 15 erzeugt, der mit der Umsetzschaltung 12 des Senders und mit den Kohärenzdemodulationseinrichtungen der Verarbeitungseinrichtung T₀ verbunden ist.

Die Antenne 5 ist an dem Ende eines Blattes des Hubschraubers angebracht und beschreibt eine im wesentlichen ebene Kreisbewegung, wie es oben dargelegt worden ist. Die Bewegung und die Position der Antenne sind in jedem Zeitpunkt vollständig bekannt, und zwar aufgrund einer Anordnung von Detektoren, die insgesamt durch einen Block 20 dargestellt sind und dem Radargerät und der Verarbeitungseinrichtung die Drehwinkelgeschwindigkeit ω der Blätter, den Radius r des durch die Antenne beschriebenen Kreises, die Geschwindigkeit Vh des Hubschraubers, die Winkelposition Θ der Achse des die Antenne tragenden Blattes in bezug auf die Richtung der Geschwindigkeit V/, sowie den Winkel δ der Achse des Blattes in bezug auf einen Referenzwert, welcher die Ursprungsausrichtung der Panoramadarstellung angibt (Längsachse des Hubschraubers, geographischer Nordpol, Bodengeschwindigkeitsvektor, usw.), liefern.

Die an dem Blattende angebrachte Antenne ist eine Dipolantenne eine Schlitzstrahlerantenne oder eine

andere Vorrichtung, die gestattet, ein breites Diagramm in der Horizontalebene (Drehebene der Antenne) abzustrahlen.

Außer den oben angegebenen und von dem Block 20 gelieferten Parametern benötigt die Verarbeitungseinrichtung Tc noch die Betriebswellenlänge λ oder die

Sendefrequenz F=--sowie die Sendezeitpunkte für die

Synchronisierung der Verarbeitung.

Eine Rechenschaltung 16 liefert die Frequenz el λ direkt aus dem Pilotoszillator 10 des Senders T_x.

Die Verarbeitungseinrichtung T_c empfängt die Zwischenfrequenzsignale des Empfängers R_x. Sie setzt diese Signale auf die Frequenz null mit Hilfe eines Kohärenzdemodulators um. Dann werden die Videosignale abgetastet und in digitaler Form codiert. Eine Gruppe von N Signalen, die im Verlauf von N aufeinanderfolgenden Sendeperioden empfangen werden, bildet eine Folge von Abtastwerten einer Empfangsfunktion, die in einem Speicher 40 gespeichert werden. Gleichzeitig werden in gleicher Anzahl Abtastwerte einer synthetischen Referenzfunktion, die durch eine Referenzwertrechenschaltung 70 aus den Parametern t_n r, ω, c/λ und do erzeugt werden, in einem Speicher 60 gespeichert. Ein Korrelator 50 korreliert diese beiden Funktionen. Das durch die Verarbeitung aufbereitete Videosignal steht dann an einer Ausgangsklemme 52 zur Verfügung. Dieses Videosignal kann anschließend an eine Panoramadarstellungsvorrichtung angelegt oder zur späteren Verwendung aufgezeichnet werden.

Die Demodulationseinrichtungen enthalten zwei Synchrondetektoren 31, 32, die die Zwischenfrequenzsignale des Empfängers R_x empfangen. Der Detektor 31 empfängt außerdem das von dem ZF-Generator 15 gelieferte Demodulationsreferenzsignal. Der Detektor 32 empfängt dieses Referenzsignal um 90° phasenverschoben über einen—Phasenschieber 33. Die Detekto-

ren liefern dann gleichzeitig zwei Signale der Form A cos (φ + ψο) bzw. A sin (φ + φο), wobei A die Amplitude des von einem Ziel in einer Entfernung do empfangenen Signals darstellt, φ die Phasenänderung dieses Echos während der Beleuchtungszeit T, und φο eine unbekannte Phase, die im Verlauf der Verarbeitung keine Rolle spielt.

Tastcodierer 34 und 35 tasten diese Signale gleichzeitig ab und nehmen eine Digitalcodierung derselben vor. Wenn τ die Dauer der Sendeimpulse ist, wird das Abtastintervall zwischen 0,5r und τ liegen. Die Abtastzeitpunkte werden durch den Taktgeber 38 festgelegt., der darüber hinaus die Synchronisiersignale für das gesamte Radargerät liefert. Das Informbringen der Abtastwerte hängt selbstverständlich von der Technologie ab, die zur Verwirklichung des Speichers des Korrelators (digital oder analog) angewandt wird. Die Digitaltechnik wird hier als Beispiel beschrieben.

Die Ausgangssignale der Tastcodierer 34 und 35 werden in einem Codierer 36 zu einem einzigen Binärwort zusammengefaßt, das den Cosinus und den Sinus der auf die Frequenz null umgesetzten Signale (Videosignale) darstellt

Die codierten Wörter werden in Schieberegistern in N aufeinanderfolgenden Sendeperioden gespeichert (Speichert).

N =

fr la

wobei fr die Folgefrequenz, 2a die Öffnung des Antennenbündels und ω die Drehgeschwindigkeit der Blätter ist.

Wenn sich ω ändert (N soll in der Praxis konstant bleiben), ist es erforderlich, die Frequenz fr proportional zu ω zu ändern, damit die Gesamtheit des zu korrelierenden Signals, das dem Beleuchtungswinkel 2<x entspricht, in dem Speicher 40 enthalten bleibt.

Die Sendesynchronisierschaltung 14, die das Abschneiden der Sendeimpulse steuert, hat daher zu diesem Zweck einen Eingang 19 zur Frequenzsteuerung in Abhängigkeit von der Winkelgeschwindigkeit ω.

Das synthetische Signal, mit dem die Empfangssignale korreliert werden und das in dem Speicher 60 enthalten ist, wird ebenfalls in Form von Ndigitalen Abtastwerten durch die Referenzwcrtrcchenschaltung 70 aufgrund der Parameter tr, r, ω, c/λ und do erzeugt, die von dem Taktgeber 38, der Frequenzrechenschaltung 16 und dem Meßblock 20 geliefert werden.

Eine Meßschaltung 39, die die Folgeperiode tr mißt, ist speziell zwischen den Ausgang des Taktgebers 38 und die Schaltung 70 für die Berechnung des synthetischen Signals geschaltet.

Das synthetische Signal ist ein Signal mit konstanter Amplitude, das nach folgendem Gesetz phasenmoduliert ist:

Ad_n

Ad₀

worin sich η von - — bis + — ändert.

In diesem Fall, in welchem die untersuchten Entfernungen d₀ ausreichend groß gegen r sind, vereinfacht sich das Referenzgesetzt und wird:

%nr . 2 (ontr
φ=—— sin² —— .

den Stellenwert angibt

10 ist. Das wird durch Folgeregelung verwirklicht, wobei der Wert ω, der durch den Block 20 gemessen wird, an die Sendesynchronisiersteuerschaltung 14 oder an den Taktgeber 38 angelegt wird, wie oben angegeben. Diese Folgeregelung kann folgendermaßen vorgenommen werden:

Markierungssignale werden durch den Hubschrauber bei jeder Umdrehung des Rotors abgegeben. Zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalen wird die Anzahl von Radarsendeperioden gezählt. Diese Zahl wird mit einem vorbestimmten Wert verglichen. Die decodierte Differenz steuert als Analogwert den Taktgeber 38 oder die Schaltung 14, die die Folgefrequenz des Radargerätes liefert.

Wenn die zu untersuchenden Radarentfernungen kürzer sind, ist die vorstehende Näherung nicht möglich.

Es muß dann für jede Entfernung do folgende Korrektur eingeführt werden:

20

wobei t die Verzögerungszeit gegenüber der Mitte des

N
Speichers bei — ist, also:

₃₅ ψ'η

Kt =

_ r+d₀

25

30

45

In der Mitte des Korrelator^ wird p₀ ⁼ 0 angezeigt, und die verbleibenden Werte des abgetasteten synthetischen- Signals werden beiderseits verteilt, wobei η

. , N , .

anaert sich von bis

Wenn die untersuchten Entfernungen d_a ausreichend groß sind, kann die Funktion

„ . ι ω η ■ tr
<p„=A:sin² —

direkt und sehr einfach durch Verdrahtung in dem Korrelator verwirklicht werden. Der Speicher 60 ist dann ein Festwertspeicher, der durch Verdrahtung oder irgendein anderes Verfahren hergestellt wird und bei jeder Sendeperiode dieselben Abtastwerte des synthetischen Signals liefert, die mit den Abtastwerten des Videosignals zu korrelieren sind. In diesem Fall ist die Schaltung 70 von F i g. 2 überflüssig. Für diese Ausführungsform ist es erforderlich, daß ω fr konstant

55

60

65 In Wirklichkeit kann dasselbe Gesetz in der Praxis bei mehreren aufeinanderfolgenden Entfernungsstufen angewandt werden, wie bei den herkömmlichen Radargeräten mit künstlicher Antenne. Eine begrenzte Anzahl von synthetischen Signalen wird berechnet und gespeichert (Schaltungen 70 und 60), und sie entspricht derselben Anzahl von Entfernungsabschnitten. In jedem Abschnitt wird die Entfernung als Konstant betrachtet und das synthetische Signal ist für alle Stufen dieses Abschnittes das gleiche.

Das synthetische Signal wird, wie das Videosignal, in Form von codierten Abtastwerten an den Korrelator angelegt, und zwar der cos φ bzw. der sin φ des synthetischen Signals.

Der Korrelator 50 enthält daher codierte Abtastwerte der Empfangssignale einerseits und codierte Abtastwerte des synthetischen Signals andererseits und gibt an dem Ausgang 52 ein aufbereitetes Videosignal ab.

Zur Verwirklichung der Korrelatorfunktion sind mehrere Lösungen möglich. Die Korrelatorfunktion wird entweder durch einen Schnellen arithmetischen Computer oder durch eine akustoelektrische Faltungseinrichtung oder aber durch einen ein analoges Transversalfilter in CCD (Charged-Coupled-Device)-Technik verwendenden Korrelator realisiert. Alle diese Lösungen sind dem Fachmann bekannt. Sie arbeiten mit den in den Speichern gelesenen Informationen.

In dem Fall der Verwendung einer akustischen Faltungseinrichtung als Korrelator werden die Videosignale und das synthetische Signal auf die Arbeitsfrequenz der akustischen Faltungseinrichtung durch zwei Einseitenbandmodulatoren umgesetzt. Die Videosignale werden an einen Eingang der akustischen Faltungseinrichtung angelegt, und das synthetische Signal wird an den entgegengesetzten Eingang angelegt Die Faltung wird durch Wechselwirkung von zwei Wellen erzielt, die sich in einem nichtlinearen Medium in entgegengesetzter Richtung ausbreiten. Der Zeitmaßstab wird dann für eines der beiden Signale bei dem Lesen eines der Speicher 40 oder 60 umgekehrt.

In dem Fall der Verwendung eines CCD- oder ladungsgekoppelten Transversalfilters wird die Folge der umgesetzten Signale an ein Ladungskopplungsregi-

ster mit N Ausgängen angelegt. Die Faltungsprodukte werden mit Hilfe von Verstärkern mit veränderlichen Verstärkungen erzielt, die durch die Signale des synthetischen Signals digital gesteuert werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform besteht der in Fig. 3 dargestellte Korrelator aus einem schnellen arithmetischen Computer. Gemäß F i g. 3 besteht der Korrelator 50 aus einer Reihe von N Funktionsschaltungen 81 bis SN. Jede Funktionsschaltung empfängt die Signale, die einerseits von einem der Elementarspeicher der Ordnung ρ des Speichers 40. die das Speichern eines die Phaseninformation der Videosignale darstellenden Wortes gestatten, und andererseits von einem Speicher der Ordnung p, der dem Speicher 60 entspricht, welcher das Speichern eines die Phaseninformation des synthetischen Signals darstellenden Wortes gestattet, geliefert werden. Jede Funktionsschailung der Ordnung ρ hat zwei Ausgänge, nämlich einen geradzahligen Ausgang 8p 2 und einen ungeradzahligen Ausgang 8p 1. Die geradzahligen Ausgänge 8p 2 sind parallel mit einer Summierschaltung 53 verbunden, während die ungeradzahligen Ausgänge parallel mit dem Eingang einer Summierschaltung 54 verbunden sind. Die Summierschaltungen 53 und 54 liefern die korrelierten Signale K- bzw. X_c.

Gemäß F i g. 4, die eine der Funktionsschaltungen von F i g. 3 zeigt, enthält diese Funktionsschaltung 8p vier digitale Multiplizierschaltungen 8p 11, 8p 12, 8p 13 und 8p 14. Für eine Sendeperiode von gegebener Ordnung empfängt die Multiplizierschaltung 8p 11 an einem ersten Eingang eines Phaseninformation der Videosignale, nämlich die Information Xsn, und an einem zweiten Eingang die Phaseninformation des synthetischen Signals, nämlich die Information Xrn. Die Multiplizierschaltung 8pl2 empfängt an einem ersten Eingang die Phaseninformation der Videosignale, nämlich die Information Xsn, und an einem zweiten Eingang die Phaseninformation des synthetischen Signals, nämlich Ym. In derselben Weise empfangen die Multiplizierschaltungen 8p 13 und 8p 14 an einem ersten Eingang die Phaseninformation der Videosignale, nämlich Ysn, und an einem zweiten Eingang die Phaseninformation des Wiederholungssignals, nämlich Xrn bzw. Yrn. Die Ausgänge der Multipli7ierschaltungen 8p 12 und 8p 13 sind mit dem positiven Eingang bzw. mit dem negativen Eingang eines Summierverstärkers 300 verbunden, während die Ausgänge der Multiplizierschaltungen 8p 11 und 8p 14 mit den positiven Eingängen eines Summierverstärkers 400 verbunden sind. Die Ausgangsklemmen der Summierverstärker 300 und 400 sind mit den Ausgangsklemmen 8p 2 bzw. 8p 1 der Funktionsschaltung Sb verbunden!

Der arithmetische Korrelator arbeitet folgendermaßen: Es sei Xs(n), Ys(n)da.s Binärwort für eine gegeben-j Entfernungsstufe des Videosignals, das der Radarsendeperiode der Ordnung η entspricht, in welcher für die Sendeperiode η gilt:

Xs(n) = A cos (φ + φ₀) und Ys(n) = A sin (φ + φ₀)

Es sei XR(n), YR(n) das Binärwort der Ordnung n, das von dem Rechner 70 des synthetischen Signals geliefert wird. Die Funktionsschaltung 8p gibt an den Ausgängen der Multiplizierschaltung 8p 11, 8p 12, 8p 13, 8p 14 folgende Signale ab:

Xs(n) ■ XR(n), Xs(n) ■ YR(n), Ys(n) ■ XR(n). Ys(n) ■ YR(n).

Die Ausgänge der Summierverstärker 400 und 300 geben an die Klemmen 8p 2 und 8p 1 folgende Signale ab:

Xs(n) ■ XR(n) + Ys(n) ■ YR(n) = xc(n)bzw. Xs(n) ■ YR(n) - Ys(n) ■ XR(n) = yc(n).

Die Summierschaltungen 53 und 54 liefern die korrelierten Signale:

ίο Xc = Χ, Xs(n)-Xr(n) + Ys(n) - YR(n)= 2a>

η-ti η = 0

Yc = £ Ys(n) ■ Xr(n) - Xs(n) ■ YR(n) = £>c (n).

Das aufbereitete Nutzvideosignal wird nach quadratischer Demodulation (durch die Detektoren 51) erhalten, die den quadrierten Absolutbetrag liefern:

Z² = Xc²+Yc²

Die Korrelationsberechnungen werden für jede Entfernungsstufe jeder Sendeperiode erneuert. Zu diesem Zweck werden die Wörter wieder sequentiell mit großer Taktfrequenz in den Speichern 40 und 60 gelesen. Die Signalfolgen, die für die N Wörter einer bestimmten Entfernungsstufe entsprechen, werden an die Funktionsschaltungen 81 bis SN angelegt. Zum Verringern der Rechenzeit kann dazu übergegangen werden, beispielsweise mehrere Entfernungsstufen parallel mit Hilfe von mehreren Korrelationsfunktionsschaltungen zu verarbeiten.

Die Speicher 40 und 60, die Einrichtungen 70 zur Berechnung der Abtastwerte des synthetischen Signals und die Korrelationseinrichtungen 50 werden mittels des Taktgebers 38 (F i g. 2) synch ronisiert.

Fig. 5 zeigt ein Blatt des Hubschraubers, das mit einer Antenne des Radargerätes nach der Erfindung ausgerüstet ist.

Das Blatt 100 ist mit einem Ende an einer Welle 101 befestigt, die durch den Motor des Hubschraubers angetrieben wird. Die Antenne des Radargerätes ist an dem anderen Ende 102 des Blattes montiert und das Blatt ist durch einen Radom 103 geschützt, das für Höchstfrequenzschwingungen durchlässig ist und dazu dient, die Geometrie des Blattes zu vervollständigen, damit sie gleich der der anderen Blätter ist.

Die Antenne 102 ist mit dem Radargerät über einen biegsamen Wellenleiter 104 oder ein Koaxialkabel, einen Drehverbinder 105 und einen feststehenden Anschlußwellenleiter 106, der in der Achse oder parallel zu der Achse der Antriebswelle 101 nach unten führt, verbunden. Der besamte übrige Teil des Radargerätes ist so in dem feststehenden Teil des Hubschraubers installiert.

Die Antenne 102 kann auf verschiedene Weise realisiert werden, damit sie in dem Frequenzbereich von 1 bis 10 GHz arbeitet.
Sie kann aus einem Hornstrahler bestehen, der durch ein dielektrisches Material verlängert ist.

Sie kann in bekannter Weise realisiert werden, indem

beispielsweise in Hohlleiter mit strahlenden Schlitzen oder eine äquivalente Dreiplattenleitung benutzt wird.

Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform einer als gedruckte Schaltung ausgebildeten Yagi-Antenne.

Die Antenne wird hergestellt, indem Streifen aus Kupfer, Silber oder einem anderen elektrisch gui leitenden Material auf einen dielektrischen Träger 110

niedergeschlagen oder geklebt werden. Sie hat einen aktiven Dipol 111, der über eine Koaxialleitung 112 gespeist wird. Der Dipol ist mit einem passiven Reflektordipol 113 und ma vier passiven Direktordipolen 114 kombiniert. Diese Antenne strahlt in einer horizontalen Polarisation ab. wenn die Ebene des dielektrischen Trägers horizontal ist. Ihr Richtvermögen beträgt 30 bis 35° im Höhenwinkel und ungefähr 60° im Seitenwinkel. Die Länge der Dipole liegt in der Größenordnung von 15 cm bei einem Betrieb mit einigen Gigahertz.

Die Ausführung der Erfindung an Bord eines Hubschraubers ist lediglich als ein nicht als Einschränkung zu verstehendes Beispiel angegeben. Die Erfindung kann auch mit jedem anderen drehbaren Träger kombiniert werden, dem eine relativ hohe Drehge-

schwindigkeit gegeben wird, wobei die einzuhaltende Hauptbedingung darin besteht, daß die Zeit der Beleuchtung der Ziele für die Korrelation im wesentlichen gleich der Zeit ist, die das Blatt benötigt, um einen Winkel zurückzulegen, der gleich der Breite des Richtdiagramms der Antenne ist.

Die Erfindung eignet sich selbstverständlich insbesondere für einen Hubschrauber, der Blätter trägt, die eine bereits vorhandene rotierende Anordnung bilden. Der Hubschrauber kann ein Modell sein, das speziell zum Aufnehmen und Mitführen eines Kartographieradargeräts nach der Erfindung bestimmt ist. Es kann durch Funk gesteuert werden. Die Übertragung der korrelierten Videosignale erfolgt zwischen dem Hubschrauber und dem Auswertungsort durch Funk oder durch optische Übertragung.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Karthographieradargerät mit Einrichtungen zum Aussenden und Empfangen von Funksignalen der Wellenlänge λ über eine Antenne, die am freien Ende eines rotierenden Armes der Länge r angeordnet ist und eine kreisförmige, im wesentlichen ebene Drehbewegung der Winkelgeschwindigkeit ω ausführt, mit einer Einrichtung zur Demodulation der Empfangssignale und einer Verarbeitungseinrichtung zur Korrelation der demodulierten Signale durch ein synthetisches Signal, das mit der für jede Abstands-Abtastprobe durchgeführten Korrelationsfunktionsberechnung synchronisiert ist, dadurch gekennzeichnet, daß in der Verarbeitungseinrichtung (Tc) eine Referenzwertrechenschaitung (70) zur Phasenmodulation eines Signals mit konstanter Amplitude derart, daß das synthetische Signal gebildet wird, vorgesehen ist, und daß die Phasenmodulationsvorschrift definiert ist durch die zusätzliche Phase Φ: