DK144136B - Fremgangsmaade og apparat til maaling af ulinaere forvraengninger i kvasilinaere systemer - Google Patents

Description

(19) DANMARK

|j| (12) FREMLÆGGELSESSKRIFT <n) U4136B

DIREKTORATET FOR PATENT- OG VAREMÆRKEVÆSENET

(21) Ansøgning nr. 4985/76 (51) Int.CI.3 G 01 R 23/20 (22) Indleveringsdag 4. nov. 1976 (24) Løbedag 4. nov. 1976 (41) Aim. tilgængelig 6. maj 1977 (44) Fremlagt 14. dec. 1981 (86) International ansøgning nr. - (86) International indleveringsdag - (85) Videreførelsesdag - (62) Stamansøgning nr. -

(30) Prioritet 5. nov. 1975, PO 604, HU

(71) Ansøger POSTA KISERLETI INTEZET, Budapest IX., HU.

(72) Opfinder Tibor Korda, HU: Geza Gordos, HU.

(74) Fuldmægtig Ingeniørfirmaet Budde, Schou & Co.

(54) Fremgangsmåde og apparat til måling af ulineære forvrængninger i kvasi= lineære systemer.

Opfindelsen angår en fremgangsmåde til måling af ulineære forvrængninger i kvasilineære systemer, således som angivet i krav l's indledning.

Lineære kredsløb og lineære systemer fremstillet af lineære kredsløb er af stor betydning inden for telekommunikationsområdet. Sammenhængen mellem et bestemt systems indgangsstimulus X og det til-svarende udgangssvar Y for systemet er givet ved operatoren Op:

O

2 Y = Op \ d- ^ Hvor der er tale om lineære systemer er operatoren Op, for enhver værdi af stimulusen X inden for arbejdsområdet, uafhængig £ af stimulusen.

3 144136 2 I praksis kan imidlertid en stor del af systemerne, der planlægges som lineære, kun som en første tilnærmelse betragtes som lineære, fordi operatoren, der karakteriserer systemet, i det mindste i en del af niveauområdet afhænger af stimulusen, dvs. systemet har en vis ulinearitet. Sådanne systemer vil i det følgende blive betegnet som kvasilineære systemer.

Der findes tre kendte metoder, der anvendes til bestemmelse af kvasilineære systemers ulinearitet, nemlig måling af lineariteten, måling af formindskelsen af dynamikområdet og måling af forvrængningen. Ved hvert af de tre målemetoder er stimulerings- eller prøvesignalet, der anvendes ved målingen, et deterministisk signal, almindeligvis et sinusformet signal.

Selv om måling af linearitet og formindskelse af dynamikområdet kun kræver enkle metoder og midler, er sådanne metoder kun egnet til bestemmelse af forholdsvis store ulineariteter. De mindre ulineariteter kan kun bestemmes ved hjælp af forvrængnings-målinger.

Alle almindeligt anvendte forvrængningsmålingsmetoder er baseret på, at frekvensspektret af prøvesignalet, når dette passerer gennem det kvasilineære system, bliver forvrænget af systemets ulinearitet. Forvrængning kan detekteres ved at der i udgangssignalets frekvensspektrum optræder oversvingninger, der ikke var indeholdt i indgangssignalets spektrum.

Der er to anvendte hovedfremgangsmåder til måling af forvrængningen, nemlig måling af henholdsvis den harmoniske forvrængning og intermodulationen.

Ved måling af den harmoniske forvrængning anvendes et enkelt sinusformet prøvesignal, og amplituderne af de harmoniske signaler, der optræder i udgangssignalets spektrum sammenlignes med amplituden af den grundlæggende eller første harmoniske, og det resulterende tal defineres som den harmoniske forvrængnings-koefficient eller klirfaktoren, jfr. US-patentskrift nr. 2.561.234. Et yderligere mål for ulineariteten er oversvingningsdæmpningen, der bestemmes af forholdet mellem grundsvingningen og oversvingningerne, og som udtrykkes i deciBel eller Neper.

Ved måling af intermodulationsforvrængning anvendes to sinusformede stimuli eller prøvesignaler, og amplituderne af kombinationsfrekvenssignalerne, der optræder i udgangssignalet som følge af systemets ulinearitet, sammenlignes med amplituden for et af grundfrekvenssignalerne.

144136 3

Fordelen ved forvrængningsmålingen er, at den også er egnet til måling af små ulineariteter. Ulemperne ved denne måling er følgende: a) den kræver et specielt prøveinstrument, forvrængningsmeter eller selektivt voltmeter, b) prøveinstrumentet skal afstemmes nøjagtigt for hver måling i overensstemmelse med målefrekvensen, c) vurderingen er almindeligvis langvarig, idet der skal udføres enten en beregning eller en normalisering i forhold til den grundlæggende harmoniske ved hvert måleniveau, d) det følger af a) og b), at målingen ikke uden vanskelighed kan automatiseres, og e) den således opnåede forvrængningsværdi er ikke karakteristisk for ulineariteten i kvasilineære systemer, der i hovedsagen er beregnet til transmission af ikke sinusformede signaler.

Den faktiske forvrængningsvirkning, der af kvasilineære systemers ulinearitet frembringes i de transmitterede stokastiske signaler, såsom talesignaler, musiksignaler, videosignaler osv., er ikke godt udtrykt ved de opnåede koefficienter for harmonisk forvrængning eller intermodulationsforvrængning, der måles med sinusformede prøvesignaler. Ulineariteten kan nemlig, som følge af ulineariteten, hidrøre fra helt andre former for forvrængning ved stokastiske signaler end ved sinusformede signaler, selv om disse signaler har samme effektiv-værdier, da sådanne systemers forvrængning afhænger både af frekvensen og niveauet. I et fra sinusformede signaler afvigende stokastisk signal er der i effektivværdi betydeligt højere, 3-4 gange højere, amplituder og dette signal kan dække et meget bredt frekvensspektrum. Dette er grunden til, at det ved måling af kvasilineære systemer, der er betegnet til transmission af stokastiske signaler, er mere hensigtsmæssigt at anvende stokastiske prøvesignaler end sinusformede signaler.

Til reproducerbare målinger kan kun ergodiske og stationære prøvesignaler anvendes. Desuden er det også vigtigt, at frembringelsen af prøvesignalet er let. I praksis synes først og fremmest anvendelse af båndbegrænset hvid støj med guassisk amplitudefordeling at være velegnet som prøvesignal. De kendte pseudotllfældig-hedsstøjgeneratorer kan anvendes til levering af sådanne signaler.

4 146136

Som følge af fordelene ved sådanne stokastiske prøvesignaler er der inden for telekommunikationsområdet i de senere år fremkommet intermodulationsforvrængningsprøveapparater, der arbejder med stokastiske prøvesignaler. Imidlertid er disse kendte instrumenter indrettet til specielle formål, f.eks. krydstalefor-vrængningsmålinger, og er temmelig dyre.

Det er opfindelsens formål at tilvejebringe en fremgangsmåde og et apparat, hvormed måling af ulineær forvrængning i kvasi-lineære systemer kan foretages på en enklere måde og med enklere udstyr end ved de kendte fremgangsmåder.

For at opfylde dette formål var det først nødvendigt at undersøge, hvilke egenskaber ved den båndbegrænsede hvide støj med gaussisk fordeling, der ændrer sig som svar på ulinearitet i et kvasilineært system, således at disse ændringer kan måles enkelt og nøjagtigt. Ved forsøg har det vist sig, at en undersøgelse af førsteordens amplitudefordelingen af det forvrængede stokastiske prøvesignal, karakteriseret ved en enkelt variabel, imødekommer de ovennævnte praktiske krav.

Denne konstatering er i overensstemmelse med den velkendte kendsgerning, at ulineariteten af kvasilineære systemer foruden forvrængning af prøvesignalets frekvensspektrum, hvis prøvesignalet indeholder mere end en komposant med forskellige amplituder, også ændrer forholdet mellem amplituderne, dvs. den bevirker forvrængning af den oprindelige amplitudefordeling. Ved de tilfældigt skiftende, men ergodiske, stationære prøvesignaler, og også signaler med gaussisk amplitudefordeling, er det stokastiske signals amplitudefordeling (også ved gaussiske signaler) uafhængigt af tiden, hvorfor resultatet af fordelingsmålingen til enhver tid kan gentages, dvs. målingen er altid reproducerbar.

Amplitudefordelingen for det stokastiske prøvesignal kan karakteriseres af amplitudefordelingsfunktionen, den første afledede af denne, dvs. amplitudetæthedsfunktionen, og amplitudetæthedsfunktionens momenter.

Amplitudefordelingsfunktionen F(x), eller kort betegnet fordelingsfunktionen, angiver sandsynligheden for at signalets øjeblikkelige værdi er mindre end eller lig med en given værdi af x.

5 144136 F(x) = P [x(t) ^ x]

Fig. 1 viser tolkningen af følgende formel, der også er anvendelig ved målingen: n Σ δ ^ i» i=l F (x) = lim -

T -» »· T

Amplitudetæthedsfunktionen f(x), eller kort tæthedsfunk-tionen, angiver sandsynligheden for, at den øjeblikkelige værdi af signalet falder indenfor et interval Δ X omkring en forucj fastlagt værdi x, når Δχ—*· 0 .

Af denne definition følger at f (x) Lx = P[xo<T x(t) $ x + Ax] = F (x + Δ x) - F(x) = åF(x) hvoraf fix) = - dx

Fig. 2 illustrerer betydningen af tæthedsfunktionen F(x) og formlen, der også kan anvendes ved målingen: n

ΓΊ A

L Δ , 1 lim 1=1 (2) f(x) = - -

x T ->00 T

Tæthedfunktionen for det gaussiske signal kan udtrykkes gomj r-, s (x - m)2 f (x) = ............ exp - —5-—- d V 2ΊΎ 2d2 hvilket giver den kendte gaussiske kurve, der er vist i fig. 3.

Ved ergodiske signaler er fordelingens spredning d lig med den effektive værdi af vekselstrømskomposanten af signalet, og den forventede værdi m af signalet er lig med dets jævn-strømskomposant. Heraf følger at: d 2 = x2(t) - xltl 2 144136 6 hvor

T

x2(t) = lim 1 f x2 (t) dt

m 2T —T

Τ-» <» er den kvadratiske middelværdi af signalet, dvs. den elektriske effekt af signalet ført til en enhedsmodstand, og

T

x(t) = lim 1 j x(t) dt

T—os 2T -T

er jævnstrømskomposanten af signalet.

For de i praksis anvendte støjgeneratorer er x(t) = 0. Denne betingelse anses for opfyldt overalt i det følgende.

Dersom fordelingsfunktionen for et gaussisk signal x(t) =0, så bliver i y r x2 F(x) - -—----- ( exp--^— dx = Φ [ 3 ] cf\[2^r.xJ 2 er J ' hvor φ [ -g ] er det såkaldte i matematikken kendte fejlintegral, en tabelfunktion, der er vist grafisk i fig. 4. Ved hjælp af denne funktion kan man beregne sandsynligheden af at den øjeblikkelige værdi af signalet er mindre end en given værdi xQ = k d.

På lignende måde kan man også beregne sandsynligheden for at den øjeblikkelige værdi af signalet overskrider den forud fastlagte tærskelværdi x0· Denne sandsynlighed betegnet herefter som sandsynligheden for tærskeloverskridning.

Sandsynligheden for tærskeloverskridning ^(x) kan udtrykkes som η,(χ) = 1 - F(x) = 1 - φ [|] 6

Denne sammenhæng vil blive brugt ved målinger ifølge opfindelsen.

Hvis et signal med gaussisk fordeling overføres gennem et lineært system, vil amplitudefordelingen, den gaussiske karakter, 144136 7 forblive uændret. Hvis systemet har visse ulineariteter. vil den oprindelige fordeling blive forvrænget. Hvis man undersøger fordelingsfunktionen for et båndbegrænset signal med Gaus-sisk fordeling, der føres igennem et kvasilineært system, og som har et frekvensbånd, der er smallere end systemets frekvensbånd, vil det vise sig, at signalets effektive værdi forskydes nedad på kurven F(x) på grund af det af ulineariteten bevirkede aftagende amplitudeforhold.

Heraf følger det, at sandsynligheden for tærskeloverskridelse svarende til den nye effektive værdi vil være større. Det må antages, at værdierne af funktionen F(x) svarende til amplituderne - x og + x forvrænges lige meget, hvorfor det er tilstrækkeligt kun at undersøge den ene halvdel af funktionen, se fig. 5.

Dersom signalets effektivværdi, der er sænket ved forvrængningen, atter øges til at være lig med den effektive værdi af det u-forvrængede signal, fremkommer fordelingsfunktionen F(x) for de to signaler som vist i fig. 6.

Det ses i fig. 6, at sandsynligheden for tærskeloverskridelse for henholdsvis det forvrængede og uforvrængede signal med samme effektive værdi er forskellig, når der indstilles fælles tærskelværdi xq^ σ' for de to signaler. Størrelsen af denne differens kan udtrykkes som ^-Tx-'To og den er proportional med forvrængningens omfang.

For at forenkle måleprocessen er det fordelagtigt at normalisere fordelingsfunktionen og dermed de målte sandsynligheder for overskridelse i forhold til det øjeblikkelige udgangssignals effektivværdi. Dette sikrer nemlig, at sandsynligheden for overskrivelse der måles, når fordelingsfunktionen ikke er forvrænget, forbliver uændret, selv om prøvesignalets niveau ændres. Normaliseringen kan enkelt opnås ved at værdien for prøveniveauet xq ændres proportionalt med den effektive værdi af udgangssignalet, dvs. hvis udtrykket xQ = K 4 gælder. I så fald kan værdien af beregnes for enhver forud fastlagt værdi af k, og den kan altså simuleres ved en fast spænding Uq. Desuden gør denne normalisering det muligt direkte at måle over- 8 144136 skrivelsesdifferensen /^*1 .

Forvrængningskoefficienten udtrykker ændringen i fordelingsfunktionen og dens tolkning afhænger af, hvad der betragtes som maksimal forvrængning. Det synes hensigtsmæssigt at definere den forvrængning, der bevirkes af et system, hvori fordelingen af prøvesignalet ændres eller forvrænges maksimalt, dvs. hvor udgangssignalet kun omfatter to forskellige amplituder, et binært tilfældigt signal, som værende 100%. Den effektive værdi af et sådant signal er lig med dets øjeblikkelige amplitude.

Fig. 7 viser fordelingsfunktionen F(x) for både et maksimalt forvrænget signal og det uforvrængede signal med gaus-sisk fordeling. Hvis forvrængningskoefficienten på 100% anvendes for en sådan maksimal forvrængning, kan den maksimale ændring af sandsynligheden for overskridelse udtrykkes som: = o,5 - % max ' υo og forvrængningskoefficienten som ht Λ f max

Hvis sandsynligheden for overskridelse f.eks. måles ved et signalniveau xq = 0,67 σ’, fås o = 0,25 og t/7? = 4 ’ 100 [%]

Kvasilineære systemers ulinearitet forvrænger altså tæthedsfunktionen af prøvesignalet med gaussisk fordeling, se fig.

8. Omfanget af forvrængningen af tæthedsfunktionen er også karakteristisk for systemets ulinearitet. En yderligere mulig måde til måling af forvrængning under anvendelse af stokastiske signaler eller nærmere betegnet hvid støj med gaussisk fordeling er måling af ændringen af tæthedsfunktionens moment. For at detektere og måle forvrængningen med stor følsomhed behøver momentun- 9 146136 dersøgelsen ikke at angå tæthedsfunktionens fulde område, men ifølge opfindelsen kun et underområde, i hvilket forvrængningen må forventes. Hvis f.eks. overstyringsegenskaberne for et transmissionsnetværk med fire terminaler undersøges, skal undersøgelsen kun ske i de højere niveauområder, dvs. ved store cf værdier, se fig. 9.

Fordelen ved målingerne under anvendelse af stokastiske signaler, fortrinsvis hvid støj med gaussisk fordeling er at allerede en enkelt måling kan tilvejebringe en forvrængningsværdi, der er karakteristisk for systemets egenskaber indenfor dettes fulde frekvens- og niveauområde. En sådan hurtig og pålidelig måling er nødvendig ved telekommunikationssystemer, f.eks. ved måling af overstyringsniveauer.

Dersom det er nødvendigt at bestemme, hvorledes forvrængningen skifter som funktion af frekvensen, f.eks. ved mere nøjagtige undersøgelser, kan der i stedet for stokastiske signaler anvendeset deterministisk, fortrinsvis sinusformet signal.

De beskrevne måleprincipper kan også anvendes ved anvendelse af deterministiske signaler, men fordelingsfunktionen for dette deterministiske stimulussignal må kendes på forhånd.

Fremgangsmåden og apparatet ifølge opfindelsen er baseret på ovenstående teoretiske betragtninger, og det angivne formål opnås ved ifølge opfindelsen at gå frem som angivet i krav l's kendetegnende del.

En fundamental forskel mellem teknikkens hidtidige stade og opfindelsen, således som udtrykt ved denne fremgangsmåde, består i, at der ifølge den kendte teknik skal frembringes et differens-signal mellem det uforvrængede målesignal og det forvrængede udgangssignal, mens ifølge opfindelsen afledes begge de signaler, der skal sammenlignes, dvs. referencespændingen Ua og signalet , fra det samme i systemets udgang optrædende signal. Dette medfører den fordel, at det til systemets indgang tilførte uforvrængede signal ikke længere er nødvendigt. Af denne grund er det ved hjælp af opfindelsep også lettere at foretage målinger på systemer, hvis udgang og indgang ligger i større afstand fra hinanden. Da der ifølge opfindelsn frembringes en impulsrække med konstant amplitude, opnås endelig en mulighed for at forenkle det anvendte udstyr.

Ved udøvelse af fremgangsmåden ifølge opfindelsen kan der som målesignal anvendes et stokastisk eller pseudotilfældigt signal. Det 144136 10 stokastiske signal kan med fordel være et båndbegrænset hvidt støjsignal. Hvis det kvasilineære systems ulinearitet skal bestemmes ved diskrete frekvenser, anvendes der som målesignal et deterministisk signal, fortrinsvis et sinusformet signal. Basisspændingen er en jævnspænding lig med eller proportional med signalets effektivværdi eller en jævnspænding lig med eller proportional med signalets middelværdi.

Opfindelsen angår også et apparat til udøvelse af fremgangsmåden, hvilket apparat er af den i krav 11*s indledning angivne art.

Ifølge opfindelsen er apparatet udformet som angivet i krav 11's kendetegnende del.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 til 9 skematisk viser de ovenfor anførte teoretiske betragtninger, fig. 10a er et blokdiagram for en måleopstilling under anvendelse af måleapparatet ifølge opfindelsen, fig. 10b og 11 de karakteristiske signalformer ved forskellige trin af fremgangsmåden ifølge opfindelsen, fig. 12 et kredsløbsblokdiagram for en foretrukken udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen anvendt til undersøgelse af fordelingsfunktionens forvrængning, fig. 13 og 14 to yderligere udførelsesformer for apparatet ifølge opfindelsen, fig. 15 en yderligere udførelsesform for apparatet anvendt til undersøgelse af tæthedsmomentfunktionen, og fig. 16 en foretrukken udførelsesform for ensrettertrinet, der anvendes i apparatet ifølge opfindelsen.

Fig. 10a viser en måleopstilling omfattende en prøvesignal-generator 21, et firterminalnetværk 21 som det afprøvede faselineære system og et apparat 22, der er udformet ifølge opfindelsen. Funktionen af og arbejdsbetingelserne for denne måleopstilling er vist i fig. 10b og 11. Det kvasilineære system 21*s ulinearitet måles ved hjælp af stokastiske signaler, der leveres af prøvesignalgeneratoren 20, og det undersøgte signal er det afprøvede system 21's udgangssignal, der er betegnet med 0^β· Ud fra udgangssignalet frembringes et basissignal U . Basissignalet U er et spændingsniveau lig med eller proportionalt med den effektive værdi af signalet ϋ^β· Heraf følger, at basissignalet U^'s værdi også ændres, når niveauet af det signal υ^θ, der præsenteres ved det kvasilineære systems udgang, ændres.

144136 11

Det andet diagram i fig. 10b viser, at der frembringes et impulstog ved sammenligning af basissignalet Ug med signalet U^e på en sådan måde, at basissignalet U anvendes som referenceniveau, og tidsinter-vallerne danner impulstoget ' s impulser, når signalet overskrider dette referenceniveau. Dette betyder, at niveauet af signalet i disse tidsintervaller er højere end niveauet for basissignalet U . På cl denne måde opnås et impulstog υ^οπιο med variabel impulsbredde og med konstant amplitude. Den midiede jævnstrømskomposant af impulstoget υ^ΟΠΙρ er lig med eller proportional med sandsynligheden for, at det stokastiske signal, i dette tilfælde signalet , overskrider sin egen effektive værdi. Følgelig frembringes et fordelingssignal U0 proportionalt med den gennemsnitlige jævnstrømskomposant af impulstoget υ^οπΐρ ud fra impulstoget ved gennemsnitsdannelse. Inden for det niveauområde, hvori amplituden af signalet er uforvrænget, er fordelingssignalet Ug konstant. Når signalet bliver forvrænget, ændrer fordelingssignalet

Ue's spænding sig proportionalt med forvrængningsgraden.

Heraf følger, at der, hvis fordelingssignalet fremvises, og dets værdier analyseres, kan opnås numeriske data vedrørende det afprøvede kvasilineære systems ulinearitet. Fig. 11 viser hvorledes et tætheds-signal Ug kan frembringes ud fra signalet , og ændringen i tætheds-signalet U analyseres som en funktion af forvrængningen af signalet

Ube- Tæthedssignalet Ug kan fås af signalet U^e ved følgende trin. Basissignalet Ua, der er proportionalt med signalet Ube's effektive værdi frembringes atter, og et niveauområde U tildeles basissignalet U . Placeringen af niveauområdet /\ U kan vælges uafhængigt af basissignalet U 's værdi, men tildelingen skal udføres således, o.

at placeringen af niveauområdet AU ændres samtidigt med enhver spændingsændring for basissignalet U .

Derpå frembringes et andet impulstog ud fra signalet U^e på en sådan måde, at der, hvis signalet U^'s niveau falder inden for området AU, frembringes tilsvarende impulser, og hvis niveauet for signalet falder uden for området AU/ ikke frembringes nogen impulser. Den midiede jævnstrømskomposant af dette impulstog υ^οιηρ repræsenterer tæthedssignalet U .

5

Jo mindre niveauområdet AJJ, også betegnet som "vinduet", er, jo mere nøjagtig er målingen af forvrængningen af det målte signals tæthedsfunktion °9 følsomheden af denne måling tiltager med tiltagende nøjagtighed. I dette tilfælde bliver bredden af impulserne i impuls- 144136 12 toget U^oinp imidlertid stadig smallere, og dette bevirker, at tætheds-signalet U 's spænding bliver stadigt lavere. Følgelig er omfanget af niveauet Αϋ1s områdeindsnævnring begrænset af kravet til frembringelse af tæthedssignaler U af anvendelig størrelse.

Udstrækningen eller bredden af niveauområdet AU afhænger af basissignalet U ' s spænding. Det ovenfor beskrevne tæthedssignal U

d S

kan kun frembringes uafhængigt af signalet hvis bredden af niveau området AU ændres lig med eller proportionalt med enhver spændingsændring for basissignalet u . Hvis bredden af niveauområdet /\U var u-afhængig af basissignalet U 's spænding, ville middeljævnstrømskompo-santen af impulstoget U^omp aftage proportionalt med forøgelsen af niveauet for signalet U^. For at give et konstant tæthedssignal Ug, hvis niveauområdet A U er konstant, og signalet ændrer sig, skal tæthedssignalet U_ være proportionalt med produktet af basissignalet U og middeljævnstrømskomposanten af impulstoget υ^ΟΠΙρ·

Niveauet for det på denne måde frembragte tæthedssignal U er

S

konstant inden for det niveauområde, i hvilket signalet ikke forvrænges. Hvis signalet imidlertid bliver forvrænget, vil tæthedssignalet Ug's spænding ændre sig svarende til forvrængningens ændring. For at tilvejebringe en numerisk angivelse af forvrængningens omfang, fremvises tæthedssignalet Ug.

Ifølge en anden udførelsesform for opfindelsen frembringes et tætheds-moment-signal Ugm, og dets ændring måles som funktion af uline-ariten, dvs. som en funktion af forvrængningen.

Tætheds-moment-signalet Ugm kan tilvejebringes på følgende måde. Basissignalet Ug frembringes atter ud fra signalet U^e og anvendes nu som et afskæringsniveau. Dette betyder, at de dele af signalet U^, der har mindre spænding end basissignalet U 's spændingsværdi, skæres ud O.

af signalet υ^β· Den resterende del af signalet er vist som en følge af signaler i det yderste diagram i fig. 10b. Efter dannelsen af signalfølgen U_. frembringes middelværdien af jævnstrømskomposanten

J

eller dennes effektive værdi. Denne middelværdi eller effektive værdi af jævnstrømskomposanten ændrer sig sammen med ændringen af signalet ' s effektive værdi. Tætheds-moment-signalet Ugm er proportionalt med kvotienten af basissignalet Ua og middeljævnstrømskomposanten for signalfølgen U...

J

Tætheds-moment-signalet Ugm's spænding er konstant inden for det niveauområde, hvori signalet u^e ikke er forvrænget, men tætheds- -moment-signalet U vil ændre sig, hvis signalet U,_ forvrænges af sm ds det afprøvede kvasilineære system.

13 146136

For at tilvejebringe en direkte fremvisning vedrørende omfanget af systemets ulinearitet sammenlignes enten det nævnte fordelingssignal U , tæthedssignal U eller tætheds-moment-signal Usm frembragt på en af de ovenfor beskrevne måder, , med et referencesignal Uref> og ud fra de sammenlignede signaler frembringes et fejlsignal, der er proportionalt med potentialforskellen mellem de to sammenlignede signaler. Forskellen er nul inden for de niveauområder, i hvilke signalet er uforvrænget, men vil være forskelligt fra 0, hvis signalet forvrænges af det kvasilineære system.

Ved den foreslåede fremgangsmåde kan prøvesignalet enten være et pseudo-tilfældigt signal, et stokastisk signal, fortrinsvis båndbegrænset hvid støj med gaussisk fordeling, eller et deterministisk, fortrinsvis sinusformet signal.

En foretrukket udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen er vist i fig. 12.

Signalet υ^β føres til indgangen til en ensretter 1 og en af de to indgange til et komparatorkredsløb 2. Ensretteren l's udgang tilvejebringer basissignalet U , der er proportionalt med effektivværdien af signalet υ^θ, der er forvrænget af det kvasilineære system. Tidskonstanten for ensretteren 1 vælges således, at den inden for båndbredden svarende til frekvensområdet for den tilføjede støjgenerator sikrer frembringelse af en jævnspænding, der er praktisk talt proportional med effektivværdien af signalet υ^β· Ensretterens udgang er direkte eller gennem en lineær forstærker 13 eller gennem et dæmpningsled 10 forbundet med den anden indgang til komparatorkredsløbet 2. Basissignalet U , der optræder på udgangen fra ensretteren 1, bestemmer komparatorkredsløbet 2's skifteniveau.

Komparatorkredsløbet 2's udgang frembringer impulstoget , når øjebliksværdierne af signalet , der er ført til den ene af komparatorkredsløbet 2's indgange, overskrider referenceniveauet, der indstilles ved hjælp af signalet U . På denne måde frembringer kompa-ratorkredsløbet 2 et impulstog ukompf der har impulser med forskellig bredde og samme amplitude. Middelværdijævnstrømskomposanten af disse impulser svarer til sandsynligheden for at signalet er højere end referenceniveauet.

Ved undersøgelse af et uforvrænget signal kan størrelsen af denne middelværdijævnstrømskomposant beregnes ud fra den ideelle fordelingskurve. Hvis man derimod undersøger et forvrænget signal, adskiller basissignalet U , der forekommer ved ensretteren l's udgang, sig fra denne nominelle værdi, som det allerede er beskrevet, og sammen- 144136 14 ligningsniveauet ændrer sig proportionalt med værdien Λ1! som vist i fig. 6. Tilsvarende vil middelværdijævnstrømskomposanten for impulstoget U^.omp, der forekommer ved kompara torkreds løbet 2's udgang, også tiltage proportionalt med værdien for /\<*|, .

Komparatorkredsløbet 2's udgang er forbundet med indgangen til en integrator 3. Fordelingssignalet U , der optræder på udgangen fra inte-gratoren 3, føres til en indikator 6, der indikerer ulineariteten, dvs. omfanget af det afprøvede systems forvrængning.

Fordelingssignalet U kan også føres til en af indgangene til et differenskredsløb 4 af konventionel art. Differenskredsløbet 4' s anden indgang er forbundet med udgangen fra en spændingskilde 5, der frembringer referencespændingen Ure£. Spændingskilden 5's spænding svarer til sandsynligheden for overskridelse i det ideale ikke forvrængede signal. Hvis signalet Ufeø, der forsyner apparatets indgang ikke er forvrænget, er fordelingssignalet Ue, der optræder på inte-gratoren 3's udgang, lig med spændingskilden 5's spænding. På denne måde leverer differenskredsløbet 4 kun et udgangssignal, når signalet D^e, der forsyner indgangen til apparatet, bliver forvrænget af det kvasi-lineære system, og sandsynligheden for overskridelse som følge af denne forvrængning ændres. Tilsvarende leverer udgangen fra inte-gratoren 3 en jævnspænding, der svarer til sandsynligheden for overskridelse for fordelingskurven for signal r og dette signal står altid til rådighed. Indikatoren 6 indikerer, hvis det afprøvede firterminalnetværk overstyres, medens indikatoren 6's visning er konstant, hvis det afprøvede firterminalnetværk betjenes inden for sit lineære område, og denne visningsværdi vil ændre sig, hvis det afprøvede netværk overstyres ved påføring af voksende indgangssignaler. Det ses, at indikatoren 6 kan tjene til vurdering af det afprøvede netværks forvrængning eller overstyring. Imidlertid kan vurderingen udføres med større følsomhed ved hjælp af indikatoren 7, der kan være direkte kalibreret til forvrængningsværdien eller til den tidligere beskrevne værdi /\% , sandsynligheden for overskridelse.

Ulineariteten kan også undersøges på en yderligere måde, der er vist i kredsløbsblokdiagrammet i fig. 14. I denne udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen analyseres forvrængningen af prøvesignalet U^g's tæthedsfunktion. Det analyserede signal Ube føres for det første til indgangen til ensretteren 1 og for det andet til en af indgangene til en vindueskomparator 8. Vindueskomparatoren 8 frembringer et udgangssignal, hvis signalet ϋ^θ, der kobles til den ene af dens indgange, falder inden for et forud fastlagt sammenligningsniveauområde, dvs. falder inden for "vinduet".

144136 15

Sammenligningsniveauområdet AjJ's spændingsposition bestemmes af basissignalet U , der optræder på udgangen fra ensretteren 1, der

CL

er forbundet direkte eller indirekte til den anden indgang på vindue-komparatoren 8. Med henblik på at forøge nøjagtigheden af målingen, skal bredden af vinduet, dvs. sammenligningsniveauområdet /\U, holdes så smal som muligt. I dette tilfælde vil udgangsimpulserne fra vindue-komparatoren 8 imidlertid også blive smallere, og middelværdijævnstrøms-komposanten af impulserne vil være meget lille. For at tilvejebringe acceptable egenskaber for kredsløbet, må der indgås et rationelt kompromis mellem vinduets bredde og middelværdijævnstrømsniveauet for vindueskamparatorens impulser. Vindueskampar at or en 8's udgang er forbundet med indgangen til integratoren 3, der er beskrevet i forbindelse med fig. 12. Udgangen fra integratoren 3 frembringer impulsernes middelværdi jævnstrømskomposant. Integratoren 3's udgang er forbundet med indgangene til et multiplikationskredsløb 9. Multiplikationskredsløbet 9 kan realiseres på vilkårlig kendt måde, og det kan fungere enten som analogt eller digitalt kredsløb. Hvis der anvendes digitalmultiplice-ringskredsløb, kræves der naturligvis en analog-digitalomsætning.

Multipliceringskredsløbet 9's anden indgang er forbundet med udgangen fra ensretteren 1. Udgangsspændingen fra multipliceringskredsløbet 9 er tæthedssignalet Ug, der er konstant inden for det niveauområde, i hvilket signalet U^e ikke forvrænges af det afprøvede firterminal-netværk. Multipliceringskredsløbet 9's udgang er forbundet med en af indgangene til differenskredsløbet 4, hvis anden indgang er forbundet med udgangen fra spændingskilden 5, der leverer den krævede referencespænding U f. Differenskredsløbet 4's udgang er forbundet med indikatoren, og indikatoren 7 kan være direkte kalibreret til forvrængning. Spændingskilden 5's spænding er lig med det uforvrængede tæthedssignal Us's spænding.

Fig. 13 viser en yderligere udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen til måling af en tæthedsfunktions forvrængning og er magen til den i fig. 14 viste udførelsesform.

Forskellen mellem de to kredsløbblokdiagrammer er, at niveauområdet AU for vindueskomparatoren 8, dvs. bredden af vinduet, i det sidste kredsløb ændres proportionalt med den effektive værdi af indgangssignalet Utøe. Ensretteren l's indgang er derfor forbundet med indqangen til dæmpningsleddet 10, hvis udgange er forbundet med de respektive indgange til vindueskomparatoren 8. Dæmpningsleddet 10 er fortrinsvis et spændingsdelerkredsløb. I denne opstilling er middelværdijævnstrøms-komposanten af impulstoget Ukomp, fig. 11, der leveres af vindueskomparatoren 8's udgang uafhængig af indgangssignalet U^'s niveau, og U4136 16 dens ændringer bestemmes kun af forvrængningens omfang. På denne måde kan det forholdsvis dyre multipliceringskredsløb spares, og integratoren 3's udgang leverer direkte tæthedssignalet Ug, og dette kan føres til såvel en af indgangene til differenskredsløbet 4 som til indikatoren 6.

Hvis prøvningen udføres med et stokastisk signal, fortrinsvis med en hvid støj, der har gaussisk fordeling, er der et lineært forhold imellem den effektive og den absolutte middelværdi af signalet, og ensretteren 1 kan altså være en simpel middelværdiensretter, hvis der undersøges signaler med lille forvrængning. Denne substitution er altså acceptabel som følge af, at det forvrængede signal, hvis forvrængningen er lille, yderligere kan betragtes som et signal med gaussisk fordeling. Imidlertid må der tages hensyn til denne forenkling ved større forvrængningsværdier, da målingens nøjagtighed ellers vil blive ringere. Dette betyder i praksis ikke noget problem, fordi den nøjagtige måling almindeligvis kun kræves i området med små forvrængninger.

En yderligere udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen, der er vist i kredsløbsblokdiagrammet i fig. 15, tjener til måling af forvrængning af tæthedsfunktionens moment. Indgangssignalet ϋ^β føres til ensretteren l's indgang og til en af indgangene til et højpas-klippekredsløb 12. Klippekredsløbet 12's anden indgang er forbundet med udgangen fra ensretteren 1, og klippetærskelniveauet bestemmes på denne måde af den effektive værdi af indgangssignalet U^. Klippekredsløbet afskærer passage af signaler med lavere værdier end signalet U^'s værdi. Klippekredsløbet 12's udgang er gennem integratoren 3 forbundet med en af indgangene til et divisionskredsløb 11. Til divisionskredsløbet 11's anden indgang er ensretteren 1's udgang koblet. Udgangen fra divisionskredsløbet 11 er forbundet med udgangen fra ensretteren 1. Udgangen fra divisionskredsløbet 11 leverer tætheds-moment-signalet Ugm, hvis spænding er konstant, hvis signalet U^e ikke er forvrænget. Værdien af signalet Ugm ændrer sig proportionalt med forvrængningens omfang, hvis signalet Ufae forvrænges. Tætheds-moment-signalet Usm føres til differenskredsløbet 4, og dettes udgang leverer et signal,rder er.proportionalt med forvrængningens omfang.

Højpasklippekredsløbet 12 kan fortrinsvis være et forspændt ensretterkredsløb.

Fig. 16 viser et fordelagtigt kredsløbsblokdiagram for ensretteren, der anvendes i forskellige udførelsesformer for opfindelsen. Ensretteren består af et komparatorkredsløb 14, en integrator 15 og et differenskredsløb 16. Ensretteren l's indgang er en af indgangene til komparatorkredsløbet 14, og dettes udgang er forbundet med indgangen 17 U6136 til integratoren 15, og dennes udgang er forbundet med en af indgangene til differenskredsløbet 16. Differenskredsløbet 16's udgang er samtidig udgang for ensretteren 1. Dette udgangspunkt er ført tilbage til komparatorkredsløbet 141 s anden indgang. Den anden indgang på differenskredsløbet 16 er forbundet med udgangen fra en spændingskilde 17, der leverer den nødvendige referencespænding. Denne spænding er lig med eller proportional med den effektive værdi eller middeljævn-strømskomposanten af fordelingsfunktionen for prøvesignalet, der føres til ensretteren l's indgang.

Claims (20)

144136 18 Patentkrav.

1. Fremgangsmåde til måling af ulineære forvrængninger i et kvasilineært system, idet der til indgangen til systemet, der skal måles, tilføres et prøvesignal med en kendt fordelingsfunktion, og der udføres måletekniske bedømmelser af de ved systemets udgang optrædende signaler, kendetegnet ved, a) at der frembringes en med middelniveauet af det ved systemets (21) udgang opstående signal (Ufa ) proportional referencespænding (Ua) , b) at der ved en sådan sammenligning af signalets (Ube) øjebliksværdi og referencespændingen (U ) frembringes en impuls- cl række (U, ) med konstant amplitude, at der fremkommer en impuls komp hver gang signalet (ϋ^ε) er større end referencespændingen (Ua), og c) at der af denne impulsrække (ukomp) frembringes et med dennes middelværdi proportionalt fordelingssignal (Ue), og dettes værdi angives.

2. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, a) den ændring, at der frembringes en impuls hver gang signalets (U^ ) øjebliksværdi falder inden for et på referencespændingen (Ua) overlejret spændingsområde (A U), hvor bredden af dette spændingsområde (Δ U) ændres proportionalt med referencespændingens (Ua) niveauændring, og b) den ændring, at det frembragte og angivne, med impulsrækkens (Ukomp) middelværdi proportionale signal udgør et tætheds-signal (Ug).

3. Fremgangsmåde ifølge krav 2, kendetegnet ved, a) at spændingsområdet (A ϋ) holdes på konstant værdi, og b) at tæthedssignalet (Ug) frembringes ved multiplicering af referencespændingen (Ua) og impulsrækkens (U^^) middelværdi.

4. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved a) den ændring, at der ved begrænsningen af signalet (Ube) under en med referencespændingen (Ua) proportional spænding frembringes en signalrække (U^), og b) den ændring, at det frembragte og angivne signal er et momentsignal, der udgøres af kvotienten af en med middel- eller effektivværdien for signalrækken (Uj) proportional jævnspænding og referencespændingen (U ). di U4136 19

5. Fremgangsmåde ifølge et af de foregående krav, kendetegnet ved, at der med differensen mellem fordelingssignalet (U ) eller tæthedssignalet (U ) olier moment-signalet (U ) og en ønskeværdispænding (uref) frembringes en fejlspænding (U^), hvis værdi angives.

6. Fremgangsmåde ifølge et af de foregående krav, kendetegnet ved, at der som målesignal anvendes et stokastisk eller pseudo-tilfældigt signal.

7. Fremgangsmåde ifølge krav 6, kendetegnet ved, at der som stokastisk signal anvendes et båndbegrænset hvidt støjsignal.

8. Fremgangsmåde ifølge et af kravene 1 til 5, kendetegnet ved, at der som målesignal anvendes et deterministisk signal, fortrinsvis et sinusformet signal.

9. Fremgangsmåde ifølge et af de foregående krav, kendetegnet ved, at referencespændingen (Ua) er en jævnspænding, der er lig med eller proportional med effektivværdien af signalet (ϋ^β).

10. Fremgangsmåde ifølge et af kravene 1 til 8, kendetegnet ved, at referencespændingen (U ) er en α jævnspænding, der er lig med eller proportional med den kvadratiske eller lineære middelværdi af signalet (U^).

11. Apparat til udøvelse af fremgangsmåden ifølge et af de foregående krav, hvor apparatets indgang er indrettet til at forbindes med udgangen fra det kvasilineære system, der skal måles, kendetegnet ved, a) at apparatets indgang al) dels er forbundet med en ensretters (1) indgang, a2) dels er forbundet med en komparators (2) indgang, b) at ensretterens udgang direkte eller over en lineær forstærker (13) eller over et dæmpningsled er forbundet med den anden indgang på komparatoren (2), c) at komparatorens udgang (2) er forbundet med indgangen til et integrationstrin (3), og d) at integrationstrinets (3) udgang er ført til en indikator (6).

12. Apparat ifølge krav 11, kendetegnet ved, at komparatoren er en vindueskomparator (8). 144136 20

13. Apparat ifølge krav 12, kendetegnet ved, at dæmpningsleddet (10) består af en spændingsdeler, hvis udgangsklemmer er forbundet med vindueskomparatorens (8) to indgange.

14. Apparat ifølge krav 11, kendetegnet ved, a) at der i stedet for komparatoren (2) anvendes et begrænsertrin (12), der begrænser signalet nedefra, og hvis til begrænsningsniveauet hørende indgang direkte eller over en lineær forstærker (13) eller et dasnpningsled er forbundet med ensretterens (1) udgang, b) at begrænsningstrinets (12) anden indgang er sammenkoblet med apparatets indgang, c) at begrænsningstrinets (12) udgang er forbundet med integrationstrinets (3) indgang, d) at integrationstrinets (3) udgang er sluttet til en indgang til en divisionskreds (11), hvis anden indgang er forbundet med udgangen fra ensretteren (1), og e) at divisionskredsens udgang er ført til en indikator (6).

15. Apparat ifølge krav 14, kendetegnet ved, at der som begrænsningstrin (12) er anvendt en forspændt ensretter.

16. Apparat ifølge krav 11, kendetegnet ved, at der med integrationstrinets (3) udgang i stedet for en indikator (6) er forbundet indgangen til et multiplikationskredsløb (9), hvis anden indgang er forbundet med ensretterens (1) udgang, hvorhos komparatoren (8) er en vindueskomparator med fastholdt sammenligningsområde (/\ U).

17. Apparat ifølge et af kravene 11 til 16, kendetegnet ved, at der i stedet for indikatoren (6) er forbundet en indgang til en differenskreds (4), hvis anden indgang er sluttet til en spændingskilde (5), der afgiver en ønskeværdispænding (Uref), og differenskredsens udgang er ført til en indikator (7).

18. Apparat ifølge krav 17, kendetegnet ved, at en indikator (6) er forbundet parallelt med differenskoblingens (4) ene indgang.

19. Apparat ifølge et af kravene 11 til 18, k endete g n e t ved, at der som ensretter (1) er anvendt en effektiv-værdiensretter.

20. Apparat ifølge et af kravene 11 til 19, kende-t e g n e t ved, a) at ensretteren (1) består af en komparator (14) et med dennes udgang forbundet integrationstrin (15) og af en differenskreds