DE2759872C2

DE2759872C2 -

Info

Publication number: DE2759872C2
Application number: DE19772759872
Authority: DE
Inventors: Joachim P. Dierman; Thomas W. Jr. Palo Alto Calif. Us Ritchey
Original assignee: Ampex Corp
Current assignee: Ampex Corp
Priority date: 1976-10-29
Filing date: 1977-10-28
Publication date: 1991-08-29
Anticipated expiration: 1997-10-29
Also published as: HK26186A; JPH0242889A; FR2371838B1; JPH0440915B2; HK26586A; FR2371838A1; DE2759871C2; FR2453571A1; HK26286A; HK26386A; JPH0242890A; JPH0235880A; DE2759869C2; FR2453571B1; BE860257A; JPH0242888A; DE2759870C2; JPH0250677B2; JPH0440913B2; DE2759867C2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Entzerrerschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The present invention relates to an equalizer circuit according to the preamble of claim 1.

Eine derartige Schaltung eignet sich insbesondere für die Verarbeitung von magnetisch aufgezeichneten und wiedergegebenen Signalen in Fällen, in denen eine Phasenlinearität in einem weiten Frequenzbereich erforderlich ist.Such a circuit is particularly suitable for Processing of magnetically recorded and reproduced Signals in cases where there is phase linearity is required in a wide frequency range.

Signale, welche einem magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozeß unterworfen werden, sind aufgrund eines nicht konstanten Amplitudengangs, im folgenden auch Amplitudencharakteristik genannt, und einem nicht linearen Phasengang, im folgenden auch Phasencharakteristik genannt, wie sie dem Prozeß eigen sind, generell verzerrt. Für ein genaues Abbild eines wiederzugebenden, magnetisch aufgezeichneten Signals ist es daher erforderlich, diese Signalverzerrung zu kompensieren. Ein grundlegendes Erfordernis für einen idealen magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabekanal ist die Fähigkeit, Signale aller Frequenzen ohne von der Frequenz abhängige Amplitudenänderungen zu übertragen. Eine spezielle Grenze des magnetichen Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozesses besteht darin, daß Signale unterschiedlicher Frequenzen aufgrund der differenzierenden Wirkung des Wiedergabekopfes, welcher eine Phasenvoreilung von 90° bewirkt, mit unterschiedlichen Zeitverzögerungsbeträgen über den Kanal übertragen werden. Wird ein komplexer Signalzug, welcher sich aus einer Anzahl von sinusförmigen Komponenten mit unterschiedlichen Amplituden und Frequenzen zusammensetzt, übertragen, so werden die sinusförmigen Komponenten unterschiedlich beeinflußt, wodurch sich eine unerwünschte Signalverzerrung ergibt. Um eine genaue Wiedergabe des ursprünglich aufgezeichneten komplexen Signalzuges zu erhalten, müssen die verschiedenen Signalzugkomponenten mit gleichem Zeitverzögerungsbetrag für alle Signalfrequenzen übertragen werden, wenn der resultierende wiedergegebene Signalzug nicht schwerwiegend verzerrt werden soll. Um eine konstante Zeitverzögerung zu erreichen, d. h., eine Zeitverzögerung der gleichen Größe über die gesamte Bandbreite eines Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals, muß die Phasencharakteristik sich für übertragene Signale mit unterschiedlichen Frequenzen linear als Funktion der Frequenz ändern.Signals which a magnetic recording and Playback process are subject to a not constant amplitude response, also in the following Called amplitude characteristic, and a non-linear Phase response, in the following also phase characteristics called how they are peculiar to the process, generally distorted. For an exact replica of a magnetically recorded signal it is therefore necessary to compensate for this signal distortion. A basic one Requirement for an ideal magnetic Recording and playback channel is the ability to receive signals of all frequencies without to transmit amplitude-dependent changes in amplitude. A special limit of magnetic recording and playback process is that signals are different Frequencies due to the differentiating effect of the Playback head, which causes a phase advance of 90 °, with different amounts of delay the channel are transmitted. If a complex signal train which is made up of a number of sinusoidal components with different amplitudes and frequencies, transmitted, so the sinusoidal components influenced differently, resulting in an undesirable Signal distortion results. To accurately reproduce the original to get recorded complex signal train the different signal train components with the same amount of time delay are transmitted for all signal frequencies, if the resulting reproduced waveform is not to be seriously distorted. A constant time delay to achieve d. that is, a time delay of the same size across the entire bandwidth of a recording and playback channel, the phase characteristic must be for transmitted signals with different frequencies linear change as a function of frequency.

Es ist eine Anzahl von Entzerrern bekannt geworden, welche in Kaskade geschaltete passive und/oder aktive Elemente enthalten, deren kombinierte Frequenzcharakteristiken zu einer entzerrten Charakteristik führen, welche die Signalverzerrungen in einem speziellen Aufzeichnungs- und Wiedergabekanal hervorrufenden Nichtlinearitäten kompensiert. Beispielsweise für eine Signalentzerrung sowohl in einem niederfrequenten als auch in einem hochfrequenten Bereich eines Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals sind in bekannten Entzerrern mehrere aufeinanderfolgende Stufen, wie beispielsweise hochfrequente und niederfrequente Filter nach der US-PS 32 52 098 vorgesehen, auf die gewöhnlich Phasenentzerrer folgen. Diese in Kaskade geschalteten Entzerrer besitzen jedoch einen sehr komplexen Aufbau. Die bekannte Entzerrerschaltung nähert den mit wachsender Frequenz ansteigenden Zweig des Amplitudengangs des Magnetkopfs dem mit 6 dB pro Oktave ansteigenden Amplitudengang eines idealisierten Differenzierglieds an. In einer Variante dieser Entzerrerschaltung sind hierzu an den Magnetkopf ein erstes Differenzierglied sowie ein Integrator eingangsseitig parallel angeschlossen. Eine Kombinierschaltung liefert der Differenz der Ausgangssignale des ersten Differenzierglieds und des Integrators entsprechende Impulssignale an ein zweites Differenzierglied, an dessen Ausgang dann die Detektorschaltung des Wiedergabekanals angekoppelt ist.A number of equalizers have become known which are used in Contain cascade switched passive and / or active elements, their combined frequency characteristics to an equalized Characteristic lead which the signal distortions in a special recording and playback channel Nonlinearities compensated. For example for signal equalization in both a low frequency and even in a high-frequency area of a recording and playback channel are several in known equalizers successive stages, such as high frequency and low-frequency filters according to US Pat. No. 3,252,098 provided, which are usually followed by phase equalizers. Have these equalizers connected in cascade however, a very complex structure. The well-known Equalizer circuit approaches that with increasing frequency increasing branch of the amplitude response of the magnetic head the amplitude response of 6 dB per octave idealized differentiator. In a variant this equalizer circuit are to the magnetic head a first differentiator and an integrator on the input side connected in parallel. A combination circuit returns the difference in the output signals of the first Differentiator and the integrator corresponding Pulse signals to a second differentiator, on the Then output the detector circuit of the playback channel is coupled.

Aus dem Buch Tietze, Schenk "Halbleiter-Schaltungstechnik", Springer Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1974, 3. Auflage, Seiten 6 bis 16 und 1971, 2. Auflage, Seiten 226 bis 237 sind darüber hinaus passive und aktive Hochpaßfilter und Tiefpaßfilter sowie der prinzipielle Verlauf des Amplitudengangs und des Phasengangs solcher Filter bekannt.From the book Tietze, Schenk "semiconductor circuit technology", Springer Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1974, 3rd Edition, pages 6 to 16 and 1971, 2nd edition, pages 226 up to 237 are also passive and active high-pass filters and low-pass filter and the basic course the amplitude response and the phase response of such filters known.

Bei digitaler Aufzeichnung auf einem polarisierbaren Speichermedium, wie beispielsweise einem magnetischen oder einem dielektrischen Medium, wobei zwei Signalpegel unterschiedlicher Polarität zur Aufzeichnung von Signalbits ausgenützt werden, ist eine Phasenlinearität in der gesamten Bandbreite des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals wesentlich, um eine Wiedergabe der ursprünglich aufgezeichneten Rechtecksignale mit einer minimalen Amplitudenbeeinflussung zu ermöglichen. Bei Verwendung eines selbsttaktenden Aufzeichnungssystems mit hoher Bitdichte ist die Notwendigkeit sowohl einer Amplituden- als auch einer Phasenentzerrung noch bedeutsamer. Aufgrund der nichtlinearen Frequenzcharakteristik des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals kann ein aufgezeichnetes Rechtecksignal bei direkter Wiedergabe von einem polarisierbaren Speichermedium schwerwiegend bis zu einem derartigen Grad gedämpft und verzerrt werden, daß weder eine ausreichende Information über das ursprünglich aufgezeichnete Signal noch die für ein genaues selbsttaktendes Signal notwendigen definierten Nulldurchgänge erhalten werden können. Daher ist sowohl eine Amplituden- als auch eine Phasenentzerrung notwendig, um das wiedergegebene Signal in seiner ursprünglichen Form zurückzugewinnen.With digital recording on a polarizable storage medium, such as a magnetic or a dielectric Medium, with two signal levels different Polarity can be used to record signal bits, is a phase linearity across the entire bandwidth of the recording and playback channel essential to playback of the originally recorded square wave signals with a to allow minimal amplitude influence. Using a self-clocking recording system with high Bit density is the need for both amplitude and phase equalization even more important. Because of the nonlinear Frequency characteristics of the recording and playback channel can a recorded square wave signal with direct Serious playback from a polarizable storage medium muffled and distorted to such a degree that neither sufficient information about the originally recorded signal still the one for precise self-clocking signal necessary defined Zero crossings can be obtained. Therefore, both amplitude and phase equalization necessary, to the reproduced signal in its original Regain shape.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine einfach aufgebaute Entzerrerschaltung für einen digitale Signale mittels eines Magnetkopfs von einem magnetischen Aufzeichnungsträger wiedergebenden Wiedergabekanal zu schaffen, der neben der Entzerrung des Amplitudenfrequenzgangs des Wiedergabekanals auch einen linearen Phasengang bewirkt und die breitbandige Wiedergabe von mit sehr hoher Bitdichte aufgezeichneten digitalen Datensignalen selbst dann ermöglicht, wenn sich die Bitdichte abhängig von der Relativgeschwindigkeit zwischen Magnetkopf und Aufzeichnungsträger ändert.The present invention is therefore based on the object a simple equalizer circuit for a digital signals by means of a magnetic head from a magnetic recording medium Playback channel to create the equalization of the Amplitude frequency response of the playback channel also one causes linear phase response and broadband playback of digitally recorded with very high bit density Data signals even if the Bit density depending on the relative speed between Magnetic head and record carrier changes.

Diese Aufgabe wird bei einer Entzerrerschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.This task is performed in an equalizer circuit initially mentioned type according to the invention by the characterizing Features of claim 1 solved.

Eine Entzerrerschaltung dieser Art erlaubt es, komplexe Signalzüge und speziell Sprungsignalzüge über einen magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabekanal unter Elimierung von Amplituden- und Phasenverzerrungen zu übertragen. Die Entzerrerschaltung reduziert Impulszusammendrückeffekte und erhöht die Aufzeichnungszuverlässigkeit bei einer hochdichten digitalen Aufzeichnung, indem sie die Kompensation von Amplitudenänderungen mit der Aufzeichnungsdichte eines Hochfrequenzsignals ermöglicht und zugleich den linearen Phasengang und die Amplitudenanhebung im hochfrequenten Signalbereich erhält. Die Entzerrerschaltung kann in Systemen eingesetzt werden, bei welchen sich die Bitdichte aufgrund von Änderungen der Relativgeschwindigkeit zwischen Magnetkopf und Aufzeichnungsträger ändert, wie dies zum Beispiel bei Magnetplatten der Fall ist. Wird mit hoher Bitdichte auf einer Magnetplatte aufgezeichnet, so erlaubt die Entzerrerschaltung eine lineare variable Verstärkungsregelung in ihrem differentiellen Signalweg, um so Amplitudenverluste aufgrund einer Impulszusammenballung auf inneren Spuren der Magnetplatte durch lineare Änderung der Anhebung des hochfrequenten Teils des Amplitudengangs und durch Aufrechterhaltung des linearen Phasengangs zu kompensieren.An equalizer circuit of this type allows complex Signal trains and especially jump signal trains over one magnetic recording and playback channel under Eliminate amplitude and phase distortion transfer. The equalizer circuit reduces pulse compression effects and increases recording reliability in high-density digital recording by they compensate for changes in amplitude with the Recording density of a high-frequency signal enables and at the same time the linear phase response and the amplitude increase in the high-frequency signal range. The Equalizer circuit can be used in systems where the bit density changes due to changes the relative speed between the magnetic head and the recording medium changes, like this for example with magnetic disks the case is. Is with a high bit density on a Magnetic disk recorded, so the equalizer circuit allows a linear variable gain control in their differential signal path so as to lose amplitude due to a concentration of impulses on the inner traces of the Magnetic disk by linearly changing the raising of the high frequency part of the amplitude response and by maintaining to compensate for the linear phase response.

In der Entzerrerschaltung wird das von einem Wiedergabe- Magnetkopf wiedergegebene Signal durch eine Differentiationsschaltung differenziert und durch eine Integrationsschaltung integriert. Die Differentiationsschaltung liefert ein differenziertes Signal mit einer Phasenvoreilung von 90° in bezug auf das Wiedergabesignal, während die Integrationsschaltung ein integriertes Signal mit einer Phasennacheilung von 90° in bezug auf das Wiedergabesignal liefert. Eine Kombinier- bzw. Differenzschaltung liefert ein Differenzsignal des differenzierten und des integrierten Signals. Das resultierende Differenzsignal ist in bezug auf das Wiedergabesignal für alle Wiedergabesignalfrequenzen in der Amplitude und in der Phase entzerrt.In the equalizer circuit this is done by a playback Magnetic head reproduced signal through a differentiation circuit differentiated and through an integration circuit integrated. The differentiation circuit provides a differentiated signal with a phase lead of 90 ° with respect to the playback signal while the integration circuit with an integrated signal a phase lag of 90 ° with respect to the playback signal delivers. A combination or differential circuit provides a differential signal of the differentiated and of the integrated signal. The resulting difference signal is with respect to the playback signal for everyone Playback signal frequencies in amplitude and in Phase equalized.

Das Signal am Ausgang der Kombinierschaltung liegt entweder in Phase in bezug auf das ursprünglich aufgezeichnete Signal oder ist in bezug auf dieses in der Phase invertiert, was von den entsprechenden Polaritäten der entsprechenden Ausgangssignale abhängt, aus denen das Differenzsignal gewonnen wird. The signal at the output of the combining circuit is either in phase with respect to what was originally recorded Signal or is inverted in phase with respect to this, what of the corresponding polarities of the corresponding Output signals depends on which the difference signal is won.

Aufgrund der an sich bekannten Eigenschaften magnetischer Wiedergabeköpfe, bei denen das wiedergegebene Signal gleich dem Zeitdifferential des aufgezeichneten Flusses ist, besitzt die Ausgangsspannung des Wiedergabekopfes und der zugehörigen Vorverstärkerschaltung eine Phasenvoreilung von 90° in bezug auf die Phase des auf dem Speichermedium aufgezeichneten magnetischen Flusses. Das durch die erfindungsgemäße Entzerrerschaltung gelieferte Differenzsignal besitzt eine konstante Phasenverschiebung von 0 oder 180°, d. h., es ist in Abhängigkeit von der Richtung der durch die Entzerrerschaltung eingeführten Phasenverschiebung von 90° zum aufgezeichneten magnetischen Fluß in Phase oder gegenüber diesem invertiert. Die gesamte Phasencharakteristik des resultierenden entzerrten Frequenzkanals besitzt daher die erforderliche Phasenlinearität im gesamten Frequenzbereich des Kanals.Due to the known properties of magnetic playback heads, where the reproduced signal is equal to that Is the time differential of the recorded flow Output voltage of the playback head and the associated preamplifier circuit a phase lead of 90 ° with respect to the phase of the magnetic recorded on the storage medium River. That by the equalizer circuit according to the invention delivered differential signal has a constant phase shift from 0 or 180 °, d. that is, it is dependent on the direction of the phase shift introduced by the equalizer circuit of 90 ° to the recorded magnetic flux inverted in phase or opposite to this. The entire phase characteristic of the resulting equalized frequency channel therefore has the required phase linearity overall Frequency range of the channel.

Gleichzeitig mit der Realisierung der Phasenentzerrung gewährleistet die erfindungsgemäße Entzerrerschaltung auch eine Amplitudenentzerrung des über den Aufzeichnungs- und Wiedergabekanal übertragenen Signals. Es ist an sich bekannt, daß die Amplitudencharakteristik eines Wiedergabekopfes einem 6 dB/Oktaven-Anstieg folgt, welcher sowohl am niederfrequenten als auch am hochfrequenten Ende der Amplitudencharakteristik aufgrund verschiedener Signalverluste abnimmt (siehe dazu auch Fig. 4). Die erfindungsgemäße Entzerrerschaltung kompensiert die oben genannte nicht konstante Amplitudencharakteristik sowie Verluste durch Realisierung einer komplementären Frequenzcharakteristik in folgendem Sinne. Die Integrationsschaltung des Entzerrers bewirkt eine niederfrequente Anhebung mit einem Betrag von 6 dB/Oktave, während die Differentiationsschaltung eine Hochfrequenzanhebung mit dem gleichen Betrag bewirkt. Durch lineare Subtraktion der Amplitudencharakteristik einer der Schaltungen von der Charakteristik der anderen Schaltung ergibt sich eine resultierende Charakteristik (siehe Fig. 5), welche in Kombination mit der Charakteristik des Wiedergabekopfes (siehe Diagramm nach Fig. 4) zu einer resultierenden geraden Gesamtamplitudencharakteristik im gesamten Frequenzbereich des Kanals führt. Simultaneously with the implementation of the phase equalization, the equalizer circuit according to the invention also ensures amplitude equalization of the signal transmitted via the recording and reproducing channel. It is known per se that the amplitude characteristic of a playback head follows a 6 dB / octave rise, which decreases at both the low-frequency and the high-frequency end of the amplitude characteristic due to various signal losses (see also FIG. 4). The equalizer circuit according to the invention compensates the above-mentioned non-constant amplitude characteristic and losses by implementing a complementary frequency characteristic in the following sense. The integration circuit of the equalizer brings about a low-frequency boost with an amount of 6 dB / octave, while the differentiation circuit brings about a high-frequency boost with the same amount. Linear subtraction of the amplitude characteristic of one of the circuits from the characteristic of the other circuit results in a resulting characteristic (see FIG. 5), which in combination with the characteristic of the playback head (see diagram in FIG. 4) results in a straight overall amplitude characteristic in the entire frequency range of the channel.

Für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist daher die Verwendung getrennter Entzerrerschaltungen, welche eine Amplitudenentzerrung oder eine Phasenentzerrung liefern, nicht erforderlich. Die Entzerrerschaltung gemäß der Erfindung stellt eine einfach aufgebaute Schaltungsanordnung dar und gewährleistet gleichzeitig sowohl eine konstante Amplitudencharakteristik und eine lineare Phasencharakteristik des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals in dessen gesamtem Frequenzspektrum.For the circuit arrangement according to the invention is therefore the use of separate equalizer circuits, which an amplitude equalization or a phase equalization deliver, not required. The equalizer circuit according to The invention provides a simple circuit arrangement represents and at the same time ensures both constant amplitude characteristic and a linear Phase characteristic of the recording and playback channel in its entire frequency spectrum.

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen beansprucht.Embodiments of the inventive concept are in the subclaims claimed.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigtThe invention is described below with reference to the figures the drawing shown embodiments closer explained. It shows

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Wiedergabeschaltung, welche eine erfindungsgemäße Entzerrerschaltung enthält; Fig. 1 is a block diagram of a reproducing circuit which includes an equalizer circuit according to the invention;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Entzerrerschaltung gemäß Fig. 1; FIG. 2 shows a block diagram of an embodiment of the equalizer circuit according to FIG. 1;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Entzerrerschaltung gemäß Fig. 1; FIG. 3 shows a block diagram of a further embodiment of the equalizer circuit according to FIG. 1;

Fig. 4 ein Diagramm der Wiedergabecharakteristik einer konventionellen Kombination aus Wiedergabekopf und Vorverstärker; Fig. 4 is a diagram of the reproduction characteristic of a conventional combination of a reproduction head and a preamplifier;

Fig. 5 ein Diagramm einer Entzerrerkurve der Entzerrerschaltung nach Fig. 1 zur Kompensation der Kurve gemäß Fig. 4 und Fig. 5 is a diagram of an equalizer curve of the equalizer circuit of Fig. 1 for the compensation of the curve in Fig. 4 and

Fig. 6A und 6B insgesamt ein Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Entzerrerschaltung. FIGS. 6A and 6B, an overall diagram of an embodiment of the equalizer according to the invention.

Fig. 1 zeigt einen Teil einer Entzerrer- und Datendetektorschaltung eines Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals einschließlich eines an einen Vorverstärker 1009 angekoppelten Wiedergabekopfes 1008, wobei die Kombination der Elemente 1008 und 1009 zu einem Block 1001 zusammengefaßt sind. Die auf einer Scheibenfläche aufgezeichneten Muster des magnetischen Flusses werden durch den Wiedergabekopf 1008 abgenommen und durch den Vorverstärker 1009 verstärkt. Aufgrund der an sich bekannten differenzierenden Wirkung des Wiedergabekopfes wird das Ausgangssignal des Blocks 1001 an einem Anschluß 1006 durch eine Spannung gebildet, welche gleich der zeitlichen Ableitung des aufgezeichneten Flusses ist. Die Transferfunktion des Blocks 1001 ist in der konventionellen symbolischen Darstellung der Laplace-Transformation durch folgende Beziehung gegeben: Fig. 1 shows part of an equalizer and data detecting circuit of a recording and playback channel including a preamplifier 1009 is coupled to a playback head 1008 wherein the combination of the elements are summarized 1008 and 1009 to a block 1001. The magnetic flux patterns recorded on a disk surface are picked up by the playback head 1008 and amplified by the preamplifier 1009 . Due to the known differentiating effect of the playback head, the output signal of block 1001 is formed at a connection 1006 by a voltage which is equal to the time derivative of the recorded flow. The transfer function of block 1001 is given in the conventional symbolic representation of the Laplace transform by the following relationship:

G₁ ≅ k₁s (1)G₁ ≅ k₁s (1)

Darin bedeuten:Where:

G₁ eine komplexe Transferfunktion,
k₁ eine Verstärkungskonstante, und
s die komplexe Laplace-Variable.G₁ a complex transfer function,
k₁ a gain constant, and
s the complex Laplace variable.

Im folgenden werden die vorgenannten Symbole G, k und s beibehalten, wobei zur Indizierung der speziellen Schaltungen, auf welche sich die Bezeichnungen beziehen, lediglich die Indizes geändert werden. In den folgenden Gleichungen bezeichnen Symbole R und C mit den entsprechenden Indizes entsprechende Widerstands- und Kapazitätswerte von entsprechenden Schaltelementen. Diese Schaltelemente sind in den Figuren ebenfalls durch identische Bezugszeichen und entsprechende Indizes gekennzeichnet.In the following the aforementioned symbols G, k and s maintained, whereby to index the special circuits, to which the designations refer, only the indices are changed. In the following equations denote symbols R and C with the corresponding indices corresponding resistance and capacitance values from corresponding Switching elements. These switching elements are in the figures also by identical reference numerals and corresponding indices marked.

Das Ausgangssignal des Blocks 1001 nach Fig. 1 wird in einen Entzerrerkreis 1000 eingespeist, welcher in idealisierter Form zur theoretischen Erläuterung der Entzerrerfunktion dargestellt ist. Der Eingang des Entzerrerkreises 1000 ist an den Anschluß 1006 des Blockes 1001 angekoppelt. Speziell sind an den Anschluß 1006 ein Eingang einer Integrationsstufe 1002 und ein Eingang einer Differentiationsstufe 1003 angekoppelt. Die Transferfunktion der Integrationsstufe ist gleich:The output signal of block 1001 according to FIG. 1 is fed into an equalizer circuit 1000 , which is shown in an idealized form for the theoretical explanation of the equalizer function. The input of the equalizer circuit 1000 is coupled to the connection 1006 of the block 1001 . In particular, an input of an integration stage 1002 and an input of a differentiation stage 1003 are coupled to the connection 1006 . The transfer function of the integration level is the same:

G₂ ≅ k₂/s (2)G₂ ≅ k₂ / s (2)

Die Transferfunktion der Differentiationsstufe ist gleich:The transfer function of the differentiation level is the same:

G₃ ≅ k₃s (3)G₃ ≅ k₃s (3)

Im Differentiationssignalweg liegt ein variabler Verstärkungsregelzweig 1004, welcher eine lineare Änderung der durch die Differentiationsstufe 1003 bewirkten Hochfrequenzverstärkung ermöglicht, was im folgenden noch genauer erläutert wird. Die Differenz der Ausgangssignale der Integrationsstufe und der Differentiationsstufe wird in einer Subtraktionsstufe 1005 gebildet. Das resultierende Differenzsignal an einem Ausgang 1007 des Entzerrerkreises 1000 bildet das geforderte, in der Amplitude und in der Phase entzerrte Signal aus dem Eingangssignal am Anschluß 1006. Der resultierende Aufzeichnungs- und Wiedergabekanal besitzt eine flache Gesamtverstärkungscharakteristik und eine lineare Phasencharakteristik für alle übertragenen Signalfrequenzen, was im folgenden ebenfalls noch genauer erläutert wird.In the differentiation signal path there is a variable gain control branch 1004 , which enables a linear change in the high-frequency gain caused by the differentiation stage 1003 , which will be explained in more detail below. The difference between the output signals of the integration stage and the differentiation stage is formed in a subtraction stage 1005 . The resulting difference signal at an output 1007 of the equalization circuit 1000 forms the required signal, equalized in amplitude and in phase, from the input signal at connection 1006 . The resulting recording and reproducing channel has a flat overall gain characteristic and a linear phase characteristic for all transmitted signal frequencies, which will also be explained in more detail below.

Die Gesamttransferfunktion des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals nach Fig. 1 mit dem Block 1001 und dem Entzerrerkreis 1000 ist durch folgende Beziehung gegeben:The overall transfer function of the recording and playback channel according to FIG. 1 with block 1001 and equalizer circuit 1000 is given by the following relationship:

G_gesamt = G₁ (G₂-G₃) (4)G _total = G₁ (G₂-G₃) (4)

Durch Einsetzen der Größen G₁, G₂ und G₃ aus den Gleichungen (1), (2) und (3) ergibt sich:By inserting the sizes G₁, G₂ and G₃ from the equations (1), (2) and (3) result in:

Wird s=jw gesetzt, so ergibt sich:If s = jw is set, the result is:

Die Gesamtphasenverschiebung durch den Teil des Wiedergabe- und Aufzeichnungskanals gemäß Fig. 1 ist durch folgende Beziehung gegeben:The total phase shift through the part of the playback and recording channel according to FIG. 1 is given by the following relationship:

Da der Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (6) eine reelle Zahl ist (der Imaginärteil ist gleich Null), ist die durch die Gleichung (7) gegebene Gesamtphasenverschiebung gleich Null. Bei einer Phasenverschiebung von Null ist die Bedingung einer linearen Phasencharakteristik für alle übertragenen Frequenzen im Kanal erfüllt.Since the expression on the right side of equation (6) is a real number (the imaginary part is zero), is the total phase shift given by equation (7) equals zero. With a phase shift of zero it is Condition of a linear phase characteristic for all transmitted Frequencies in the channel met.

Für den Entzerrerkreis ist es wesentlich, an Stelle einer Summe der entsprechenden Ausgangssignale der Integrationsstufe und der Differentiationsstufe ein Differenzsignal am Ausgang 1007 zu bilden. Die letztgenannten Stufen bewirken eine gleiche gegensinnige Phasenverschiebung von 90°, wobei die Integrationsstufe die Phase nacheilen und die Differentiationsstufe die Phase voreilen läßt. Die entsprechenden Ausgangssignale der Stufen 1002 und 1003 gemäß Fig. 1 liegen daher exakt um 180° in der Phase auseinander, so daß ein Differenzsignal zu einer resultierenden Signalkombination führt, für welche die entsprechenden Signalamplituden nicht subtrahiert, sondern addiert werden. Daneben führt die Phasenverschiebung von -90° durch die Integrationsstufe und die Phasenverschiebung von +90° aufgrund der differenzierenden Wirkung des Wiedergabekopfes zu einer Gesamtphasenverschiebung von 0°. Andererseits führt die Phasenverschiebung von +90° der Differentiationsstufe zusammen mit der Phasenverschiebung von +90° aufgrund der differenzierenden Wirkung des Wiedergabekopfes zu einer Gesamtphasenverschiebung von 180°, so daß es sich lediglich um eine Inversion handelt. Ob die resultierende Gesamtphasenverschiebung des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals 0° oder 180° ist, d. h. ob das Ausgangssignal am Ausgang 1007 in bezug auf die Polarität des aufgezeichneten Flusses in Phase oder invertiert ist, hängt von der Richtung der 90°-Phasenverschiebung durch den Entzerrerkreis 1000 ab, was im folgenden noch genauer erläutert wird.For the equalizer circuit, it is essential to form a difference signal at output 1007 instead of a sum of the corresponding output signals of the integration stage and the differentiation stage. The latter stages result in the same opposite phase shift of 90 °, the integration stage lagging the phase and the differentiation stage leading the phase. The corresponding output signals of stages 1002 and 1003 according to FIG. 1 are therefore exactly 180 ° apart in phase, so that a difference signal leads to a resulting signal combination for which the corresponding signal amplitudes are not subtracted but added. In addition, the phase shift of -90 ° through the integration stage and the phase shift of + 90 ° lead to a total phase shift of 0 ° due to the differentiating effect of the playback head. On the other hand, the phase shift of + 90 ° of the differentiation stage together with the phase shift of + 90 ° leads to a total phase shift of 180 ° due to the differentiating effect of the playback head, so that it is only an inversion. Whether the resulting total phase shift of the recording and playback channel is 0 ° or 180 °, that is, whether the output signal at output 1007 is in phase or inverted with respect to the polarity of the recorded flow depends on the direction of the 90 ° phase shift by equalization circuit 1000 from what is explained in more detail below.

Neben der linearen Phasencharakteristik für alle durch den Kanal übertragenen Frequenzen kompensiert der Entzerrerkreis auch eine nicht konstante Amplituden-Frequenzcharakteristik des Wiedergabekopfes, was sich ebenfalls noch aus den folgenden Ausführungen ergibt. In an sich bekannter Weise steigt die Ausgangsspannung des Wiedergabekopfes 1008 und des Vorverstärkers 1009 gemäß Fig. 1 bei tiefen Frequenzen mit einem Betrag von 6 dB pro Oktave, während sich im Bereich der Mittenfrequenz eine Richtungsumkehr und sodann bei hohen Frequenzen ein Abfall ergibt. Eine solche Amplitudencharakteristik ist in Form eines Kurvenzuges G_R in Fig. 4 dargestellt. Soll somit eine flache Gesamtamplitudencharakteristik des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals realisiert werden, so ist es notwendig, daß der Entzerrerkreis die Amplitude sowohl bei tiefen als auch bei hohen Frequenzen anhebt. Diese Entzerrercharakteristik wird in der Schaltung nach Fig. 1 auf folgende Weise realisiert. Im Diagramm nach Fig. 5 ist die Verstärkung G₂ der Integrationsstufe 1002 und die Verstärkung G₃ der Differentiationsstufe 1003 in dB als Funktion der Frequenz aufgetragen, wobei für die Frequenzwerte ein logarithmischer Maßstab gewählt ist. Die Kurve G₂ fällt mit einem Betrag von 6 dB pro Oktave, während die Kurve G₃ mit der Frequenz entsprechend steigt. Weiterhin sind in Fig. 5 Kurven für zwei weitere Transferfunktionen G₃′ und G₃′′ der Differentiationsstufe dargestellt, welche eine lineare Änderung dieser Funktionen mit dem Ausgangssignal des Verstärkungsregelungszweiges 1004 repräsentieren. Eine Kurve G_E repräsentiert eine resultierende Transferfunktion des Entzerrerkreises 1000, welche durch Addition der linearen Größen G₂ und G₃ entsteht. Ersichtlich ist die Transfercharakteristik G_E des Entzerrerkreises 1000 komplementär zur Transfercharakteristik G_R des Wiedergabekopfes. Durch Kombination der beiden Charakteristiken G_R und G_E, welche durch die Schaltung nach Fig. 1 durchgeführt wird, kompensiert die Entzerrercharakteristik G_E Abweichungen von einem geraden Verlauf der Charakteristik G_R des Wiedergabekopfes sowohl bei tiefen als auch bei hohen Frequenzen, so daß sich insgesamt eine flache Gesamt- Amplitudencharakteristik ergibt. In addition to the linear phase characteristic for all frequencies transmitted through the channel, the equalizer circuit also compensates for a non-constant amplitude-frequency characteristic of the playback head, which is also evident from the following explanations. In a manner known per se, the output voltage of the playback head 1008 and the preamplifier 1009 according to FIG. 1 increases at low frequencies by an amount of 6 dB per octave, while there is a reversal of direction in the region of the center frequency and then a decrease at high frequencies. Such an amplitude characteristic is shown in the form of a curve G _R in FIG. 4. Thus, if a flat overall amplitude characteristic of the recording and reproducing channel is to be realized, it is necessary for the equalization circuit to increase the amplitude both at low and at high frequencies. This equalizer characteristic is implemented in the circuit according to FIG. 1 in the following way. In the diagram of Fig. 5, the gain G₂ is the integration stage 1002 and the gain of the differentiation stage G₃ 1003 plotted as a function of frequency in dB, for the frequency values a logarithmic scale is selected. The curve G₂ falls with an amount of 6 dB per octave, while the curve G₃ increases accordingly with the frequency. Furthermore, the differentiation stage, in Fig. 5 curves for two other transfer functions G₃ 'and G₃''is shown, which represent a linear variation of these functions with the output signal of the gain control branch 1004th A curve G _E represents a resulting transfer function of the equalizer circuit 1000 , which is formed by adding the linear quantities G₂ and G₃. It can be seen that the transfer characteristic G _{E of} the equalizing circuit 1000 is complementary to the transfer characteristic G _{R of} the playback head. By combining the two characteristics G _R and G _E , which is carried out by the circuit according to FIG. 1, the equalizer characteristic G _E compensates for deviations from a straight profile of the characteristic G _{R of} the playback head both at low and at high frequencies, so that overall gives a flat overall amplitude characteristic.

Der hier in Rede stehende Entzerrerkreis besitzt einen weiteren Vorteil, da eine lineare Änderung des Betrages der Hochfrequenzanhebung durch die Differentiationsstufe durchgeführt werden kann. Zu diesem Zweck ist im Differentiationssignalweg der variable Verstärkungsregelzweig 1004 gemäß Fig. 1 vorgesehen. Durch Einstellung der Verstärkung des Differentiationssignalzweiges durch den Zweig 1004 kann die Frequenz, bei der die Hochfrequenzanhebung der Entzerrer-Amplitudencharakteristik beginnt, geändert werden. Zu diesem Zweck kann ein variabler Widerstand bzw. ein Potentiometer vorgesehen werden. Andererseits kann aber auch im Differentiationssignalzweig ein Verstärker vorgesehen werden, dessen Verstärkung in an sich bekannter Weise geändert wird. Dies wird anhand der Ausführungsform nach Fig. 3 noch näher erläutert. Die Gruppe von Kurven G₃, G₃′ und G₃′′ gemäß Fig. 5 wird für drei verschiedene Verstärkungswerte der Differentiationsstufe 1003 gemäß Fig. 1 erhalten, wobei die Einstellung über den variablen Verstärkungsregelzweig 1004 erfolgt. Die Verstärkungseinstellung beeinflußt lediglich die Verstärkungskonstante k₃ in der oben angegebenen Transferfunktion (3). Speziell wird dabei lediglich der Frequenzwert geändert, bei dem die Hochfrequenzanhebung erfolgt. Der genannte Frequenzwert ist durch folgende Beziehung gegeben:The equalizer circuit in question has a further advantage, since a linear change in the amount of the high-frequency boost can be carried out by the differentiation stage. For this purpose, the variable gain control branch 1004 according to FIG. 1 is provided in the differentiation signal path . By adjusting the gain of the differentiation signal branch through branch 1004 , the frequency at which the high-frequency boosting of the equalizer amplitude characteristic begins can be changed. A variable resistor or a potentiometer can be provided for this purpose. On the other hand, an amplifier can also be provided in the differentiation signal branch, the gain of which is changed in a manner known per se. This is explained in more detail using the embodiment according to FIG. 3. The group of curves G₃, G₃ 'and G₃''according to FIG. 5 is obtained for three different gain values of the differentiation stage 1003 according to FIG. 1, the setting being made via the variable gain control branch 1004 . The gain setting only affects the gain constant k₃ in the above transfer function (3). Specifically, only the frequency value at which the high-frequency boost takes place is changed. The specified frequency value is given by the following relationship:

Nimmt dieser Frequenzwert zu, so nimmt der Betrag der Signalamplitudenanhebung linear ab, da sich die erhaltenen Kurven von G₃ über G₃′ zu G₃′′ usw. verschieben. Eine lineare Vergrößerung der Amplitudenanhebung am hochfrequenten Ende der Entzerrercharakteristik ist ein wesentlicher Gesichtspunkt, weil damit eine Kompensation beispielsweise von Änderungen in der Relativgeschwindigkeit zwischen Kopf und Aufzeichnungsmedium möglich ist. Eine derartige Änderung der Relativgeschwindigkeit kann sich beispielsweise durch Änderungen der Spurlänge auf einer magnetischen Scheibe ergeben. Bei Aufzeichnung von Digitalsignalen auf einer magnetischen Scheibe ist damit auch eine Kompensation hinsichtlich der höheren Dichte von aufgezeichneten Bits möglich, welche auf den inneren Spuren der Scheibe vorhanden ist. Dieser Effekt wird auch als Impulsverdichtung bezeichnet.If this frequency value increases, the amount of the signal amplitude increase increases linear as the curves obtained shift from G₃ via G₃ ′ to G₃ ′ ′ etc. A linear magnification the increase in amplitude at the high-frequency end of the Equalizer characteristic is an essential consideration because it compensates for changes, for example in the relative speed between the head and the recording medium is possible. Such a change in the relative speed can change, for example, by changing the Result in track length on a magnetic disc. When recording of digital signals on a magnetic disc is also a compensation for the higher one Density of recorded bits possible, which on the inner Traces of the disc are present. This effect will too referred to as pulse compression.

Beispiele für praktische Ausführungsformen der oben beschriebenen idealisierten Form des Entzerrerkreises nach Fig. 1 sind als Blockschaltbilder in den Fig. 2 und 3 dargestellt. Dabei sind jeweils gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen. Hinsichtlich des relativ geringen Signalpegels am Ausgang des Wiedergabeverstärkers 1009 ist es aus praktischen Gründen notwendig, das Signal sowohl im Integrationssignalzweig als auch im Differentiationssignalzweig zu verstärken. Gemäß Fig. 2 wird die Integrationsstufe nach Fig. 1 durch einen invertierenden Integrationsverstärker 1002 gebildet, welcher einen invertierenden Operationsverstärker 1010, eine Gegenkopplungskapazität C₁ und einen Serieneingangswiderstand R₁ enthält. Die Differentiationsstufe nach Fig. 1 wird andererseits durch einen invertierenden Differentiationsverstärker 1003 gebildet, welcher einen invertierenden Operationsverstärker 1011, einen variablen Gegenkopplungswiderstand R₂ und eine Serieneingangskapazität C₂ enthält. Der variable Widerstand R₂ ermöglicht eine variable Verstärkungsregelung des Differentiationssignalzweiges. Die Transferfunktion des Integrationsverstärkers 1002 nach Fig. 2 ist durch folgende Beziehung gegeben:Examples of practical embodiments of the idealized form of the equalizer circuit according to FIG. 1 described above are shown as block diagrams in FIGS. 2 and 3. The same elements are provided with the same reference numerals. With regard to the relatively low signal level at the output of the reproduction amplifier 1009 , it is necessary for practical reasons to amplify the signal both in the integration signal branch and in the differentiation signal branch. Referring to FIG. 2, the integration level according to Fig. 1 is formed by an inverting integrating amplifier 1002 which contains an inverting operational amplifier 1010 a counter-coupling capacitance C₁ and a series input resistor R₁. The differentiation stage of FIG. 1, on the other hand, by an inverting Differentiationsverstärker 1003 which contains an inverting operational amplifier 1011, a variable negative feedback resistor R₂ and a series input capacitance C₂. The variable resistor R₂ enables variable gain control of the differentiation signal branch. The transfer function of the integration amplifier 1002 according to FIG. 2 is given by the following relationship:

Durch Vergleich der Formeln (9) und (2) ergibt sich:By comparing formulas (9) and (2):

Die Transferfunktion des Differentiationsverstärkers 1003 gemäß Fig. 2 ist durch folgende Beziehung gegeben:The transfer function of the differentiation amplifier 1003 according to FIG. 2 is given by the following relationship:

G₃ ≅ - R₂C₂s (11)G₃ ≅ - R₂C₂s (11)

Durch Vergleich der Gleichungen (11) und (3) ergibt sich:By comparing equations (11) and (3) we get:

k₃ = -R₂C₂ (12)k₃ = -R₂C₂ (12)

Die Subtraktionsstufe in der Schaltung nach Fig. 1 wird in der Schaltung nach Fig. 2 durch einen Differenzverstärker 1005 gebildet. Der Ausgang der invertierenden Integrationsstufe 1002 ist an einen invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 1005 angekoppelt, während der Ausgang der invertierenden Differentiationsstufe 1003 an einen nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 1005 angekoppelt ist. Das Ausgangssignal am Ausgang 1007 ist das Differenzsignal, welches das entzerrte Signal des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals repräsentiert. Das resultierende entzerrte Signal besitzt eine Phasendifferenz von 0° in bezug auf das auf dem magnetischen Medium aufgezeichnete Signal, d. h. es ist mit diesem Signal in Phase. Bei Verwendung des Entzerrerkreises 1000 ist also die Phasencharakteristik des Gesamtkanals linear.The subtraction stage in the circuit according to FIG. 1 is formed in the circuit according to FIG. 2 by a differential amplifier 1005 . The output of the inverting integration stage 1002 is coupled to an inverting input of the differential amplifier 1005 , while the output of the inverting differentiation stage 1003 is coupled to a non-inverting input of the differential amplifier 1005 . The output signal at output 1007 is the difference signal, which represents the equalized signal of the recording and playback channel. The resulting equalized signal has a phase difference of 0 ° with respect to the signal recorded on the magnetic medium, ie it is in phase with this signal. When using the equalizer circuit 1000 , the phase characteristic of the overall channel is therefore linear.

Die Schaltung nach Fig. 2 ist jedoch in der Hinsicht noch idealisiert, als eine exakte Realisierung der oben angeführten Transferfunktionen (9) und (11) eine unbegrenzte Verstärkung im Integrationsverstärker 1002 bei tiefen Frequenzen und im Differentiationsverstärker 1003 bei hohen Frequenzen erfordert. Bei praktischen Ausführungsformen werden diese Extremforderungen beispielsweise durch Einführung eines Nebenschlußwiderstandes R′′ für die Kapazität C₁ und eines Serienwiderstandes R′ für die Kapazität C₂ in Fig. 2 vermieden, wodurch die entsprechenden Integrations- und Differentiationsannäherungen bei vorgegebenen Frequenzen unterhalb und oberhalb des interessierenden Frequenzbereiches abgeschnitten werden. Werden die Widerstände R′ und R′′ in der Schaltung nach Fig. 2 berücksichtigt, so ergeben sich die entsprechenden Transferfunktionen G₂ und G₃ wie folgt:However, the circuit according to FIG. 2 is still idealized in that an exact implementation of the transfer functions (9) and (11) mentioned above requires unlimited amplification in the integration amplifier 1002 at low frequencies and in the differentiation amplifier 1003 at high frequencies. In practical embodiments, these extreme requirements are avoided, for example, by introducing a shunt resistor R '' for the capacitance C₁ and a series resistor R 'for the capacitance C₂ in Fig. 2, whereby the corresponding integration and differentiation approaches are cut off at given frequencies below and above the frequency range of interest will. If the resistors R 'and R''are taken into account in the circuit according to FIG. 2, the corresponding transfer functions G₂ and G₃ result as follows:

Darin bedeuten R₁, R₂, R′, R′′, C₁ und C₂ die Werte der entsprechenden Schaltelemente.R₁, R₂, R ', R' ', C₁ and C₂ mean the values of the corresponding ones Switching elements.

Berücksichtigt man für Gleichung (13) folgende Bedingungen:If the following conditions are taken into account for equation (13):

so ergibt sich:this results in:

Dieser Ausdruck ist identisch mit der Transferfunktion gemäß Gleichung (2). This expression is identical to the transfer function according to Equation (2).

Berücksichtigt man für Formel (14) folgende Bedingungen:If the following conditions are taken into account for formula (14):

so ergibt sich:this results in:

G₃ ≅ -k₃s (18)G₃ ≅ -k₃s (18)

Dieser Ausdruck ist identisch mit der Transferfunktion gemäß Gleichung (3).This expression is identical to the transfer function according to Equation (3).

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß die entsprechenden Transferfunktionen der Integrations- und der Differentiationsstufe des Entzerrerkreises 1000 nach Fig. 2 bei Substitution von s=jw einer idealen Integration und einer idealen Differentiation in folgendem Frequenzbereich entsprechen:It follows from the above explanations that the corresponding transfer functions of the integration and differentiation stage of the equalizer circuit 1000 according to FIG. 2 correspond to an ideal integration and an ideal differentiation in the following frequency range when s = jw is substituted:

Fig. 3 zeigt eine weitere praktische Ausführungsform des Entzerrerkreises. Der Entzerrerkreis gemäß Fig. 1 wird hier durch ein passives Integrationsnetzwerk 1002 mit einem Serienwiderstand R_A und einer Parallelkapazität C_A gebildet, denen ein nicht-invertierender Verstärker 1012 nachgeschaltet ist, welcher die notwendige Verstärkung im Integrationssignalzweig gewährleistet. Entsprechend wird die Differentiationsstufe gemäß Fig. 1 in Fig. 3 durch ein passives Differentiationsnetzwerk 1003 mit einer Serienkapazität C_B und einem Parallelwiderstand R_B gebildet, welchen ein nicht-invertierender Verstärker 1013 nachgeschaltet ist, der die notwendige Verstärkung im Differentiationssignalzweig gewährleistet. Ebenso wie in der Schaltung nach Fig. 2 wird die Subtraktionsstufe durch einen Differenzverstärker 1005 gebildet. In der Schaltung nach Fig. 3 wird das integrierte und nachfolgend verstärkte Signal am Ausgang des Verstärkers 1012 in einen nicht-invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 1005 eingespeist, während das differenzierte und nachfolgend verstärkte Signal am Ausgang des Verstärkers 1013 in einen invertierenden Eingang des Verstärkers 1005 eingespeist wird. Das Ausgangssignal am Ausgang 1007 der Schaltung nach Fig. 3 ist das resultierende Differenzsignal, welches das entzerrte Signal des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals repräsentiert. Das resultierende entzerrte Signal besitzt eine Phasendifferenz von 0° in bezug auf das auf der magnetischen Scheibe aufgezeichnete Signal. Daher führt die durch den beschriebenen Entzerrerkreis bewirkte Phasendifferenz zu keinerlei Nichtlinearitäten in der Phasencharakteristik des Gesamtkanals; es ergibt sich vielmehr eine lineare Gesamtphasencharakteristik. Fig. 3 shows a further practical embodiment of the equalizer circuit. The equalizer circuit shown in FIG. 1 is here formed by a passive integration network 1002 having a series resistor R _A and a parallel capacitance C _A, where a non-inverting amplifier is connected downstream of 1012 which provides the necessary gain in the integration signal path. Correspondingly, the differentiation stage according to FIG. 1 in FIG. 3 is formed by a passive differentiation network 1003 with a series capacitance C _B and a parallel resistor R _B , which is followed by a non-inverting amplifier 1013 , which ensures the necessary amplification in the differentiation signal branch. As in the circuit according to FIG. 2, the subtraction stage is formed by a differential amplifier 1005 . In the circuit of Fig. 3, the integrated and amplified following signal at the output of the amplifier 1012 is fed the differential amplifier 1005 in a non-inverting input, while the differentiated and amplified following signal at the output of the amplifier 1013 has an inverting input of the amplifier 1005 is fed becomes. The output signal at output 1007 of the circuit of FIG. 3 is the resulting difference signal, which represents the equalized signal of the recording and playback channel. The resulting equalized signal has a phase difference of 0 ° with respect to the signal recorded on the magnetic disc. Therefore, the phase difference caused by the described equalizer circuit does not lead to any nonlinearities in the phase characteristics of the overall channel; rather, there is a linear overall phase characteristic.

Die entsprechenden Transferfunktionen der Integrations- und der Differentiationsstufe in der Schaltung nach Fig. 3 sind durch folgende Funktionen gegeben:The corresponding transfer functions of the integration and differentiation stage in the circuit according to FIG. 3 are given by the following functions:

Darin bedeuten A₂ die Verstärkung des Verstärkers 1012 und A₃ die Verstärkung des Verstärkers 1013. Therein, A₂ is the amplification of the amplifier 1012 and A₃ is the amplification of the amplifier 1013 .

Bei Vergleich der Gleichungen (20) und (2) ergibt sich fürComparing equations (20) and (2) yields for

Bei Vergleich der Formeln (21) und (3) ergibt sich fürA comparison of formulas (21) and (3) yields for

Ein Potentiometer 1014, das in der Schaltung nach Fig. 3 an den Verstärker 1013 im Differentiationssignalzweig angekoppelt ist, bildet einen variablen Verstärkungsregelzweig. Durch Einstellung der Verstärkung A₃ des Verstärkers 1013 sind die Verstärkungskonstante k₃ gemäß Gleichung (23) und der Frequenzwert, bei dem sich die Amplitudenanhebung ändert, gemäß Gleichung (8) einstellbar.A potentiometer 1014 , which is coupled to the amplifier 1013 in the differentiation signal branch in the circuit according to FIG. 3, forms a variable gain control branch. By adjusting the gain A₃ of the amplifier 1013 , the gain constant k₃ according to equation (23) and the frequency value at which the amplitude increase changes can be set according to equation (8).

Ein detailliertes Schaltbild einer Ausführungsform der Entzerrer- und Datendetektorschaltung ist in den Fig. 6A und 6B dargestellt. Im Videobild-Speicheraufzeichnungs- und Wiedergabesystem wird ein Farbfernsehbild gemäß dem quadratischen Miller-Code in digitaler Form codiert und auf einer magnetischen Scheibe aufgezeichnet. Bei Wiedergabe werden die Digitaldaten durch einen Wiedergabekopf wiedergegeben und durch einen Wiedergabeverstärker verstärkt (Wiedergabekopf und Verstärker sind in Fig. 6A und 6B nicht dargestellt). Die Fig. 6A und 6B zeigen zwei identische Entzerrer- und Datendetektorschaltungen für getrennte, jedoch identische Wiedergabekanäle. Es wird jedoch lediglich eine dieser Schaltungen beschrieben. In der Schaltung nach den Fig. 6A und 6B werden die vorverstärkten Wiedergabedaten durch einen Entzerrerkreis 1000 entzerrt, welcher den oben beschriebenen Entzerrerkreisen gemäß den Fig. 1 bis 3 entspricht. Das entzerrte Signal wird in einem Tiefpaßfilter 1018 gefiltert und sodann verstärkt und in der Amplitude begrenzt, um eine rechteckförmige Impulssequenz in einem Verstärker-Begrenzerkreis 1019 zu erzeugen. Die Impulssequenz vom Begrenzer wird durch einen Impulsformer 1020 geschickt, welcher Ausgangsimpulse für jeden festgestellten Signalsprung formt. Die Impulse vom Impulsformer 1020 werden durch einen Decoder für den quadratischen Miller- Code (nicht dargestellt) geschickt, der eine Decodierung durchführt, um das ursprüngliche Farbfernsehsignal zurückzugewinnen.A detailed circuit diagram of one embodiment of the equalizer and data detector circuit is shown in FIGS. 6A and 6B. In the video image storage recording and reproducing system, a color television picture is encoded in digital form according to the square Miller code and recorded on a magnetic disc. When reproduced, the digital data is reproduced by a reproducing head and amplified by a reproducing amplifier (reproducing head and amplifier are not shown in Figs. 6A and 6B). Figures 6A and 6B show two identical equalizer and data detector circuits for separate, but identical, playback channels. However, only one of these circuits is described. In the circuit according to FIGS. 6A and 6B, the preamplified playback data are equalized by an equalizer circuit 1000 , which corresponds to the equalizer circuits described above according to FIGS. 1 to 3. The equalized signal is filtered in a low pass filter 1018 and then amplified and limited in amplitude to produce a rectangular pulse sequence in an amplifier limiter circuit 1019 . The pulse sequence from the limiter is passed through a pulse shaper 1020 which shapes output pulses for each detected signal jump. The pulses from pulse shaper 1020 are passed through a square Miller code decoder (not shown) which decodes to recover the original color television signal.

Wie die Fig. 6A und 6B zeigen, werden die Daten vom Vorverstärker in Eingänge 1021 und 1022 eines Differenzverstärkers U106 eingespeist, der beispielsweise durch einen von der Firma RCA hergestellten Typ CA 3004 gebildet werden kann. Dieser Verstärkertyp enthält Ausgangstransistoren mit offenem Kollektor, welche an Ausgänge 1034 und 1035 angekoppelt sind. Ein Widerstand 1036 bildet den Lastwiderstand für den nicht-invertierenden Ausgang 1034. Die Verstärkung des Verstärkers 1033 für den Ausgang 1034 ist im interessierenden Frequenzbereich konstant. Das nicht-invertierte Signal wird durch einen Emitterfolger 1037 gepuffert und sodann in ein differenzierendes Netzwerk 1003 eingespeist, das durch eine Kapazität 1038 und einen Widerstand 1039 gebildet wird. Dieses Netzwerk 1003 differenziert Signalfrequenzen unterhalb 60 MHz. Seine Transferfunktion ist durch folgende Beziehung gegeben:As FIGS. 6A and 6B show, the data from the preamplifier are fed into inputs 1021 and 1022 of a differential amplifier U 106 , which can be formed, for example, by a type CA 3004 manufactured by the company RCA. This type of amplifier includes open collector output transistors coupled to outputs 1034 and 1035 . A resistor 1036 forms the load resistor for the non-inverting output 1034 . The gain of amplifier 1033 for output 1034 is constant in the frequency range of interest. The non-inverted signal is buffered by an emitter follower 1037 and then fed into a differentiating network 1003 , which is formed by a capacitance 1038 and a resistor 1039 . This network 1003 differentiates signal frequencies below 60 MHz. Its transfer function is given by the following relationship:

fürFor

ergibt sich:surrendered:

G₃ ≅ (R1039) (C1038)s (23)G₃ ≅ (R 1039 ) (C 1038 ) s (23)

Gleichung (23) entspricht der oben diskutierten Gleichung (3) für das Blockschaltbild nach Fig. 1 mit k₃=(R1039) (C1038). Da die interessierenden Signale bei dieser speziellen Ausführungsform lediglich Frequenzen bis etwa 10 MHz besitzen, kann dieses Netzwerk 1003 als echte Differentiationsstufe betrachtet werden. Das Ausgangssignal der Differentiationsstufe 1003 wird in einen Eingang 1040 eines Differenz-Verstärkervervielfachers U104 eingespeist, der beispielsweise durch einen von der Firma Motorola vertriebenen Typ MC1496 gebildet werden kann. Die Eingänge 1040 und 1042 des Verstärkervervielfachers U105 sind Differenzeingänge, welche durch eine Spannung von +7,5 Volt vorgespannt sind. Der Verstärkervervielfacher U105 erhält an Differenzeingängen 1043 und 1044 ein zweites Eingangssignal, wobei an einem Ausgang 1045 ein Ausgangsstrom abnehmbar ist, welcher proportional zum negativen Produkt der Eingangssignale an den Eingängen 1040, 1042 und 1043, 1044 ist. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird in den Eingang 1043 eine Verstärkungsregel-Gleichspannung eingespeist, während der Eingang 1044 geerdet ist. Die Regelspannung am Eingang 1043 entspricht einer Ausgangsspannung eines an einer anderen Stelle vorgesehenen variablen Verstärkungsregelzweiges (in Fig. 6A und 6B) nicht dargestellt), wie er beispielsweise in Verbindung mit dem Zweig 1014 nach Fig. 3 beschrieben wurde. Bei der hier in Rede stehenden Ausführungsform des Frequenzentzerrers wird die Verstärkung des Kreises U105 im Differentiationssignalweg durch einen Digital- Analogkonverter von einer anderen Stelle automatisch geregelt, um in Abhängigkeit von den Änderungen der Aufzeichnungsspurlänge auf der magnetischen Scheibe die gewünschten Verstärkungsänderungen zu realisieren. Eine spezielle Spurzahl (entsprechend einer speziellen Spurlänge), von der spezielle Daten wiedergegeben werden, werden in einem digitalen Decodierer decodiert und im Digital-Analogkonverter in einen Gleichspannungswert überführt, welcher sodann als Verstärkungsregelsignal in den Eingang 1043 der Stufe U105 eingespeist wird. Wie oben bereits ausgeführt, dient die variable Verstärkungsregelung im Differentiationssignalzweig zur Kompensation der höheren Impulsdichte auf inneren Spuren der Scheibe, während die Linearität der Hochfrequenzanhebung des entzerrten Signals im gesamten übertragenen Frequenzband erhalten bleibt.Equation (23) corresponds to equation (3) discussed above for the block diagram of FIG. 1 with k₃ = (R 1039 ) (C 1038 ). Since the signals of interest in this particular embodiment only have frequencies up to approximately 10 MHz, this network 1003 can be regarded as a real differentiation stage. The output signal of the differentiation stage 1003 is fed into an input 1040 of a differential amplifier multiplier U 104 , which can be formed, for example, by a type MC1496 sold by Motorola. The inputs 1040 and 1042 of the amplifier multiplier U 105 are differential inputs which are biased by a voltage of +7.5 volts. The amplifier multiplier U 105 receives a second input signal at differential inputs 1043 and 1044 , an output current being removable at an output 1045 , which output current is proportional to the negative product of the input signals at the inputs 1040, 1042 and 1043, 1044 . In the present embodiment, a gain control DC voltage is fed into input 1043 while input 1044 is grounded. The control voltage at input 1043 corresponds to an output voltage of a variable gain control branch provided at another point (not shown in FIGS. 6A and 6B), as was described, for example, in connection with branch 1014 according to FIG. 3. In the embodiment of the frequency equalizer in question, the gain of the circuit U 105 in the differentiation signal path is automatically regulated by a digital-to-analog converter from another location in order to implement the desired gain changes as a function of the changes in the recording track length on the magnetic disk. A special track number (corresponding to a special track length), from which special data is reproduced, is decoded in a digital decoder and converted into a DC voltage value in the digital-to-analog converter, which is then fed as a gain control signal into input 1043 of stage U 105 . As already explained above, the variable gain control in the differentiation signal branch serves to compensate for the higher pulse density on inner tracks of the disk, while the linearity of the high-frequency boosting of the equalized signal is retained in the entire transmitted frequency band.

Die Größe des Stroms am Ausgang 1045 des Verstärkervervielfachers U105 ist proportional zum Eingangssignal am Eingang 1040 und zu dem durch die Regelspannung am Eingang 1043 festgelegten Verstärkungswert. Der Ausgangsstrom am Ausgang 1045 der Stufe U105 wird als Eingangsstrom in den Emitter eines in Basisschaltung betriebenen Transistorverstärkers eingespeist, welcher als Subtraktionsstufe 1005 im Sinne der Fig. 1, 2 und 3 wirkt. Dieser Eingangsstrom erzeugt am Kollektor des Verstärkers eine Ausgangsspannung, welche sowohl zum Eingangsstrom als auch zum Widerstandswert eines Kollektorlastwiderstandes 1047 proportional ist. Der vorgenannte Teil der Ausgangsspannung des Transistors 1005 ist proportional zum negativen, durch den Verstärkervervielfacher 1041 verstärkten Signal.The size of the current at the output 1045 of the amplifier multiplier U 105 is proportional to the input signal at the input 1040 and to the gain value determined by the control voltage at the input 1043 . The output current at output 1045 of stage U 105 is fed as an input current into the emitter of a transistor amplifier operated in a basic circuit, which acts as a subtraction stage 1005 in the sense of FIGS. 1, 2 and 3. This input current generates an output voltage at the collector of the amplifier, which is proportional to both the input current and the resistance value of a collector load resistor 1047 . The aforementioned part of the output voltage of transistor 1005 is proportional to the negative signal amplified by amplifier multiplier 1041 .

Der invertierende Ausgang 1035 des Differenzverstärkers U106 liegt an einem Lastwiderstand 1048 und einer parallelen Lastkapazität 1049. Die Gleichspannungsverstärkung des Verstärkers U106 ist um das Verhältnis der entsprechenden Lastwiderstände 1048/1036, d. h. um einen Faktor von etwa 3 größer als die Verstärkung am nicht-invertierenden Ausgang 1034. Für Signalfrequenzen oberhalb 80 kHz wird die Verstärkung am Ausgang 1035 durch die Kapazität 1049 festgelegt und ist umgekehrt proportional zur Frequenz. Daher wirkt der am Ausgang 1035 liegende Ausgangskreis 1048, 1049 als integrierendes Netzwerk für Frequenzen oberhalb 80 kHz im interessierenden Frequenzbereich, welcher etwa von 0,3 MHz bis 10 MHz reicht. Die Transferfunktion des Verstärkers U106 am Ausgang 1035 ist durch folgende Beziehung gegeben:The inverting output 1035 of the differential amplifier U 106 is connected to a load resistor 1048 and a parallel load capacitance 1049 . The DC gain of the amplifier U 106 is the ratio of the respective load resistors 1048/1036, ie by a factor of about 3 is greater than the gain at the non-inverting output 1034th For signal frequencies above 80 kHz, the gain at output 1035 is determined by capacitance 1049 and is inversely proportional to the frequency. Therefore, the output circuit 1048, 1049 located at the output 1035 acts as an integrating network for frequencies above 80 kHz in the frequency range of interest, which ranges approximately from 0.3 MHz to 10 MHz. The transfer function of amplifier U 106 at output 1035 is given by the following relationship:

Darin bedeutet A₁₀₆ die Verstärkung des Differenzverstärkers U106 am Ausgang 1034.In it A₁₀₆ means the gain of the differential amplifier U 106 at the output 1034 .

FürFor

ergibt sich:surrendered:

Diese Gleichung (25) entspricht der oben diskutierten Gleichung (2) für das Blockschaltbild nach Fig. 1 mitThis equation (25) corresponds to the above-discussed equation (2) for the block diagram of FIG. 1 with

Das invertierte und nachfolgend integrierte Signal vom Ausgang 1035 des Verstärkers U106 wird in einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 1005 eingespeist. Dieser Transistor 1005 invertiert dieses Eingangssignal und multipliziert es mit dem Verhältnis des Kollektor- und des Emitterlastwiderstandes 1047/1050. Der Transistor 1005 arbeitet im Integrationssignalzweig als Emitterfolger und im Differentiationssignalzweig als in Basisschaltung betriebener Verstärker. Das resultierende Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 1005 ist gleich der Summe der beiden Eingangssignalbeiträge, wobei ein Beitrag proportional zum Integral des Wiedergabesignals vom Wiedergabekopf und Vorverstärker ist und wobei der andere Beitrag proportional zur negativen Ableitung des Wiedergabesignals ist. Das resultierende Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 1005 entspricht daher einem Differenzsignal entsprechend dem Ausgangssignal am Ausgang 1007 der vorbeschriebenen Ausführungsformen des Entzerrerkreises gemäß den Fig. 1, 2 und 3. Das Ausgangssignal des Entzerrerkreises 1000 nach den Fig. 6A und 6B entspricht dem entzerrten Signal des Wiedergabe-Aufzeichnungskanals gemäß den oben beschriebenen Ausführungsformen nach den Fig. 1, 2 und 3.The inverted and subsequently integrated signal from the output 1035 of the amplifier U 106 is fed into a transistor 1005 connected as an emitter follower. This transistor 1005 inverts this input signal and multiplies it by the ratio of the collector and emitter load resistance 1047/1050 . The transistor 1005 operates in the integration signal branch as an emitter follower and in the differentiation signal branch as an amplifier operated in the basic circuit. The resulting output signal at the collector of transistor 1005 is equal to the sum of the two input signal contributions, one contribution being proportional to the integral of the playback signal from the playback head and preamplifier, and the other contribution being proportional to the negative derivative of the playback signal. The resulting output signal at the collector of transistor 1005 therefore corresponds to a difference signal corresponding to the output signal at output 1007 of the above-described embodiments of the equalizer circuit according to FIGS. 1, 2 and 3. The output signal of the equalizer circuit 1000 according to FIGS. 6A and 6B corresponds to the equalized signal of Playback recording channel according to the above-described embodiments shown in FIGS. 1, 2 and 3.

Im folgenden wird nun der verbleibende Teil der Schaltung nach den Fig. 6A und 6B beschrieben. Der Entzerrerkreis 1000 überführt die Spannungsspitzen des durch den Wiedergabevorverstärker gelieferten Wiedergabesignals, das den Nulldurchgängen des aufgezeichneten Flusses entspricht, in richtig liegende Nulldurchgänge am Ausgang des Entzerrerkreises zurück. Dieses entzerrte Ausgangssignal steht am Kollektor des Transistors 1005 des Entzerrerkreises und wird durch ein Tiefpaßfilter 1018 gefiltert, wonach es durch einen ersten Pufferverstärker U104 (beispielsweise der Typ MC10116P) des Verstärker-Begrenzerkreises 1019 geschickt wird. Das Ausgangssignal des Pufferverstärkers wird durch eine Folge von fünf amplitudenbegrenzenden Verstärkern geschickt, welche vorzugsweise vom gleichen Typ wie der Pufferverstärker sind. Das am Ausgang des Verstärker-Begrenzerkreises 1019 gelieferte entzerrte Wiedergabesignal liegt in kanalcodierter Form vor, wobei die Signalsprünge richtig liegen. Die Amplitudenbegrenzung des Wiedergabesignals dient zur Rückgewinnung der rechteckigen Form des Wiedergabedatensignals, das durch die Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozesse verzerrt wurde. Darüber hinaus dient der Verstärker-Begrenzerkreis 1019 zur Bildung von gegenphasigen Formen des rückgebildeten Datensignals, welche zur Erzeugung eines Impulses für jeden Sprung des rechteckförmigen kanalcodierten Wiedergabedatensignals dienen. Die sprungbezogenen Impulse werden so erzeugt, daß eine genau definierte Flanke (im Ausführungsbeispiel die Vorderflanke) durch einen Übertragungskanal übertragen werden kann, ohne daß Fehler in den Daten entstehen, obwohl das Datensignal durch den Kanal verzerrt werden kann. Wie oben auch bereits ausgeführt wurde, können in den Datenfolgen mit hoher Bitdichte, wie sie durch das in Rede stehende Gerät verarbeitet werden, aufgrund der Übertragungscharakteristik von Übertragungsleitungen, wie sie zur Übertragung von kanalcodierten Daten zwischen den Scheibenantriebseinheiten und dem Signalsystem verwendet werden, Fehler erzeugt werden.The remaining part of the circuit shown in FIGS. 6A and 6B will now be described. The equalizer circuit 1000 converts the voltage peaks of the playback signal supplied by the playback preamplifier, which corresponds to the zero crossings of the recorded flow, into correct zero crossings at the output of the equalizer circuit. This equalized output signal is at the collector of transistor 1005 of the equalizer circuit and is filtered by a low-pass filter 1018 , after which it is sent through a first buffer amplifier U 104 (for example the type MC10116P) of the amplifier limiter circuit 1019 . The output signal of the buffer amplifier is sent through a sequence of five amplitude-limiting amplifiers, which are preferably of the same type as the buffer amplifier. The equalized reproduction signal delivered at the output of the amplifier limiter circuit 1019 is in channel-coded form, the signal jumps being correct. The amplitude limitation of the playback signal serves to recover the rectangular shape of the playback data signal which has been distorted by the recording and playback processes. In addition, amplifier limiter circuit 1019 is used to form out-of-phase forms of the regenerated data signal, which are used to generate a pulse for each jump of the rectangular channel-coded playback data signal. The jump-related pulses are generated in such a way that a precisely defined edge (in the exemplary embodiment the leading edge) can be transmitted through a transmission channel without errors in the data, although the data signal can be distorted by the channel. As already explained above, errors can be generated in the data sequences with high bit density, as they are processed by the device in question, due to the transmission characteristics of transmission lines, as are used for the transmission of channel-coded data between the disk drive units and the signal system will.

Um für jeden Sprung des Wiedergabedatensignals einen solchen Impuls zu erzeugen, daß lediglich die positiven Vorderflanken die Datensignalsprünge identifizieren, liefert der Verstärker- Begrenzerkreis 1019 zwei gegenphasige Impulsfolgen des Datensignals. Am Ausgang 1052 des letzten Verstärkers U103 der Folge von amplitudenbegrenzenden Verstärkern wird eine rechteckförmige Impulssequenz mit nicht-invertierter Polarität geliefert, während am Ausgang 1054 des gleichen Verstärkers U103 eine identische Impulssequenz mit invertierter Polarität geliefert wird. Diese Impulsfrequenzen werden in jeweils einen von zwei identischen monostabilen Multivibratoren U101 und U102 (beispielsweise Typ MC 10131L) des Impulsformers 1020 eingespeist. Jeder Multivibrator liefert für einen positiven Sprung des an seinem Takteingang aufgenommenen Wiedergabedatensignals einen positiven Impuls. Der die nichtinvertierte Form des Wiedergabedatensignals aufnehmende monostabile Multivibrator U101 liefert bei jedem positiven Sprung des Datensignals einen positiven Impuls. Andererseits liefert der die invertierte Form des Wiedergabedatensignals aufnehmende monostabile Multivibrator U102 einen Impuls an der Stelle jedes negativen Sprungs im Datensignal. Da die Vorderflanken der durch die Multivibratoren U101 und U102 erzeugten positiven Impulse durch eine schnelle Umschaltung der Multivibratoren aus ihrem stabilen Schaltzustand in ihren quasi stabilen Schaltzustand definiert sind (ins Gewicht fallende, eine Zeitkonstante bestimmende Komponenten sind nicht vorhanden), ist jede Vorderflanke mit allen anderen identisch. Diese Vorderflanken treten in einem genau definierten Zeitpunkt folgend auf das Auftreten des positiven Taktsprungs des Wiedergabedatensignals auf. Da der Übertragungskanal, über den die Impulse übertragen werden, auf identische Impulsflanken gleich wirkt, gehen die Lagen der sprungbezogenen positiven Impulsflanken und damit die Sprünge des Datensignals selbst aufgrund von Verzerrungen nicht verloren, welche in den Impulsen aufgrund der Wirkung des Übertragungskanals entstehen können. Falls erforderlich, kann an den Ausgang des Übertragungskanals ein auf den Amplitudenwert ansprechender Detektor angekoppelt werden, wie er beispielsweise am Eingang des Decodierteils der oben beschriebenen Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 1000 vorgesehen ist, um die relativen Lagen der Sprünge des Wiedergabedatensignals genau neu zu definieren.In order to generate such a pulse for each jump of the playback data signal that only the positive leading edges identify the data signal jumps, the amplifier limiter circuit 1019 supplies two pulse sequences of the data signal which are in phase opposition. A rectangular pulse sequence with non-inverted polarity is supplied at output 1052 of the last amplifier U 103 of the sequence of amplitude-limiting amplifiers, while an identical pulse sequence with inverted polarity is supplied at output 1054 of the same amplifier U 103 . These pulse frequencies are each fed into one of two identical monostable multivibrators U 101 and U 102 (for example type MC 10131L) of the pulse shaper 1020 . Each multivibrator delivers a positive pulse for a positive jump of the playback data signal recorded at its clock input. The monostable multivibrator U 101 , which takes up the non-inverted form of the playback data signal, delivers a positive pulse with each positive jump of the data signal. On the other hand, the monostable multivibrator U 102 receiving the inverted form of the playback data signal delivers a pulse at the location of each negative jump in the data signal. Since the leading edges of the positive pulses generated by the multivibrators U 101 and U 102 are defined by quickly switching the multivibrators from their stable switching state to their quasi-stable switching state (there are no significant components that determine a time constant), each leading edge is included identical to all others. These leading edges occur at a precisely defined point in time following the occurrence of the positive clock jump of the playback data signal. Since the transmission channel over which the pulses are transmitted has the same effect on identical pulse edges, the positions of the jump-related positive pulse edges and thus the jumps in the data signal itself are not lost due to distortions which can arise in the pulses due to the effect of the transmission channel. If necessary, a detector which responds to the amplitude value can be coupled to the output of the transmission channel, as is provided, for example, at the input of the decoding part of the decoding and time base correction circuit 1000 described above, in order to precisely redefine the relative positions of the jumps in the reproduction data signal .

Für die Übertragung der sprungbezogenen Impulse zum Signalsystem werden die Ausgangsimpulse der beiden monostabilen Multivibratoren U101 und U102 in getrennte Eingänge eines positiven ODER-Gatters U107 eingespeist, das für jeden Eingangsimpuls einen Ausgangsimpuls liefert. Die Ausgangsimpulse dieses ODER-Gatters U107 werden in einen (nicht dargestellten) Daten-Decoder eingespeist, um eine Decodierung der wiedergegebenen Daten und eine nachfolgende Verarbeitung zur Rückbildung des ursprünglichen Farbfernsehsignals durchzuführen.For the transmission of the jump-related pulses to the signal system, the output pulses of the two monostable multivibrators U 101 and U 102 are fed into separate inputs of a positive OR gate U 107 , which supplies an output pulse for each input pulse. The output pulses of this OR gate U 107 are fed into a data decoder (not shown) to perform decoding of the reproduced data and subsequent processing to regenerate the original color television signal.

Die vorstehend beschriebene erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist speziell für eine digitale Aufzeichnung auf magnetischen Scheiben mit hoher Bit-Dichte vorteilhaft, wobei es möglich ist, Änderungen in der Aufzeichnungsdichte und damit Impuls-Zusammenballungen auf den inneren Spuren der Scheibenfläche zu kompensieren und gleichzeitig eine lineare Phasencharakteristik und eine konstante Amplitudencharakteristik aufrechtzuerhalten. Ein weiterer Vorteil speziell bei digitaler Aufzeichnung ist darin zu sehen, daß Spannungsspitzen des Ausgangssignals des Vorverstärkers, welche Nulldurchgänge des ursprünglich aufgezeichneten Flusses repräsentieren, in Nulldurchgänge des Ausgangssignals der Frequenzentzerrer-Schaltungsanordnung rücküberführt werden. Die Verwendung der Frequenzentzerrer-Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung ist nicht auf eine digitale Aufzeichnung auf magnetischen Scheiben beschränkt. Sie ist ebenso für andere magnetische Aufzeichnungsgeräte, beispielsweise für die Aufzeichnung von analogen Signalen, etwa für Video-, Instrumenten- und Tonsignale geeignet. The circuit arrangement according to the invention described above is specifically for digital recording advantageous on magnetic disks with high bit density, where it is possible to make changes in the recording density and thus impulse aggregations on the inner tracks to compensate for the surface of the pane and at the same time linear phase characteristic and a constant amplitude characteristic maintain. Another advantage especially with digital recording it can be seen that voltage peaks of the output signal of the preamplifier, what zero crossings of the originally recorded Represent flow, in zero crossings of the output signal of the frequency equalizer circuitry will. The use of the frequency equalizer circuitry according to the invention is not digital Recording limited to magnetic disks. they is also for other magnetic recording devices, for example for the recording of analog signals, suitable for video, instrument and sound signals.

Es wurde experimentell gefunden, daß sich bei Verwendung der in den Fig. 6A und 6B dargestellten Ausführungsform bis zum Bereich von mittleren kurzen Wellenlängen, beispielsweise bis zu Wellenlängen von ca. 7,62×10^-4 cm auf Scheiben-Aufzeichnungsgeräten mit einem Kopf-Scheiben- Abstand von 8,89×10^-15 cm und bis zu Wellenlängen von ca. 2,54×10^-4 cm bei Aufzeichnung mit Band-Kopf- Kontakt eine gute Entzerrung ergibt.It has been found experimentally that when using the embodiment shown in FIGS. 6A and 6B up to the range of medium short wavelengths, for example up to wavelengths of approximately 7.62 × 10 ^-4 cm, on disc recording devices with a head Disc spacing of 8.89 × 10 ^-15 cm and up to wavelengths of approx. 2.54 × 10 ^-4 cm results in good equalization when recording with tape-head contact.

Claims

1. Equalizer circuit for a digital signal from a magnetic recording medium by means of a reproducing channel reproducing a magnetic head ( 1001 ), to which a detector circuit ( 1018, 1019 ) responsive to the digital signals is coupled, with an input designed as a low-pass filter ( 1002 ) the magnetic head ( 1001 ) coupled to an integration circuit and a differentiation circuit which is also coupled to the magnetic head ( 1001 ) with its input parallel to the integration circuit and is designed as a high-pass filter ( 1003 ) and with a combination circuit ( 1005 ) coupled to the outputs of the filters ( 1002, 1003 ), which generates a difference signal between the output signals of the filters ( 1002, 1003 ), characterized in that
that the filters ( 1002, 1003 ) are dimensioned such that they have the same large but opposite phase shifts of 90 ° in the operating frequency range of the playback channel and the overall amplitude-frequency response of the playback channel including the magnetic head ( 1001 ) is essentially constant, whereby low pass filter (1002) compensates for a rising at low frequencies with the frequency amplitude-frequency response of the magnetic head (1001) and the high-pass filter (1003) compensates for a sloping at high frequencies with the frequency amplitude-frequency response of the magnetic head (1001), that the detector circuit (1018, 1019) on Zero crossings of the difference signal of the combining circuit ( 1005 ) responds,
that a gain control circuit (1004; 1014) to the high-pass filter (1003) is connected, by means of which effected by the high-pass filter (1003) at high frequencies, amplitude increase is independent of the carried out by the low pass filter (1002) at low frequencies, amplitude increase linearly changeable and
that the amplitude increase effected at high frequencies can be controlled by means of the gain control circuit ( 1004; 1014 ) depending on the relative speed between the magnetic head ( 2001 ) and the recording medium.

2. Equalizer circuit according to claim 1, characterized in that the low-pass filter ( 1002 ) has a first inverting operational amplifier ( 1010 ), a negative feedback capacitor (C₁) and an input series resistor (R₁), that the high-pass filter ( 1003 ) has a second inverting operational amplifier ( 1011 ), a negative feedback resistor (R₂) and an input series capacitor (C₂) that the inverting inputs of the first and second operational amplifiers ( 1010, 1011 ) receive the signal reproduced by the magnetic head ( 1001 ) and that the combining circuit ( 1005 ) has a differential amplifier The inputs of which are coupled to the outputs of the first ( 1010 ) and second ( 1011 ) operational amplifiers.

3. equalizer circuit according to claim 2, characterized in that the negative feedback resistor (R₂) of the second inverting operational amplifier ( 1011 ) is a variable resistor which serves to adjust the gain of the differentiating high-pass filter ( 1003 ).

4. equalizer circuit according to claim 2 or 3, characterized by a connected to the negative feedback capacitor (C₁) shunt resistor (R '') and a series resistor (R₂) connected to the input series capacitor (C₂) to limit the integrating effect of the low-pass filter ( 1002 ) and the differentiating effect of the high-pass filter ( 1003 ) outside the operating frequency range.

5. equalizer circuit according to claim 1, characterized in that the low-pass filter ( 1002 ) has a passive integration network (R _A , C _A ) with a series resistor (R _A ) and a parallel capacitor (C _A ) and to an input of a first non-inverting amplifier ( 1012 ) is coupled that the high-pass filter ( 1003 ) has a passive differentiation network (R _B , C _B ) with a series capacitor (C _B ) and a parallel resistor (R _B ) and is coupled to an input of a second non-inverting amplifier ( 1013 ) and that the combining circuit ( 1005 ) has a differential amplifier, the inputs of which are coupled to the outputs of the first and second non-inverting amplifiers ( 1012, 1013 ).

6. equalizer circuit according to claim 5, characterized by a gain control circuit ( 1014 ) for controlling the gain of the second non-inverting amplifier ( 1013 ) for the purpose of realizing a linear change in a high-frequency amplitude increase due to the differentiating high-pass filter ( 1003 ) above the frequency.