DE2649264B2

DE2649264B2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Messung von nichtlinearen Verzerrungen quasilinearer Systeme

Info

Publication number: DE2649264B2
Application number: DE19762649264
Authority: DE
Inventors: Geza Dr. Gordos; Tibor Dr. Korda
Original assignee: POSTA KISERLETI INTEZET BUDAPEST
Current assignee: POSTA KISERLETI INTEZET BUDAPEST
Priority date: 1975-11-05
Filing date: 1976-10-29
Publication date: 1980-04-30
Also published as: DK144136C; DK144136B; DE2649264C3; HU172706B; DK498576A; NL7612177A; DE2649264A1; GB1515229A

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Messung von nichtlinearen Verzerrungen quasilinearer Systeme.

In der Nachrichtentechnik spielen lineare Schaltungen und die aus diesen aufgebauten linearen Systeme eine wichtige Rolle.

Der Zusammenhang zwischen einer an den Eingang irgendeines Systems geführte Anregung X und den am Ausgang des Systems erscheinenden Antwort Y wird durch einen Operator Opbestimmt:

Bei linearen Systemen ist der Operator Op neben allen Werten von X im Arbeitsbereich von der Anregung unabhängig. Die linear geplanten Systeme können aber in der Praxis nur in erster Näherung als linear betrachtet werden, da der das System kennzeichnende Operator wenigstens in einem Teil des Pegelbereiches von der Anregung abhängt, d. h. das System hat eine bestimmte Nichtlinearität.

Zur Ermittlung der Nichtlinearität quasilinearer Systeme sind drei Meßmethoden üblich: Die Messung der Linearität, der Dynamikverminderung und die Messung der Verzerrung. Das Meßsignal für diese drei Meßmethoden ist deterministisch, im allgemeinen sinusförmiges Signal.

Für die Messung der Linearität und der Dynamikverminderung sind einfache Meßgeräte nötig Diese Meßmethoden sind für die Ermittlung einer verhältnismäßig großen Nichtlinearität geeignet. Eine kleinere Nichtlinearität kann nur durch Verzerrungsmessung ermittelt werden.

Bei sämtlichen zur Zeit üblichen Methoden wird das Frequenzspektrum des Meßsignals durch die Nichtiinearität des quasilinearen Systems verzerrt Bei vorhandener Verzerrung erscheinen im Ausgangsspektrum Oberwellen, die im Eingangsspektrum nicht vorhanden sind.

Für die Messung der Verzerrung sind zwei Meßmethoden üblich: Die Messung des Klirrfaktors und die Messung der Intermodulation. Für die Messung des ίο Klirrfaktors wird ein einziges Sinussignal verwendet und die Amplitude der am Ausgang erscheinenden Oberwellen werden mit der Amplitude der Grundwelle verglichen, welches Verhältnis den Klirrfaktor gibt. (Vgl. US-PS 25 61 234.) Ein weiteres MaB für die Nichtlinearitat ist die Oberwellendämpfung die durch das Verhältnis der Grundwelle und der Oberwellen bestimmt und in Dezibel oder Neper ausgedrückt wird.

Zur Messung der Intermodulation werden zwei

Sinusmeßsignale verwendet, wobei die Amplituden der

2D am Ausgang erscheinenden Kombinationsprodukte und die Amplitude einer der Grundwellen verglichen werden.

Der Vorteil der Verzerrungsmessung besteht darin, daß sie für die Messung von sehr kleinen Nichtlinearitä-Ji ten geeignet ist.

Die Nachteile sind die folgenden:

— a) für die Messung sind besondere Meßgeräte (Klirrfaktormesser, oder Selektiv-Voltmeter) nötig.

— b) das Gerät muß bei jeder Messung der "' Meßfrequenz entsprechend abgestimmt werden,

— c) die Auswertung der Meßergebnisse ist langwierig (man muß rechnen),

— d) die Messung kann — infolge der in Punkten b) und c) erwähnten Nachteile — nur schwer automatisiert werden,

— e) der ermittelte Wert der Verzerrung charakterisiert die Nichtlinearität nicht eindeutig, falls das System zur Übertragung von nicht-sinusoidalen Signalen dient.

Der mit sinusoidalen Signalen gemessene Klirrfaktor kennzeichnet die durch die Nichtlinearität des quasilinearen Systems entstehende Verzerrung stochastischer Signale (sowie Sprach-, Musik-, Bildsignale usw.) nicht

■r> ausreichend. Das stochastisch^ Signal kann nämlich infolge der Nichtlinearität auf ganz andere Weise verzerrt werden, als ein sinusoidales Signal mit dem gleichen Effektivwert, da die Verzerrung der Systeme frequenz- und pegelabhängig ist. In einem von dem

in sinusförmigen Signal abweichenden stochastischen Signal sind im Effektivwert wesentlich (z. B. drei- oder viermal) größere Amplituden vorhanden und dieses Signal kann über ein sehr breites Frequenzspektrum verfügen. Es wird deshalb für vorteilhaft gehalten,

y-> quasilineare Systeme statt sinusförmigen Signalen mit stochastischen Signalen zu messen.

Wegen der Reproduzierbarkeit der Messungen können nur ergodische, stationäre, stochastische Signale angewandt werden. Daneben ist es noch wichtig, daß

W) das Meßsignal einfach erzeugt werden kann. Für diesen Zweck ist vor allem das bandbegrenzte weiße Rauschen mit Gauss-Verteilung zweckmäßig. Solche Signale erzeugen die bekannten sog. Pseudo-Zufalls-Rauschgcieratoren.

hi Infolge der vielen Vorteile der Messung mit stochastischen Signalen erschienen in den letzten Jahren in der Nachrichtentechnik immer wieder mit stochastischen Signalen arbeitende Intermodulations-

Verzerrungsmesser. Diese werden aber für besondere Zwecke (z. B. Übersprechverzerrung) gebaut, und sie sind aufwendig.

Ziel der Erfindung ist eine Messung der Verzerrung quasilinearer Systeme, welche die praktischen Forderungen besser erfüllt als die bekannten.

Dazu war vor allem zu untersuchen, welche Merkmale des bandbegrenzten weißen Rauschens mit Gauss-Verteilung durch die Nichtlinearität des quasilinearen Systems geändert werden, die einfach und genau meßbar sind. Die Untersuchungen haben bewiesen, daß dem obigen entsprechend die eindimensionale Amplitudenverteilung des stochastischen Meßsignals ermittelt werden soll. Diese Feststellung steht im Zusammenhang mit der bekannten Tatsache, daß die Nichtüneariläi der quasilinearen Systeme neben der Verzerrung des Frequenzspektrums des Meßsignals auch die Verhältnisse der Amplituden verändert, wenn das Meßsignal aus mehreren Komponenten verschiedener Amplituden besteht, d. h. die Nichtlinearität verzerrt die Amplitudenverteilung. Bei den zufällig veränderten doch ergodischen stationären Meßsignalen ist die Amplitudenverteilung des stochastischen Signals (auch bei Gauss-Signalen) von der Zeit unabhängig, deshalb ist das Ergebnis der Verteilungsmessung immer reproduzierbar.

Die Amplitudenverteilung des stochastischen Meßsignals kann durch die Amplituden-Verteilungsfunktion und durch deren Ableitung, d. h. durch die Amplitudendichtefunktion sowie deren Moment gekennzeichnet werden.

Die Amplituden-Verteilungsfunktion F\x\ — kurz Verteilungsfunktion — zeigt, wie groß die Wahrscheinlichkeit dafür ist, daß der Momentanwert des Signals unter einen gegebenen Wert von X fällt (oder mit diesem gleich ist)

F , χ I = P[x I f I Φ χ)

Der folgende Zusammenhang aus F i g. 1 ist auch für die Messung verwendbar

/IxI=

= Fix+ IxI-FIxI= 1F|x|/|xj

dFlxi

dx

Der Zusammenhang aus der F i g. 2 ist auch für die Messung verwendbar

/IxI=

(2)

Die Dichtefunktion der Signale mit Gauss-Verteilung ist

/1*1=-TrT= ^exP

Die Amplitude-Dichtefunktion f\x\ — kurz Dichtefunktion — gibt die Wahrscheinlichkeit dafür an, daß der Momentanwert des Signals in den Bereich Ax um den gegebenen Wert von X fällt, wenn Ax-- 0. Dementsprechend ist

/lxi.1 χ = P[x_o< χ|ί|< χ + Ix]

2a*

und ergibt die bekannte Gauss'sche Kurve in (F i g. 3).

Die Streuung σ der Verteilung bei ergorlischen Signalen ist mit dem Effektivwert der Wechseikomponente des Signals gleich und der Erwartungswert m mit der Gleichkomponente des Signals. So kann geschrieben werden.

-τ² = X²Ii,"-

wobei

-τ

der quadratische Mittelwert des Signals (die Leistung des Signals an einem Einheitswiderstand) und

jo die Gleichkomponente des Signals ist.

Bei den gewöhnlichen Rauschgeneratoren ist *|f| =0.

Bei den folgenden Untersuchungen nehmen wir diese Bedingung immer an.

J5 Wenn die Verteilungsfunktion bei einem Gauss-Signal λ· | t\ = Oist, dann wird

» Γ

4-2. J

exp

x²

wobei Φ — in der Mathematik als Fehlerintegral

bekannt ist Diese Funktion ist tabelliert gegeben (F ig. 4).

Sie gibt an, wie groß die Wahrscheinlichkeit dafür ist, daß der Momentanwert des Signals kleiner als der gegebene Wert von Xo-ko ist.

Die Überschreitenswahrscheinlichkeit ist folglich

1=1 -FIxI= 1 -Φ -

Ax

Dieser Zusammenhang wird bei der Messung verwendet

Wenn ein Signal gauss'sche r Verteilung in einen linearen System übertragen wird, dann bleibt di< Amplitudenverteilung (der gauss'sche Charakter) un verändert Wenn aber das System eine gewiss« Nichtlmearität hat, dann verzerrt sich die Verteilung.

Wenn die Verteilungsfunktion eines Ober ein quasili neares System laufenden, auf ein kleineres Band als dii Übertragungsbandbreite begrenzten Signals gauss' scher Verteilung ermittelt wird, ergibt sich, daß de Effektivwert des Signals infolge der durch dl· Nichtlinearität verursachten Verminderung des Ampli tudenverhältnisses auf der Kurve F\x\ nach untei

verschoben wird. Demzufolge erhöht sich die zu dem z. B. neuen Effektivwert gehörende Übersehreitenswahrschcinlichkeit ?/,. Angenommen, daß sich die den Werten von + X und - ,V zugeordneten Kurventeile gleichartig verzerren, genügt es nur die Hiilfte der Kurve zu ermitteln (F" i g. 5).

Wenn das Signal, dessen Effektivwert durch die Verzerrung vermindert wurde, auf den Effektivwert des unverzerrten Signals gebracht wird, ergibt sich die Funktion F\x\ der zwei Signale nach I' ig. b. Es ist ersichtlich, daß die Übcrschreitenswahrscheinlichkciten der Signale mit verzerrter und unverzerrter Verteilung und mit gleichem Effektivwert bei x<,< <> verschieden sind. Der Unterschied wächst proportional der Verzerrung

¹ '/ = ¹Ix — ¹I(I ■

Um die Messung zu vereinfachen, ist es zweckmäßig die Verteilungsfunktion und damit die Überschreitenswahrscheinlichkeiten auf den Effektivwert des momentanen Signals zu normalisieren. Dadurch wird gesichert, daß die gemessene Überschreitenswahrscheinlichkeit bei unverzerrter Verteilungsfunktion auch dann stetig bleibt, wenn der Pegel des Meßsignals geändert wird. Die Normalisierung kann einfach dadurch erzielt werden, daß der Prüfpegei Xn proportional dem Effektivwert des Ausgangssignals geändert wird. d. h. die Gleichung X₁.= A-(H, wird erfüllt.

Bei gegebenem Wert von A' kann η_μ berechnet werden, wobei eine feste Spannung LL zugeordnet werden kann, dadurch wird dann die Überschreitensdifferenz Δη unmittelbar meßbar.

Die Interpretierung des die Änderung der Verteilungsfunktion bedeutenden Verzerrungsfaktors hangt davon ab. was als maximale Verzerrung betrachtet wird. Es scheint zweckmäßig, die Verzerrung als 100% in einem System anzunehmen, das die Verteilung des Meßsignals in größtem Maß verzerrt, also wenn in dem Ausgangssignal nur zwei Amplitudenwerte (Binäres zufälliges Signal) vorhanden sind. Der Effektivwert eines solchen Signals ist mit der gegebenen Amplitude gleich. Die Funktionen F] χ | eines verzerrten und eines unverzerrten Signals gauss'scher Verteilung sind in Fig. 7 dargestellt. Die Änderung der Überschreitenswahrscheinlichkeit, bezogen auf die oben definierte 100%-Verzerrung, ist

= 0.5 -

'/o ■

Der Verzerrungsfaktor ist
t _H = —!-^- ■ 100 =

I'/

0,5 -

■ 100[%] .

Wenn die Überschreitenswahrscheinlichkeit des Meßsignals z. B. bei dem Wert von X₀ = 0,67 σ gemessen wird, dann ist Tj₀=0,25, und

ti, = 4.1»/ · 100[%].

Die Nichtlinearität der quasilinearen Systeme verzerrt auch die Dichtefunktion des Meßsignals gauss'scher Verteilung (F i g. 8). Das Maß der Verzerrung der Dichtefunktion ist auch charakteristisch für die Nichtlinearität des Systems. Eine weitere Möglichkeit für die Verzerrungsmessung mit stochastischem Meßsignal, genauer mit weißem Rauschen gauss'scher Verteilung ist die Messung der Änderung des Momentes der Dichtefunktion. Um die Verzerrung möglichst empfindlich ermitteln zu können, wird nicht das Moment der gesamten Dichtefunktion ermittelt, sondern nur das ι Moment des Bereiches, in dem die Verzerrung zu erwarten ist, z. B. bei der Prüfung der Übersteuerung eines Vierpols in dem oberen Pegelbereich, also bei größerem Wert von ο (F i g. 9).

Der Vorteil der Messung mittels stochastischen

ι» Signals — nach den obigen Überlegungen mit weißem Rauschen gauss'scher Verteilung — besteht darin, daß die Verzerrung des quasilinearen Systems durch eine einzelne Messung im ganzen Frequenz- und Amplitudenhereieh festgestellt werden kann. Eine solche

ιϊ schnelle und zuverlässige Messung wird in der Nachrichtentechnik gefordert z. B. für die Messung des Übersteuerungspegpls.

Falls die Verzerrung auch in Abhängigkeit von der Frequenz festgestellt werden soll, kann statt des J" stochastischen Signals ein deterministisches, vorzugsweise sinusoidales Signal angewandt werden. Das beschriebene Meßprinzip kann auch in dem letzteren Fall angewandt werden, wobei die Verteilungsfunktion des Meßsignals bestromt sein muß.

J") Die eingangs angegebene Aufgabe bzw. der Zweck der Erfindung wird gelöst mit den Merkmalen der Patentansprüche.

Das erfindungsgemäße Verfahren und die dafür bestimmte Schaltungsanordnung beruhen auf den in obigen Überlegungen. Unter dem Begriff »Meßsignal« wird ein beliebiges Signal verstanden, das entweder ein stochastisches oder ein deterministisches Signal sein kann dessen Verteilungsfunktion aber bekannt sein muß

π Die nichtlinearen Verzerrungen können entweder unter Verwendung des Verteilungssignals Ueoder unter Verwendung eines Dichtesignals Us und schließlich auch unter Verwendung eines Momentsignals bestimmt werden. Alle diese Signale sind mathematisch definiert 4« und lassen sich mathematisch ineinander überführen.

Ein grundlegender Unterschied zwischen dem Stand der Technik und der Erfindung besteht darin, daß nach dem Stand der Technik ein Differenzsignal zwischen dem unverzerrten Meßsignal und dem verzerrten 4j Ausgangssignal erzeugt wird, während erfindungsgemäß die beiden zu verlgeichenden Signale, d. h., Bezugsspannung U-, und das Signal Übe aus demselben, am Ausgang des Systems auftretenden Signal abgeleitet werden. Das hat den Vorteil, daß das an den Eingang des Systems gelegte unverzerrte Meßsignal für die Auswertung nicht mehr benötigt wird. Deswegen können erfindungsgemäß auch solche Systeme durchgemessen werden, bei denen Eingang und Ausgang in größerer Entfernung voneinander angeordnet sind. Da erfindungsgemäß eine Impulsreihe konstanter Amplitude erzeugt wird, ist letztlich auch eine gerätetechnische Vereinfachung möglich.

Die Erfindung wird nachstehend aufgrund mehrerer Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnungen näher erläutert; es zeigt

F i g. 1 Oa die grundsätzliche Anordnung der Messung,

Fig. 10b und 11 die Signalformen der einzelnen Verfahrensschritte,

Fig. 12 das Blockschaltbild eines möglichen Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsan ordnung, bei welcher die Verzerrung der Verteilungsfunktion gemessen wird,

Fig. 13 und 14 zwei weitere mögliche Ausführungs-

beispiele. mittels deren die Verzerrung der Dichtefunktion untersucht wird,

F i g. 5 eine weitere mögliche SchaitiingsanordniiM: in welcher die Verzerrung der Momenilunktion gemessen wird,

Fig. 16 eine mögliche Schaltungsanordnung des in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verwendbaren Gleichrichters.

Die einzelnen Schritte des erfindungsgeinäßen Verfahrens können in Fig. 10 und 11 verfolgt werden. Bei der in Fig. 10a dargestellten Zusammenstellung wird die Nichtlinearität quasilinearer Systeme mittels stochastischer Signale ermittelt, wobei am Hingang des Prüflings 21 ein Meßsignalgeber 20 liegt und an dem Ausgang des Prüflings 21 das Signal Uh₁- erscheint, das an den Eingang der erfindungsgemaßen Schaltungsan Ordnung 22 gelangt. Aus dem Signal Uh,- wird eine Bezugsspannung U., erzeugt. Die Größe der Bezugsspannung U., ist dem Effektivwert des Signals Uh- gleich, oder einer dazu proportionalen Spannung. Das bedeutet, daß wenn der Pegel des Signals Uh-.- am Ausgang des quasilineraren Systems geändert wird, sich auch die Bezugsspannung U,, ändert. Bei dem Verfahren, nach den Fig. 10 wird eine Impulsreihe aus der Bezugsspannung und aus dem Signal {/,,derart erzeugt, daß aus über der Bezugsspannung (/, erscheinenden Teilen des Signals Ui„- eine Impulsreihe Ut,.,,,,,, erzeugt wirJ. Das bedeutet also, daß in den Zeitintervalle!!, wenn der Pegel des Signals ίΛ, der Bezugssp.innung L', überschreitet, eine Impulsreihe lh,,-..· entsteht, in der die Breite der Impulse verschieden, ihre Amplituden aber gleich sind. Der Gieichspannungs-Mittelwcrt der Impulsreihe ίΛ,.,,,/. ist proportional der Wahrscheinlichkeit der Überschreitung Ober den Effektivwen des Signals Uk- hinaus. Dementsprechend wird aus der Impulsreihe, ein dem Mittelwert proportionales Verteilungssignal L/i-erzeugt.

In dem Pegelbereich, indem die Amplitude des Signals Uiv unverzerrt ist, ist die Spannung des Verteilungssignals LZ₁. stetig. Wenn aber das Signal Uh,- verzerrt ist, dann ändert sich die Spannung des Verteilungssignals Ucproportional der Verzerrung.

Das angezeigte Verteilungssignal ίΛ liefert daher Angaben über die Nichilinerarität des geprüften quasilineraren Systems.

Fig. 11 zeigt eine Abänderung des erfindungsgemäßen Verfahrens, laut dem aus dem Signa! Uh,- ein Dichtesignal LA erzeugt wird und dessen Änderung in der Abhängigkeit der Verzerrung des Signals Ui,,-ermittelt wird.

Aus dem Signal Uh,- kann das Dichtesignal U-, nach den folgenden Verfahrensschritten erzeugt werden. Die dem Effektivvert des Signals Uh₁- gleiche oder proportionale Bezugsspannung U., wird auch in diesem Fall erzeugt. Ihr wird aber ein Pegelbereich AU zugeordnet Die Lage dieses Pegelbereiches Δ U kann gegenüber der Bezugsspannung LA, beliebig sein; wichtig ist, daß dessen Lage immer mit der Bezugsspannung verändert wird.

Aus dem Signal Übe wird danach eine Impulsreihe derart erzeugt, daß ein Impuls in der Zeit entsteht, wenn das Signal Übe in den Pegelbereich Δ U fällt, außerhalb dieses Pegelbereichs Δ Uentstehen Impulsabstände. Der Gleichspannung-Mittelwert der derart entstandenen Impulsreihe ist das Dichtesignal U₁.

Die Verzerrung der Dichtefunktion des gemessenen Signals kann umso genauer und mit größerer Empfindlichkeit gemessen werden, je schmaler der Pegelbereich Δι) ist. welcher Pegelbereieh auch als »Fenster« bekannt ist. In diesem Fall vermindert sich die Impulsbreite, weshalb sich die Spannung des Dichtesignals auch vermindert. Also lohnt es sich, den ι Pegelbereich AU so zu verändern, bis ein noch gut auswertbares Diehtesignal ίΛ zur Verfugung steht.

Die Breite des Pegelbereiches AU hängt \on der Bezugsspannung U., ab. Das oben beschriebene Dichtesignal Us kann von dem Signal ίΛ,. unabhängig nur so in erzeugt werden, daß die Breite des Pegelbereiches AU mit der Bezugsspannung oder proportional mit dieser geändert wird. Wenn die Breite des Pegelbereiches AU von der Bezugsspannung LA, unabhängig ist, dann vermindert sich der Gleichspannungs-Mittelwert der

ι > Impulsreihe L/*„„_v, proportional der Erhöhung des r>~.T^t. .if,.- c;, *\_r ti ι i.« „:« i,„„...„„.~. i^;~u.~..:, ,1

ίΛ bei festem Pegelbereieh AU und sich änderndem Pegel des Signals Uh, erzeugen zu können, ist ein solches Signal zu erzeugen, das dem Produkt der Bezugsspan-

JH nung υ., und der mit dem Glcichspannungs-Mittelweri der Impulsreihe Lh,,,,,,, proportionalen Spannung proportional ist, welches Signal mit dem Diehtesignal ίΛ gleich ist.

Der Pegel des derart erzeugten Dichtesignals (Λ ist in

-'· dem Pegelbereieh stetig, in welchem das Signal ίΛ, unverzerrt ist. Wenn aber das Signal U,\- verzerrt ist. dann wird auch die Spannung des Dichtesignals ίΛ mit dem Maß der Verzerrung verändert. Um das Maß der Verzerrung auch numerisch auswerten zu können, wird

in dieses Diehtesignal LAangezeigt.

Nach einer weiteren Abänderung des erlindungsgemäßen Verfahrens wird ein Momentsignal ίΛ,,, erzeugt, dessen Änderung in Abhängigkeit der Verzerrung ermittelt wird.

j. Das Momentsignal ίΛ,,, wird nach den folgenden Verl'ahrensschritten erzeugt:

Auch in diesem Fall wird die Bezugsspannung U., aus dem Signal Ui,,- erzeugt, welche Bezugsspannung jetzt als Begrenzungspegel angewandt wird. Dementspre-

4(i chend werden aus dem Signal Uh,- die Signalleile ausgeschnitten, die unter der Bezugsspannung ίΛ liegen. Demzufolge entsteht eine Signalreihe U₁, die in Fig. 10b gezeigt ist. Aus der Signalreihe U₁ wird der Gleichspannung-Mittelwert oder Effektivwert erzeugt. Dieser

4Ί Mittel- oder Effektivwen wird mit dem Effektivwert des Signals Ui,,- zusammen verändert. Das Momentsignal ίΛ,,, wird aus dem Signal erzeugt, das aus dem Quotient der Bezugsspannung U, und des Gleichspannung-Effektivwertes der Signalreihe U₁ gebildet wird.

in Die Spannung des Momentsignals LA₁,,, bleibt stetig in dem Pegelbereieh, in dem das Signal Uh,- unverzerrt ist, verändert sich aber, wenn das Signal Ui,,- durch das geprüfte quasilineare System verzerrt ist.

Um das Maß der Nichtlinearität unmittelbar anzeigen

5) zu können, wird das gemäß dem oben beschriebenen Verfahren erzeugte Verteilungssignal U₁- oder das Diehtesignal LAs oder das Momentsignal LA,,,, mit einer Referenzspannung verglichen und ein dem Unterschied proportionales Signal erzeugt Der Unterschied bleibt

bo null in dem Pegelbereieh, in dem das Signal LV unverzerrt bleibt weicht aber von null ab, wenn das Signal Uu- über das quasilineare System verzerrt wird.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren können pseudozufällige Signale oder stochastische Signale, vorzugsweise bandbegrenztes weißes Rauschen angewandt werden. Für die Messung diskreter Frequenzen kann auch ein deterministisches Signal, vorzugsweise ein sinusförmiges Signal angewandt werden.

tine mögliche Schaltungsanordnung zur Verwirklichung des erlindungsgemäßen Verfahrens ist in 1" i g. 12 dargestellt. Das an den Eingang der Schaltung geführte Signal Ui_v wird einerseits an den Eingang eines Gleichrichters 1, andererseits an den einen Eingang eines ^Comparators 2 geleitet. An dem Ausgang des Gleichrichters 1 erscheint die Bezugsspannung </„ die dem Effektivwert des durch das quasilineare System verzerrten Signals U/_v proportional ist. Die Zeitkonstante des Gleichrichters 1 sichert die Erzeugung einer Gleichspannung in der dein Frequenzbereich des verwandten Rauschgenerator entsprechenden Bandbreite, welche Gleichspannung zweckmäßig dem Effektivwert des Signals L//_v gleich ist. Der Ausgang des Gleichrichters ist mit dem anderen Eingang des Komparator^ 2 unmittelbar oder über einen linearen Verstärker 13 oder über ein Dämpfungsglied verbunden. Die am Ausgang des Gleichrichters 1 erscheinende Bezugsspannung bestimmt die Schaltwelle des Komparator.

Am Ausgang des !Comparators 2 erscheint jeweils ein Impuls einer Impulsreihe Ui,,,,,,,* wenn der Momentanwert des am einen Eingang anliegenden Signals U,_v die Schaltschwelic überschreitet. Am Ausgang des !Comparators 2 entsteht also die Impulsreihe IU ;* in welcher

die Breite der verschiedenen Impulse verschieden, aber ihre Amplituden gleich sind, und deren Gleichspannung-Mittelwert der Überschreitenswahrscheinlichkeit entspricht. Bei der Prülung mit einem unver/errten Signal kann dieser Gleichspannung-Miueiu en aus der idealen Verteilungskurve berechnet werden. Bei der Messung mit einem verzerrten Signal weicht die am Ausgang des Gleichrichters I erscheinende Be/ugsspannung U., von dem Sollwert ab. wie es bereits oben beschrieben « urde. und die Schaltschwelle wird proportional mit dem Wert von Δη verschoben (Fig. b). Dementsprechend erhöht sich der Gleichspannung-Mittelwert der am Ausgang des !Comparators 2 entstehenden Impulsreihe ί/*,.■,■,,.. proportional mit dem Wert von J;;.

Der Ausgang des !Comparators 2 ist mit dem Eingang der Integrierstufe 3 verbunden. Das am Ausgang der !niegrierstufe 3 entstehende Venenungssign.iis ί.γ wird an das Anzeigesystem 6 geführt, an dem das Maß der Nichtlinearität oder der Verzerrung ablesbar ist. Das Verteilungssignal U,. wird gleichzeitig an den einen Eingang einer Differenzschaltung 4 geleitet. An den zweiten Eingang der Differenzschaltung 4 ist die Referenzspannung U_n-/ der Spannungsquelle 5 geschaltet. Diese Referenzspannung LJ,,-i entspricht der Überschreitenswahrscheinlichkeit des idealen unverzerrten Signals. Wenn das an den Eingang der Schaltungsanordnung gelangende Signal Ui_v unverzerrt ist, dann ist das am Ausgang der Integrierstufc erscheinende Verteilungssignal LJ,- mit der Referenzspannung U,,-i der Spannungsquelle 5 gleich.

So entsteht eine Spannung am Ausgang der Differenzschaltung nur dann, wenn das Signal Uh₁. durch das quasilineare System verzerrt wurde, und dadurch sich die Überschreitenswahrscheinlichkeit des Signals auch geändert hatte. Am Ausgang der Integrierstufe 3 steht also immer eine der Überschreitenswahrschein lichkeit der Verteilungskurve des Signals Übe entsprechende Gleichspannung zur Verfugung. Die Übersteuerung des geprüften Vierpols kann mittels des Anzeigesystems 6 gemessen werden, weil das Anzeigesystem einen konstanten Wert zeigt, solange das Signal innerhalb des linearen Bereiches des geprüften Vierpols ist Die Anzeige ändert sich, wenn durch die Steigerung

des Pegels das Signal in den Übersteuerungsbereich gelangt. Die Verzerrung oder die Übersteuerung kann also auch mittels des Anzeigesystems 6 ausgewertet werden. Sie können aber mit größerer Empfindlichkeit durch das hinter die Differenzschaltung 4 geschalteten Anzeigesystem 7 angezeigt werden. Am Anzeigesystem 7 ist die Verzerrung oder/I ι, ablesbar.

Die Messung der Nichtlinearität kann auch mit der in Fig. 14 gezeigten Schaltungsanordnung durchgeführt werden. In diesem Ausführungsbeispiel wird die Verzerrung der Dichtefunktion des Signals Uu- geprüft. Das zu prüfende Signal wird von dem Eingang der Schaltungsanordnung einerseits an den Eingang des Gleichrichters 1, andererseits an den einen Eingang des an sich bekannten Fensterkomparators 8 gelegt. Am Ausgang des Fenslerkcrnparators S erscheint ein Signal in der Zeit, wenn der Pegel des an den zweiten Eingang des Fensterkomparators 8 geführten Signals in den bestimmten Pegelbereich AU,ά. h. in das »Fenster« fällt. Die Lage des Pegelbereiches Δ U wird durch die am Ausgang des Gleichrichters 1 erscheinende Bezugsspannung U, bestimmt. Für diesen Zweck ist der Ausgang des Gleichrichters 1 — mittelbar oder über den linearen Verstärker 13 — mit dem zweiten Eingang des Fensterkomparators verbunden.

Um die Genauigkeit der Messung zu sichern, ist die Fensterbreite, also der Komparations-Pegelbcreich Ji/ möglichst eng zu wählen. In diesem Fall entstehen aber am Ausgang des Fensterkomparators 8 zu schmale Impulse, deren Gleichspannungs-Mittelwcrt deshalb zu klein ist. Es is; deshalb einen Kompromiß zwischen der Fensterbreite und dem Gleichspannung-Mittelwert einzugehen, um die gewünschte Wirkung zu erreichen. Der Ausgang des Fensterkomparators 8 is; in dem in Fig. 12 dargestellten Ausführung mit dem Eingang der integrierstüfe 3 verbunden, an deren Ausgang die mit dem Gleichspannung-Mittelwert gleiche oder proportionale Gleichspannung entsteht. Der Ausgang der Integrierstüfe 3 ist an den einen Eingang einer Miiltiplizierstufe 9 geschaltet. Die Mulliplizierstufe 9 kann auf an <-ich bekannter Weise, entweder analog oder digital, verwirklicht werden. Bei der Verwendung einer digitalen Multiplizierstufe muß erst das analoge Signal in binäres Signal umgewandelt werden.

An den zweiten Eingang der Multiplizierstufe 9 ist der Ausgang des Gleichrichters 1 geschaltet. Die am Ausgang der Multiplizierstufe 9 erscheinende Spannung des Dichtesignals U., ist in dem Pegelbereich stetig, in dem das Signal durch den geprüften Vierpol noch nicht verzerrt wurde. Der Ausgang der Multiplizierstufe 9 ist mit einem ersten Eingang der Differenzschaltung 4 verbunden. Zu dem zweiten Eingang derselben ist die Referenzspannung U_n-I der Referenzspannungsquelle 5 geführt. Am Ausgang der Differenzschaltung 4 ist das Anzeigesystem 7 angeschlossen, das unmittelbar zur Anzeige der Verzerrung geeicht werden kann. Die Spannung der Spannungsquelle 5 ist mit der Spannung des unverzerrten Dichtesignals ίΛ gleich.

Eine weitere mögliche Ausführung der in Fig. 14 dargestellten, die Verzerrung des Dichtesignals ίΛ ermittelnden Schaltungsanordnung ist in F i g. 13 gezeigt. Diese Ausführung weicht von den vorangehenden Ausführungen mit Fenster darin ab, daß der Pegelbereich Δ U des Fensterkomparators 8, d. h. die Fensterbreite mit dem Effektivwert des an den Eingang geleiteten Signals Übe proportional geändert wird. Für diesen Zweck ist der Eingang eines Dämpfungsgliedes 10 an den Ausgang des Gleichrichters 1 angeschlossen.

und der Ausgang des Dämpfungsgliedes 10 ist mit den Eingängen des Fenr'erkomparators 8 verbunden. Das Dämpfungsglied 10 ist in diesem Fall ein Spannungsteiler. In dieser Anordnung ist der Gleichspannung-Mittelwert der am Ausgang des Fensterkomparators 8 erscheinenden Impulsreihe ίΛ,,.·_Ι7, von dem Pegel des Signals L/,v unabhängig und ändert sich nur in Abhängigkeit von der Verzerrung. Demzufolge kann die ziemlich verwickelt aufgebaute Multiplizierstufe 9 weggelassen werden. Die Integrierstufe 3 erzeugt unmittelbar das Dichtesignal LL das an den einen Eingang der Differenzstufe 4 geleitet werden kann. An denselben Punkt kann auch das Anzeigesystem 6 geschaltet werden.

Bei der Anwendung von stochastischen Signalen, vorzugsweise vom weißen Rauschen in gauss'scher Verteilung besteht ein linearer Zusammenhang zwischen dem Effektivwert und dem absoluten Mittelwert des Signals, weshalb bei der Messung von Signalen kleinerer Verzerrung als Gleichrichter ein einfacher Mittelwert-Gleichrichter verwendet werden kann. Dies ist auch darum gestattet, da bei kleinerer Verzerrung die Verteilung noch für Gaussisch betrachtet werden kann. Bei der Erhöhung der Verzerrung muß man aber damn rechnen, daß sich die Genauigkeit der Messung vermindert. In der Praxis bedeutet dies aber kein Problem, da die größere Genauigkeit im allgemeinen nur in dem Bereich kleinerer Verzerrung nötig ist.

Durch die in Fig. 15 gezeigte Schaltungsanordnung wird die Verzerrung der Momentfunktion ermittelt. Das an den Eingang der erfindupgsgemäßen Schaltungsanordnung geführte Signal £Λν gelangt einerseits an den Eingang des Gleichrichters 1, andererseits an den einen Eingang einer Begrenzerstufe 12. die den unter dem Begrenzungspegel liegenden Teil des Signals ausschneidet. Der zweite Eingang der Begrenzerstufe 12 ist mit dem Ausgang des Gleichrichters 1 verbunden, so daß der Begrenzungspegel durch den Effektivwert des Signals ίΛ, bestimmt wird. Der Ausgang der Begrenzerstufe 12 ist über die Integrierstufe 3 mit dem ersten Eingang einer Dividierschaltung 11 verbunden. An den zweiten Eingang der Dividierschaltung 11 ist der Ausgang des Gleichrichters 1 geschaltet. Am Ausgang der Dividierschaltung ί 1 entsteht das Momentsignal, dessen Spannung bei unverzerrtem Signal Uh- stetig ist und sich mit der Erhöhung der Verzerrung ändert. Das Momentsignal wird in der schon beschriebenen Weise zu der Differenzschaltung 4 geführt, an deren Ausgang ein der Verzerrung proportionales Signal entsteht.

Als Begrenzerstufe 12 kann vorzugsweise ein vorgespannter Gleichrichter verwendet werden.

Fig. 16 zeigt eine mögliche Schaltungsanordnung des Gleichrichters 1. Diese Schaltung besteht aus einem Komparator 14, einer Integrierstufe 15 sowie aus einer Differenzschaltung 16. Der Eingang des Gleichrichters 1 ist der erste Eingang des Komparators 14. Der Ausgang des Komparators 14 ist mit dem Eingang der Integrierstufe 15 verbunden. Der Ausgang der Integrierstufe 15 ist an den einen Eingang der Differenzschaltung 16 angeschlossen. Der Ausgang der Differenzschaltung J6 bildet den Ausgang des Gleichrichters 1. Dieser Ausgangspunkt ist an den zweiten Eingang des Komparators 14 ruckgekoppelt. An den zweiten Eingang der Differenzschaltung 16 ist der Ausgangspunkt einer die Referenzspannung abgebenden Spannungsquelle 17 geschlossen. Die Spannung der Spannungsquelle 17 ist gleich oder proportional dem Effektiv- oder Mittelwert des an den Eingang des Gleichrichters 1 geführten Signals.

Die Spannung der Spannungsquelle 17 ist gleich oder proportional einem Verteilungswert, der zu dem Effektiv- oder Mittelwert des an den Eingang des Gleichrichters 1 geführten verzerrungsfreien Signals gehört.

Hierzu 6 Blatt Zcichiuinccn

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Messung von nichtlinearen Verzerrungen quasilinearer Schaltungen, bei dem s ein Meßsignal bekannter Verteilungsfunktion an den Eingang des zu messenden Systems gelegt wird, und am Schaltungsausgang erscheinende Signale meßtechnisch verwertet werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine einem Pegelmittelwert des in am Ausgang der Schaltung (21) entstehenden Signals (U_bJ proportionale Bezugsspannung (LJ₃) erzeugt wird, durch Vergleich des Momentanwertes des Signals (Übe) und der Bezugsspannung (UJ eine Impulsreihe (Ukomp) konstanter Amplitude derart is erzeugt wird, daß immer dann, wenn das Signal (Übe) größer als die Bezugsspanniing (UJ ist, ein Impuls entsteht, und aus dieser Irrrpulsreihe (Ukomp) ein deren Mittelwert proportionales Vertellungssignal (UJ erzeugt und dessen Wert angezeigt wird.

2. Verfahren zur Messung von nichtlinearen Verzerrungen quasilinearer Schaltungen, bei dem ein Meßsignal bekannter Verteilungsfunktion an den Eingang des zu messenden' Systems gelegt wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine einem Pegelmittelwert des am Ausgang der Schaltung (21) entstehenden Signals (Übe) proportionale Bezugsspannung (UJ erzeugt wird, aus dem Signal (Uu) eine Impulsreihe (ϋι,,,,,ρ) konstanter Amplitude derart erzeugt wird, daß immer dann, wenn der Momentanwert des Signals (LW) in einen der Bezugsspannung (UJ überlagerten Spannungsbereich (21 L^ fällt, ein Impuls 3ntsteht, wobei die Brette dieses Spannungsbereiches (AU) proportional mit der Pegeländerung der Bezugsspannung (UJ geän- r< dert wird und aus der Impulsreihe (Ukomp)ein deren Mittelwert proportionales Dichtesignal (U₁.) erzeugt und dessen Wert angezeigt vird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsbereich (AU) auf konstantem Wert gehalten wird und das Dichtesignal (Us) durch Multiplikation der Bezugsspannung (UJ mit dem Mittelwert der Impulsreihe (Uk,r„p) erzeugt wird.

4. Verfahren zur Messung von nichtlinearen 4> Verzerrungen quasilinearer Schaltungen, bei denen ein Meßsignal bekannter Verteilungsfunktion an den Eingang der zu messenden Schaltung gelegt wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine einem Pegelmiltelwert des am Ausgang der Schaltung (21) w entstehenden Signals (UhJ proportionale Bezugsspannung (UJ erzeugt wird, wonach die unter dieser Bezugsspannung (UJ als Schwellwert liegenden Teile des Signals (Ui_K) ausgeschnitten werden, die über den Schwellwert liegenden Signalteile eine ^r>5 Signalreihe (UJ bilden, und dann mit dem Quotient einer mit dem Mittel- oder Effektivwert der Signalreihe (UJ proportionalen Gleichspannung und der Bezugsspannung (UJ ein Momentsignal erzeugt und dessen Wert angezeigt wird. t> <>

5. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Differenz des Verteilungssignals (UJ oder des Dichtesignals (Us) oder des Momentsignals (U.,,,,) und einer Referenzspannung (U_nJ eine Fehlerspan- t>^r> nung (UJ erzeugt wird, deren Wert angezeigt wird.

6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Meßsignal stochastisches oder pseudo-zufämges Signal angewandt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß als stochastisches Signal ein bandbegrenztes weißes Rauschsignal angewandt wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche von 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Meßsignal ein deterministisches, vorzugsweise sinusförmiges Signal angewandt wird.

9. Verfahren nach einem der votangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung (UJ eine dem Effektivwert des Signals (Uu) gleiche oder proportionale Gleichspannung ist.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche von I bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung (UJ eine dem quadratischen oder arithmetischen Mittelwert des Signals (UbJgleiche oder proportionale Gleichspannung ist.

11. Schaltungsanordnung zur Verwirklichung des Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche, deren Eingang an den Ausgang der zu messenden quasilinearen Schaltung angeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der Schaltungsanordnung einerseits an den Eingang eines Gleichrichters (1), andererseits an den einen Eingang eines Komparator (2) geschaltet ist, der Ausgang des Gleichrichters unmittelbar oder über einen linearen Verstärker (13) oder über ein Dämpfungsglied mit dem anderen Eingang des !Comparators (2) verbunden ist, der Ausgang des Komparators (2) an den Eingang einer Integrierstufe (3), und der Ausgang der IntegrierstuFe (3) an ein Anzeigesystem (6) geführt ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Kornparator ein Fensterkomparator (8) ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsglied (10) aus einem Spannungsteiler besteht, dessen Ausgangsklemmen an die zwei Eingänge des Fensterkomparators (8) geschaltet sind.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß statt des Komparators (2) eine das Signal unter einem Schwellenwert ausschneidende Schwellenwertstufe (12!) verwendet ist, deren zur Schwellenspannung gehörender Eingang mit dem Ausgang des Gleichrichters (1) unmittelbar oder über einen linearen Verstärker (13) oder über ein Dämpfungsglied verbunden ist, der andere Eingang der Schwellenwertstufe (12) mit dem Eingang der Schaltungsanordnung zusammengeschaltet ist, der Ausgang der Schwellenwertstufe (12) mit dem Eingang der Integrierstufe (3) verbunden ist, der Ausgang der Integrierstufe (3) an einen Eingang einer Dividierschaltung (11) anschließt, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Gleichrichters (1) verbunden ist und der Ausgang der Dividierschaltung an ein Anzeigesystem (6) geführt ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß als Schwellenwertstufe (12) ein vorgespannter Gleichrichter angewandt ist.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der Integrierstufe (3) statt eines Anzeigesystems (6) der eine Eingang eines Multiplizierers (9) geschaltet ist, der andere Eingang des Multiplizierers; (9) mit dem

Ausgang des Gleichrichters (1) verbunden ist, wobei der Komparator (8) ein Fensterkomparator mit festem Fensterbereich (AU)\st.

17. Schaltungsanordnung nach eine η der Ansprüche von 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der Integrierstufe (3) statt des Anzeigesystems (6) ein Eingang einer Differenzschaltung (4) geschaltet ist, an den anderen Eingang der Differenzschaltung (4) eine eine Referenzspannung Ohes) abgebende Spannungsquelle (5) angeschlossen ist, und der Ausgang der Differenzschaltung (4) an ein Anzeigesystem (7) geführt ist.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß zum einen Eingang der Differenzschaltung (4) ein Anzeigesystem (6) parallelgeschaltet ist.

19. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß als Gleichrichter (1) ein Effektivwertgleic'irichter angewandt ist.

20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche Π bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichrichter (1) aus einem Komparator (14), einer an dessen Ausgang geschalteten Integrierstufe (15) und aus einer an den Ausgang der Integrierstufe (15) mit ihrem Eingang anschließenden Differenzschaltung (16) besteht, wobei an den anderen Ei ^ang der Differenzschaltung (16) eine Spannungsquelle mit dem Pegel des unverzerrten Meßsignals proportionaler Spannung (17) anschließt, der Ausgang der Differenzschaltung(16) den Ausgang des Gleichrichters (1) bildet, der auf den anderen Eingang des Komparator (14) rückgekoppelt ist.