DK144136B - METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING ULINAR DISTORTIONS IN QUASILINARY SYSTEMS - Google Patents
METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING ULINAR DISTORTIONS IN QUASILINARY SYSTEMS Download PDFInfo
- Publication number
- DK144136B DK144136B DK498576A DK498576A DK144136B DK 144136 B DK144136 B DK 144136B DK 498576 A DK498576 A DK 498576A DK 498576 A DK498576 A DK 498576A DK 144136 B DK144136 B DK 144136B
- Authority
- DK
- Denmark
- Prior art keywords
- signal
- output
- input
- voltage
- rectifier
- Prior art date
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
Description
(19) DANMARK(19) DENMARK
|j| (12) FREMLÆGGELSESSKRIFT <n) U4136B| J | (12) PUBLICATION <n) U4136B
DIREKTORATET FOR PATENT- OG VAREMÆRKEVÆSENETDIRECTORATE OF THE PATENT AND TRADEMARKET SYSTEM
(21) Ansøgning nr. 4985/76 (51) Int.CI.3 G 01 R 23/20 (22) Indleveringsdag 4. nov. 1976 (24) Løbedag 4. nov. 1976 (41) Aim. tilgængelig 6. maj 1977 (44) Fremlagt 14. dec. 1981 (86) International ansøgning nr. - (86) International indleveringsdag - (85) Videreførelsesdag - (62) Stamansøgning nr. -(21) Application No. 4985/76 (51) Int.CI.3 G 01 R 23/20 (22) Filing date 4 Nov. 1976 (24) Race day 4 Nov. 1976 (41) Aim. available May 6, 1977 (44) Presented Dec. 14; 1981 (86) International Application No. - (86) International Filing Day - (85) Continuation Day - (62) Master Application No. -
(30) Prioritet 5. nov. 1975, PO 604, HU(30) Priority Nov. 5 1975, PO 604, HU
(71) Ansøger POSTA KISERLETI INTEZET, Budapest IX., HU.(71) Applicant POSTA KISERLETI INTEZET, Budapest IX., HU.
(72) Opfinder Tibor Korda, HU: Geza Gordos, HU.(72) Inventor Tibor Korda, HU: Geza Gordos, HU.
(74) Fuldmægtig Ingeniørfirmaet Budde, Schou & Co.(74) Associate Engineering Company Budde, Schou & Co.
(54) Fremgangsmåde og apparat til måling af ulineære forvrængninger i kvasi= lineære systemer.(54) Method and apparatus for measuring nonlinear distortions in quasi-linear systems.
Opfindelsen angår en fremgangsmåde til måling af ulineære forvrængninger i kvasilineære systemer, således som angivet i krav l's indledning.The invention relates to a method for measuring nonlinear distortions in quasilinear systems, as set forth in the preamble of claim 1.
Lineære kredsløb og lineære systemer fremstillet af lineære kredsløb er af stor betydning inden for telekommunikationsområdet. Sammenhængen mellem et bestemt systems indgangsstimulus X og det til-svarende udgangssvar Y for systemet er givet ved operatoren Op:Linear circuits and linear systems made of linear circuits are of great importance in the telecommunications field. The relationship between the input stimulus X of a particular system and the corresponding output response Y of the system is given by the operator Op:
OISLAND
2 Y = Op \ d- ^ Hvor der er tale om lineære systemer er operatoren Op, for enhver værdi af stimulusen X inden for arbejdsområdet, uafhængig £ af stimulusen.2 Y = Op \ d- ^ In the case of linear systems, the operator Op, for any value of the stimulus X in the working area, is independent of the stimulus.
3 144136 2 I praksis kan imidlertid en stor del af systemerne, der planlægges som lineære, kun som en første tilnærmelse betragtes som lineære, fordi operatoren, der karakteriserer systemet, i det mindste i en del af niveauområdet afhænger af stimulusen, dvs. systemet har en vis ulinearitet. Sådanne systemer vil i det følgende blive betegnet som kvasilineære systemer.In practice, however, a large portion of the systems planned as linear can only be considered as a first approximation as linear because the operator characterizing the system depends, at least in part of the level range, on the stimulus, ie. the system has some nonlinearity. Such systems will hereinafter be referred to as quasilinear systems.
Der findes tre kendte metoder, der anvendes til bestemmelse af kvasilineære systemers ulinearitet, nemlig måling af lineariteten, måling af formindskelsen af dynamikområdet og måling af forvrængningen. Ved hvert af de tre målemetoder er stimulerings- eller prøvesignalet, der anvendes ved målingen, et deterministisk signal, almindeligvis et sinusformet signal.There are three known methods used to determine the nonlinearity of quasilinear systems, namely the measurement of linearity, the measurement of the decrease of the dynamic range, and the measurement of the distortion. In each of the three measurement methods, the stimulation or test signal used in the measurement is a deterministic signal, usually a sinusoidal signal.
Selv om måling af linearitet og formindskelse af dynamikområdet kun kræver enkle metoder og midler, er sådanne metoder kun egnet til bestemmelse af forholdsvis store ulineariteter. De mindre ulineariteter kan kun bestemmes ved hjælp af forvrængnings-målinger.Although measuring linearity and decreasing the dynamic range only require simple methods and means, such methods are only suitable for determining relatively large nonlinearities. The smaller nonlinearities can only be determined by distortion measurements.
Alle almindeligt anvendte forvrængningsmålingsmetoder er baseret på, at frekvensspektret af prøvesignalet, når dette passerer gennem det kvasilineære system, bliver forvrænget af systemets ulinearitet. Forvrængning kan detekteres ved at der i udgangssignalets frekvensspektrum optræder oversvingninger, der ikke var indeholdt i indgangssignalets spektrum.All commonly used distortion measurement methods are based on the fact that the frequency spectrum of the test signal as it passes through the quasilinear system is distorted by the nonlinearity of the system. Distortion can be detected by the occurrence of oscillations in the frequency spectrum of the output signal that were not included in the spectrum of the input signal.
Der er to anvendte hovedfremgangsmåder til måling af forvrængningen, nemlig måling af henholdsvis den harmoniske forvrængning og intermodulationen.There are two main methods used to measure the distortion, namely the measurement of the harmonic distortion and the intermodulation, respectively.
Ved måling af den harmoniske forvrængning anvendes et enkelt sinusformet prøvesignal, og amplituderne af de harmoniske signaler, der optræder i udgangssignalets spektrum sammenlignes med amplituden af den grundlæggende eller første harmoniske, og det resulterende tal defineres som den harmoniske forvrængnings-koefficient eller klirfaktoren, jfr. US-patentskrift nr. 2.561.234. Et yderligere mål for ulineariteten er oversvingningsdæmpningen, der bestemmes af forholdet mellem grundsvingningen og oversvingningerne, og som udtrykkes i deciBel eller Neper.In measuring the harmonic distortion, a single sinusoidal test signal is used and the amplitudes of the harmonic signals appearing in the output of the output signal are compared with the amplitude of the basic or first harmonic, and the resulting number is defined as the harmonic distortion coefficient or the clipping factor, cf. U.S. Patent No. 2,561,234. A further measure of nonlinearity is the oscillation damping, which is determined by the relationship between the fundamental oscillation and the oscillation, which is expressed in deciBel or Neper.
Ved måling af intermodulationsforvrængning anvendes to sinusformede stimuli eller prøvesignaler, og amplituderne af kombinationsfrekvenssignalerne, der optræder i udgangssignalet som følge af systemets ulinearitet, sammenlignes med amplituden for et af grundfrekvenssignalerne.In measuring intermodulation distortion, two sinusoidal stimuli or test signals are used, and the amplitudes of the combination frequency signals appearing in the output signal due to the nonlinearity of the system are compared with the amplitude of one of the basic frequency signals.
144136 3144136 3
Fordelen ved forvrængningsmålingen er, at den også er egnet til måling af små ulineariteter. Ulemperne ved denne måling er følgende: a) den kræver et specielt prøveinstrument, forvrængningsmeter eller selektivt voltmeter, b) prøveinstrumentet skal afstemmes nøjagtigt for hver måling i overensstemmelse med målefrekvensen, c) vurderingen er almindeligvis langvarig, idet der skal udføres enten en beregning eller en normalisering i forhold til den grundlæggende harmoniske ved hvert måleniveau, d) det følger af a) og b), at målingen ikke uden vanskelighed kan automatiseres, og e) den således opnåede forvrængningsværdi er ikke karakteristisk for ulineariteten i kvasilineære systemer, der i hovedsagen er beregnet til transmission af ikke sinusformede signaler.The advantage of the distortion measurement is that it is also suitable for measuring small nonlinearities. The disadvantages of this measurement are the following: (a) it requires a special test instrument, distortion meter or selective voltmeter; (b) the test instrument must be accurately tuned for each measurement in accordance with the measurement frequency; (c) the assessment is usually lengthy, either a calculation or a (d) it follows from (a) and (b) that the measurement cannot be automated without difficulty, and (e) the distortion value thus obtained is not characteristic of the nonlinearity of quasi-linear systems which are essentially intended for transmission of non-sinusoidal signals.
Den faktiske forvrængningsvirkning, der af kvasilineære systemers ulinearitet frembringes i de transmitterede stokastiske signaler, såsom talesignaler, musiksignaler, videosignaler osv., er ikke godt udtrykt ved de opnåede koefficienter for harmonisk forvrængning eller intermodulationsforvrængning, der måles med sinusformede prøvesignaler. Ulineariteten kan nemlig, som følge af ulineariteten, hidrøre fra helt andre former for forvrængning ved stokastiske signaler end ved sinusformede signaler, selv om disse signaler har samme effektiv-værdier, da sådanne systemers forvrængning afhænger både af frekvensen og niveauet. I et fra sinusformede signaler afvigende stokastisk signal er der i effektivværdi betydeligt højere, 3-4 gange højere, amplituder og dette signal kan dække et meget bredt frekvensspektrum. Dette er grunden til, at det ved måling af kvasilineære systemer, der er betegnet til transmission af stokastiske signaler, er mere hensigtsmæssigt at anvende stokastiske prøvesignaler end sinusformede signaler.The actual distortion effect produced by the nonlinearity of quasi-linear systems in the transmitted stochastic signals, such as speech signals, music signals, video signals, etc., is not well expressed by the obtained coefficients of harmonic distortion or intermodulation distortion measured by sinusoidal test signals. Namely, because of the nonlinearity, the nonlinearity can result from quite different kinds of distortion by stochastic signals than by sinusoidal signals, although these signals have the same efficiency values, since the distortion of such systems depends on both the frequency and the level. In a stochastic signal that differs from sinusoidal signals, in effective value there are significantly higher, 3-4 times higher, amplitudes and this signal can cover a very wide frequency spectrum. This is why when measuring quasilinear systems designed to transmit stochastic signals, it is more appropriate to use stochastic test signals than sinusoidal signals.
Til reproducerbare målinger kan kun ergodiske og stationære prøvesignaler anvendes. Desuden er det også vigtigt, at frembringelsen af prøvesignalet er let. I praksis synes først og fremmest anvendelse af båndbegrænset hvid støj med guassisk amplitudefordeling at være velegnet som prøvesignal. De kendte pseudotllfældig-hedsstøjgeneratorer kan anvendes til levering af sådanne signaler.For reproducible measurements only ergodic and stationary test signals can be used. Furthermore, it is also important that the generation of the test signal is easy. In practice, first and foremost, the use of band-limited white noise with Guassian amplitude distribution appears to be suitable as a test signal. The known pseudo random noise generators can be used to deliver such signals.
4 1461364 146136
Som følge af fordelene ved sådanne stokastiske prøvesignaler er der inden for telekommunikationsområdet i de senere år fremkommet intermodulationsforvrængningsprøveapparater, der arbejder med stokastiske prøvesignaler. Imidlertid er disse kendte instrumenter indrettet til specielle formål, f.eks. krydstalefor-vrængningsmålinger, og er temmelig dyre.Due to the advantages of such stochastic test signals, in the telecommunications field, intermodulation distortion test devices working with stochastic test signals have emerged in recent years. However, these known instruments are designed for special purposes, e.g. crystal distortion measurements, and are quite expensive.
Det er opfindelsens formål at tilvejebringe en fremgangsmåde og et apparat, hvormed måling af ulineær forvrængning i kvasi-lineære systemer kan foretages på en enklere måde og med enklere udstyr end ved de kendte fremgangsmåder.It is an object of the invention to provide a method and apparatus by which measurement of nonlinear distortion in quasi-linear systems can be performed in a simpler manner and with simpler equipment than in the known methods.
For at opfylde dette formål var det først nødvendigt at undersøge, hvilke egenskaber ved den båndbegrænsede hvide støj med gaussisk fordeling, der ændrer sig som svar på ulinearitet i et kvasilineært system, således at disse ændringer kan måles enkelt og nøjagtigt. Ved forsøg har det vist sig, at en undersøgelse af førsteordens amplitudefordelingen af det forvrængede stokastiske prøvesignal, karakteriseret ved en enkelt variabel, imødekommer de ovennævnte praktiske krav.In order to fulfill this purpose, it was first necessary to investigate which properties of the band-limited white noise with Gaussian distribution change in response to nonlinearity in a quasilinear system so that these changes can be measured simply and accurately. In experiments, it has been found that a study of the first-order amplitude distribution of the distorted stochastic sample signal, characterized by a single variable, meets the above practical requirements.
Denne konstatering er i overensstemmelse med den velkendte kendsgerning, at ulineariteten af kvasilineære systemer foruden forvrængning af prøvesignalets frekvensspektrum, hvis prøvesignalet indeholder mere end en komposant med forskellige amplituder, også ændrer forholdet mellem amplituderne, dvs. den bevirker forvrængning af den oprindelige amplitudefordeling. Ved de tilfældigt skiftende, men ergodiske, stationære prøvesignaler, og også signaler med gaussisk amplitudefordeling, er det stokastiske signals amplitudefordeling (også ved gaussiske signaler) uafhængigt af tiden, hvorfor resultatet af fordelingsmålingen til enhver tid kan gentages, dvs. målingen er altid reproducerbar.This finding is consistent with the well-known fact that, in addition to distortion of the frequency spectrum of the sample signal, if the sample signal contains more than one component with different amplitudes, the nonlinearity of quasilinear systems also changes the ratio of the amplitudes, ie. it causes distortion of the original amplitude distribution. In the randomly changing but ergodic stationary test signals, and also signals with Gaussian amplitude distribution, the amplitude distribution of the stochastic signal (also with Gaussian signals) is independent of time, so the result of the distribution measurement can be repeated at any time, ie. the measurement is always reproducible.
Amplitudefordelingen for det stokastiske prøvesignal kan karakteriseres af amplitudefordelingsfunktionen, den første afledede af denne, dvs. amplitudetæthedsfunktionen, og amplitudetæthedsfunktionens momenter.The amplitude distribution of the stochastic sample signal can be characterized by the amplitude distribution function, the first derived from it, ie. the amplitude density function, and the moments of the amplitude density function.
Amplitudefordelingsfunktionen F(x), eller kort betegnet fordelingsfunktionen, angiver sandsynligheden for at signalets øjeblikkelige værdi er mindre end eller lig med en given værdi af x.The amplitude distribution function F (x), or briefly called the distribution function, indicates the probability that the instantaneous value of the signal is less than or equal to a given value of x.
5 144136 F(x) = P [x(t) ^ x]144136 F (x) = P [x (t) ^ x]
Fig. 1 viser tolkningen af følgende formel, der også er anvendelig ved målingen: n Σ δ ^ i» i=l F (x) = lim -FIG. 1 shows the interpretation of the following formula also applicable to the measurement: n Σ δ ^ i »i = 1 F (x) = glue -
T -» »· TT - »» · T
Amplitudetæthedsfunktionen f(x), eller kort tæthedsfunk-tionen, angiver sandsynligheden for, at den øjeblikkelige værdi af signalet falder indenfor et interval Δ X omkring en forucj fastlagt værdi x, når Δχ—*· 0 .The amplitude density function f (x), or the short density function, indicates the probability that the instantaneous value of the signal falls within a range Δ X around a predetermined value x when Δχ— * · 0.
Af denne definition følger at f (x) Lx = P[xo<T x(t) $ x + Ax] = F (x + Δ x) - F(x) = åF(x) hvoraf fix) = - dxFrom this definition it follows that f (x) Lx = P [xo <T x (t) $ x + Ax] = F (x + Δ x) - F (x) = ÅF (x) of which fix) = - dx
Fig. 2 illustrerer betydningen af tæthedsfunktionen F(x) og formlen, der også kan anvendes ved målingen: nFIG. 2 illustrates the significance of the density function F (x) and the formula that can also be used in the measurement: n
ΓΊ AΓΊ A
L Δ , 1 lim 1=1 (2) f(x) = - -L Δ, 1 lim 1 = 1 (2) f (x) = - -
x T ->00 Tx T -> 00 T
Tæthedfunktionen for det gaussiske signal kan udtrykkes gomj r-, s (x - m)2 f (x) = ............ exp - —5-—- d V 2ΊΎ 2d2 hvilket giver den kendte gaussiske kurve, der er vist i fig. 3.The density function of the Gaussian signal can be expressed gomj r-, s (x - m) 2 f (x) = ............ exp - —5 -—- d V 2ΊΎ 2d2 to give the known Gaussian curve shown in FIG. Third
Ved ergodiske signaler er fordelingens spredning d lig med den effektive værdi af vekselstrømskomposanten af signalet, og den forventede værdi m af signalet er lig med dets jævn-strømskomposant. Heraf følger at: d 2 = x2(t) - xltl 2 144136 6 hvorFor ergodic signals, the distribution of the distribution d is equal to the effective value of the AC component of the signal, and the expected value m of the signal is equal to its DC component. It follows that: d 2 = x2 (t) - xltl 2 144136 6 where
TT
x2(t) = lim 1 f x2 (t) dtx2 (t) = lim 1 f x2 (t) dt
m 2T —Tm 2T —T
Τ-» <» er den kvadratiske middelværdi af signalet, dvs. den elektriske effekt af signalet ført til en enhedsmodstand, ogΤ- »<» is the square mean of the signal, i.e. the electrical power of the signal leads to a unit resistance, and
TT
x(t) = lim 1 j x(t) dtx (t) = lim 1 j x (t) dt
T—os 2T -TT-os 2T -T
er jævnstrømskomposanten af signalet.is the direct current component of the signal.
For de i praksis anvendte støjgeneratorer er x(t) = 0. Denne betingelse anses for opfyldt overalt i det følgende.For the noise generators used in practice, x (t) = 0. This condition is considered to be fulfilled everywhere in the following.
Dersom fordelingsfunktionen for et gaussisk signal x(t) =0, så bliver i y r x2 F(x) - -—----- ( exp--^— dx = Φ [ 3 ] cf\[2^r.xJ 2 er J ' hvor φ [ -g ] er det såkaldte i matematikken kendte fejlintegral, en tabelfunktion, der er vist grafisk i fig. 4. Ved hjælp af denne funktion kan man beregne sandsynligheden af at den øjeblikkelige værdi af signalet er mindre end en given værdi xQ = k d.If the distribution function of a Gaussian signal x (t) = 0, then iyr x2 becomes F (x) - ------- (exp - ^ - dx = Φ [3] cf \ [2 ^ r.xJ 2 is J 'where φ [-g] is the so-called error integral known in mathematics, a table function shown graphically in Fig. 4. By this function one can calculate the probability that the instantaneous value of the signal is less than a given value xQ = k d.
På lignende måde kan man også beregne sandsynligheden for at den øjeblikkelige værdi af signalet overskrider den forud fastlagte tærskelværdi x0· Denne sandsynlighed betegnet herefter som sandsynligheden for tærskeloverskridning.Similarly, one can also calculate the probability that the instantaneous value of the signal exceeds the predetermined threshold value x0 · This probability is then referred to as the probability of threshold overrun.
Sandsynligheden for tærskeloverskridning ^(x) kan udtrykkes som η,(χ) = 1 - F(x) = 1 - φ [|] 6The probability of threshold exceedance ^ (x) can be expressed as η, (χ) = 1 - F (x) = 1 - φ [|] 6
Denne sammenhæng vil blive brugt ved målinger ifølge opfindelsen.This context will be used in measurements according to the invention.
Hvis et signal med gaussisk fordeling overføres gennem et lineært system, vil amplitudefordelingen, den gaussiske karakter, 144136 7 forblive uændret. Hvis systemet har visse ulineariteter. vil den oprindelige fordeling blive forvrænget. Hvis man undersøger fordelingsfunktionen for et båndbegrænset signal med Gaus-sisk fordeling, der føres igennem et kvasilineært system, og som har et frekvensbånd, der er smallere end systemets frekvensbånd, vil det vise sig, at signalets effektive værdi forskydes nedad på kurven F(x) på grund af det af ulineariteten bevirkede aftagende amplitudeforhold.If a signal with a Gaussian distribution is transmitted through a linear system, the amplitude distribution, the Gaussian character, will remain unchanged. If the system has certain nonlinearities. the original distribution will be distorted. Examining the distribution function of a band-limited signal with a Gaussian distribution passed through a quasilinear system and having a frequency band narrower than the system's frequency band will show that the effective value of the signal is shifted downward on the curve F (x ) due to the decreasing amplitude ratio caused by the nonlinearity.
Heraf følger det, at sandsynligheden for tærskeloverskridelse svarende til den nye effektive værdi vil være større. Det må antages, at værdierne af funktionen F(x) svarende til amplituderne - x og + x forvrænges lige meget, hvorfor det er tilstrækkeligt kun at undersøge den ene halvdel af funktionen, se fig. 5.It follows that the likelihood of threshold overrun corresponding to the new effective value will be greater. It must be assumed that the values of the function F (x) corresponding to the amplitudes - x and + x are distorted equally, so it is sufficient to examine only one half of the function, see fig. 5th
Dersom signalets effektivværdi, der er sænket ved forvrængningen, atter øges til at være lig med den effektive værdi af det u-forvrængede signal, fremkommer fordelingsfunktionen F(x) for de to signaler som vist i fig. 6.If the effective value of the signal lowered by the distortion is increased again to equal the effective value of the un-distorted signal, the distribution function F (x) for the two signals as shown in FIG. 6th
Det ses i fig. 6, at sandsynligheden for tærskeloverskridelse for henholdsvis det forvrængede og uforvrængede signal med samme effektive værdi er forskellig, når der indstilles fælles tærskelværdi xq^ σ' for de to signaler. Størrelsen af denne differens kan udtrykkes som ^-Tx-'To og den er proportional med forvrængningens omfang.Referring to FIG. 6, the probability of threshold crossing for the distorted and undistorted signal with the same effective value, respectively, is different when setting common threshold value xq ^ σ 'for the two signals. The magnitude of this difference can be expressed as ^ -Tx-'To and it is proportional to the extent of the distortion.
For at forenkle måleprocessen er det fordelagtigt at normalisere fordelingsfunktionen og dermed de målte sandsynligheder for overskridelse i forhold til det øjeblikkelige udgangssignals effektivværdi. Dette sikrer nemlig, at sandsynligheden for overskrivelse der måles, når fordelingsfunktionen ikke er forvrænget, forbliver uændret, selv om prøvesignalets niveau ændres. Normaliseringen kan enkelt opnås ved at værdien for prøveniveauet xq ændres proportionalt med den effektive værdi af udgangssignalet, dvs. hvis udtrykket xQ = K 4 gælder. I så fald kan værdien af beregnes for enhver forud fastlagt værdi af k, og den kan altså simuleres ved en fast spænding Uq. Desuden gør denne normalisering det muligt direkte at måle over- 8 144136 skrivelsesdifferensen /^*1 .In order to simplify the measurement process, it is advantageous to normalize the distribution function and thus the measured probabilities of overrun in relation to the effective value of the instantaneous output signal. This ensures that the probability of overwriting measured when the distribution function is not distorted remains unchanged, even if the level of the test signal changes. The normalization can easily be achieved by changing the value of the sample level xq proportionally to the effective value of the output signal, ie. if the expression xQ = K 4 applies. In that case, the value of can be calculated for any predetermined value of k, and it can thus be simulated at a fixed voltage Uq. In addition, this normalization makes it possible to directly measure the overwriting difference / 1.
Forvrængningskoefficienten udtrykker ændringen i fordelingsfunktionen og dens tolkning afhænger af, hvad der betragtes som maksimal forvrængning. Det synes hensigtsmæssigt at definere den forvrængning, der bevirkes af et system, hvori fordelingen af prøvesignalet ændres eller forvrænges maksimalt, dvs. hvor udgangssignalet kun omfatter to forskellige amplituder, et binært tilfældigt signal, som værende 100%. Den effektive værdi af et sådant signal er lig med dets øjeblikkelige amplitude.The distortion coefficient expresses the change in the distribution function and its interpretation depends on what is considered maximum distortion. It seems appropriate to define the distortion caused by a system in which the distribution of the test signal is changed or distorted maximally, ie. wherein the output signal comprises only two different amplitudes, a binary random signal, being 100%. The effective value of such a signal is equal to its instantaneous amplitude.
Fig. 7 viser fordelingsfunktionen F(x) for både et maksimalt forvrænget signal og det uforvrængede signal med gaus-sisk fordeling. Hvis forvrængningskoefficienten på 100% anvendes for en sådan maksimal forvrængning, kan den maksimale ændring af sandsynligheden for overskridelse udtrykkes som: = o,5 - % max ' υo og forvrængningskoefficienten som ht Λ f maxFIG. 7 shows the distribution function F (x) for both a maximum distorted signal and the undistorted signal with Gaussian distribution. If the 100% distortion coefficient is used for such a maximum distortion, the maximum change in the probability of overrun can be expressed as: = o, 5 -% max 'υo and the distortion coefficient as ht Λ f max
Hvis sandsynligheden for overskridelse f.eks. måles ved et signalniveau xq = 0,67 σ’, fås o = 0,25 og t/7? = 4 ’ 100 [%]For example, if the probability of exceedance. is measured at a signal level xq = 0.67 σ ', is obtained o = 0.25 and t / 7? = 4 '100 [%]
Kvasilineære systemers ulinearitet forvrænger altså tæthedsfunktionen af prøvesignalet med gaussisk fordeling, se fig.Thus, the nonlinearity of quasilinear systems distorts the density function of the sample signal with Gaussian distribution, see fig.
8. Omfanget af forvrængningen af tæthedsfunktionen er også karakteristisk for systemets ulinearitet. En yderligere mulig måde til måling af forvrængning under anvendelse af stokastiske signaler eller nærmere betegnet hvid støj med gaussisk fordeling er måling af ændringen af tæthedsfunktionens moment. For at detektere og måle forvrængningen med stor følsomhed behøver momentun- 9 146136 dersøgelsen ikke at angå tæthedsfunktionens fulde område, men ifølge opfindelsen kun et underområde, i hvilket forvrængningen må forventes. Hvis f.eks. overstyringsegenskaberne for et transmissionsnetværk med fire terminaler undersøges, skal undersøgelsen kun ske i de højere niveauområder, dvs. ved store cf værdier, se fig. 9.8. The extent of the distortion of the density function is also characteristic of the nonlinearity of the system. A further possible way to measure distortion using stochastic signals or, more specifically, white noise with Gaussian distribution is to measure the change in the density function torque. In order to detect and measure the distortion with great sensitivity, the momentum test need not concern the full range of the density function, but according to the invention only a sub-range in which the distortion must be expected. For example, if the control characteristics of a four-terminal transmission network are investigated, the investigation should only be done in the higher level areas, ie. for large cf values, see fig. 9th
Fordelen ved målingerne under anvendelse af stokastiske signaler, fortrinsvis hvid støj med gaussisk fordeling er at allerede en enkelt måling kan tilvejebringe en forvrængningsværdi, der er karakteristisk for systemets egenskaber indenfor dettes fulde frekvens- og niveauområde. En sådan hurtig og pålidelig måling er nødvendig ved telekommunikationssystemer, f.eks. ved måling af overstyringsniveauer.The advantage of the measurements using stochastic signals, preferably white noise with Gaussian distribution, is that already a single measurement can provide a distortion value characteristic of the system's properties within its full frequency and level range. Such fast and reliable measurement is needed in telecommunication systems, e.g. when measuring override levels.
Dersom det er nødvendigt at bestemme, hvorledes forvrængningen skifter som funktion af frekvensen, f.eks. ved mere nøjagtige undersøgelser, kan der i stedet for stokastiske signaler anvendeset deterministisk, fortrinsvis sinusformet signal.If it is necessary to determine how the distortion shifts as a function of frequency, e.g. in more precise studies, instead of stochastic signals, deterministic, preferably sinusoidal, signals can be used.
De beskrevne måleprincipper kan også anvendes ved anvendelse af deterministiske signaler, men fordelingsfunktionen for dette deterministiske stimulussignal må kendes på forhånd.The described measurement principles can also be applied using deterministic signals, but the distribution function of this deterministic stimulus signal must be known in advance.
Fremgangsmåden og apparatet ifølge opfindelsen er baseret på ovenstående teoretiske betragtninger, og det angivne formål opnås ved ifølge opfindelsen at gå frem som angivet i krav l's kendetegnende del.The method and apparatus according to the invention are based on the above theoretical considerations and the stated object is achieved by proceeding according to the invention as indicated in the characterizing part of claim 1.
En fundamental forskel mellem teknikkens hidtidige stade og opfindelsen, således som udtrykt ved denne fremgangsmåde, består i, at der ifølge den kendte teknik skal frembringes et differens-signal mellem det uforvrængede målesignal og det forvrængede udgangssignal, mens ifølge opfindelsen afledes begge de signaler, der skal sammenlignes, dvs. referencespændingen Ua og signalet , fra det samme i systemets udgang optrædende signal. Dette medfører den fordel, at det til systemets indgang tilførte uforvrængede signal ikke længere er nødvendigt. Af denne grund er det ved hjælp af opfindelsep også lettere at foretage målinger på systemer, hvis udgang og indgang ligger i større afstand fra hinanden. Da der ifølge opfindelsn frembringes en impulsrække med konstant amplitude, opnås endelig en mulighed for at forenkle det anvendte udstyr.A fundamental difference between the prior art of the art and the invention, as expressed by this method, consists in the prior art providing a difference signal between the undistorted measurement signal and the distorted output signal, while in accordance with the invention both signals which must be compared, ie the reference voltage Ua and the signal, from the same signal appearing in the output of the system. This gives the advantage that the distorted signal applied to the system input is no longer necessary. For this reason, it is also easier, by means of the invention, to make measurements on systems whose output and input are at a greater distance from each other. Since, according to the invention, a pulse series of constant amplitude is produced, an opportunity is finally obtained to simplify the equipment used.
Ved udøvelse af fremgangsmåden ifølge opfindelsen kan der som målesignal anvendes et stokastisk eller pseudotilfældigt signal. Det 144136 10 stokastiske signal kan med fordel være et båndbegrænset hvidt støjsignal. Hvis det kvasilineære systems ulinearitet skal bestemmes ved diskrete frekvenser, anvendes der som målesignal et deterministisk signal, fortrinsvis et sinusformet signal. Basisspændingen er en jævnspænding lig med eller proportional med signalets effektivværdi eller en jævnspænding lig med eller proportional med signalets middelværdi.In practicing the method according to the invention, a stochastic or pseudo-random signal can be used as a measurement signal. The 144136 10 stochastic signal may advantageously be a band-limited white noise signal. If the nonlinearity of the quasilinear system is to be determined at discrete frequencies, a deterministic signal, preferably a sinusoidal signal, is used as the measurement signal. The base voltage is a DC voltage equal to or proportional to the effective value of the signal or a DC voltage equal to or proportional to the mean value of the signal.
Opfindelsen angår også et apparat til udøvelse af fremgangsmåden, hvilket apparat er af den i krav 11*s indledning angivne art.The invention also relates to an apparatus for carrying out the method, which apparatus is of the kind specified in the preamble of claim 11 *.
Ifølge opfindelsen er apparatet udformet som angivet i krav 11's kendetegnende del.According to the invention, the apparatus is designed as defined in the characterizing part of claim 11.
Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 til 9 skematisk viser de ovenfor anførte teoretiske betragtninger, fig. 10a er et blokdiagram for en måleopstilling under anvendelse af måleapparatet ifølge opfindelsen, fig. 10b og 11 de karakteristiske signalformer ved forskellige trin af fremgangsmåden ifølge opfindelsen, fig. 12 et kredsløbsblokdiagram for en foretrukken udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen anvendt til undersøgelse af fordelingsfunktionens forvrængning, fig. 13 og 14 to yderligere udførelsesformer for apparatet ifølge opfindelsen, fig. 15 en yderligere udførelsesform for apparatet anvendt til undersøgelse af tæthedsmomentfunktionen, og fig. 16 en foretrukken udførelsesform for ensrettertrinet, der anvendes i apparatet ifølge opfindelsen.The invention will now be explained in more detail with reference to the drawing, in which: FIG. Figures 1 to 9 show schematically the above theoretical considerations; Figure 10a is a block diagram of a measurement array using the measuring apparatus of the invention; 10b and 11 show the characteristic signal forms at different stages of the method according to the invention; 12 is a circuit block diagram of a preferred embodiment of the apparatus according to the invention used for examining the distortion of the distribution function; FIG. 13 and 14 are two further embodiments of the apparatus according to the invention; 15 shows a further embodiment of the apparatus used for investigating the tightening torque function, and FIG. 16 is a preferred embodiment of the rectifier step used in the apparatus of the invention.
Fig. 10a viser en måleopstilling omfattende en prøvesignal-generator 21, et firterminalnetværk 21 som det afprøvede faselineære system og et apparat 22, der er udformet ifølge opfindelsen. Funktionen af og arbejdsbetingelserne for denne måleopstilling er vist i fig. 10b og 11. Det kvasilineære system 21*s ulinearitet måles ved hjælp af stokastiske signaler, der leveres af prøvesignalgeneratoren 20, og det undersøgte signal er det afprøvede system 21's udgangssignal, der er betegnet med 0^β· Ud fra udgangssignalet frembringes et basissignal U . Basissignalet U er et spændingsniveau lig med eller proportionalt med den effektive værdi af signalet ϋ^β· Heraf følger, at basissignalet U^'s værdi også ændres, når niveauet af det signal υ^θ, der præsenteres ved det kvasilineære systems udgang, ændres.FIG. 10a shows a measurement array comprising a test signal generator 21, a four-terminal network 21 as the tested phase linear system, and an apparatus 22 designed according to the invention. The function and working conditions of this measurement array are shown in FIG. 10b and 11. The nonlinearity of the quasilinear system 21 * is measured by stochastic signals provided by the sample signal generator 20, and the signal under examination is the output of the tested system 21, denoted by 0 ^ β · From the output signal, a base signal U is generated. . The base signal U is a voltage level equal to or proportional to the effective value of the signal ϋ ^ β · It follows that the value of the base signal U ^ also changes when the level of the signal υ ^ θ presented at the output of the quasiline system is changed .
144136 11144136 11
Det andet diagram i fig. 10b viser, at der frembringes et impulstog ved sammenligning af basissignalet Ug med signalet U^e på en sådan måde, at basissignalet U anvendes som referenceniveau, og tidsinter-vallerne danner impulstoget ' s impulser, når signalet overskrider dette referenceniveau. Dette betyder, at niveauet af signalet i disse tidsintervaller er højere end niveauet for basissignalet U . På cl denne måde opnås et impulstog υ^οπιο med variabel impulsbredde og med konstant amplitude. Den midiede jævnstrømskomposant af impulstoget υ^ΟΠΙρ er lig med eller proportional med sandsynligheden for, at det stokastiske signal, i dette tilfælde signalet , overskrider sin egen effektive værdi. Følgelig frembringes et fordelingssignal U0 proportionalt med den gennemsnitlige jævnstrømskomposant af impulstoget υ^οπΐρ ud fra impulstoget ved gennemsnitsdannelse. Inden for det niveauområde, hvori amplituden af signalet er uforvrænget, er fordelingssignalet Ug konstant. Når signalet bliver forvrænget, ændrer fordelingssignaletThe second diagram of FIG. 10b shows that an impulse train is produced by comparing the base signal Ug with the signal U1e in such a way that the base signal U is used as the reference level and the time intervals form the pulses of the pulse train when the signal exceeds this reference level. This means that the level of the signal in these time intervals is higher than the level of the base signal U. In this way, a pulse train υ ^ οπιο of variable pulse width and constant amplitude is obtained. The median direct current component of the impulse train υ ^ ΟΠΙρ is equal to or proportional to the probability that the stochastic signal, in this case the signal, exceeds its own effective value. Accordingly, a distribution signal U0 is produced proportionally to the average direct current component of the pulse train υ ^ οπΐρ from the pulse train at average formation. Within the level range in which the amplitude of the signal is undistorted, the distribution signal Ug is constant. When the signal becomes distorted, the distribution signal changes
Ue's spænding sig proportionalt med forvrængningsgraden.Ue's voltage is proportional to the degree of distortion.
Heraf følger, at der, hvis fordelingssignalet fremvises, og dets værdier analyseres, kan opnås numeriske data vedrørende det afprøvede kvasilineære systems ulinearitet. Fig. 11 viser hvorledes et tætheds-signal Ug kan frembringes ud fra signalet , og ændringen i tætheds-signalet U analyseres som en funktion af forvrængningen af signaletIt follows that, if the distribution signal is presented and its values analyzed, numerical data can be obtained regarding the nonlinearity of the quasilinear system tested. FIG. 11 shows how a density signal Ug can be generated from the signal and the change in the density signal U is analyzed as a function of the distortion of the signal
Ube- Tæthedssignalet Ug kan fås af signalet U^e ved følgende trin. Basissignalet Ua, der er proportionalt med signalet Ube's effektive værdi frembringes atter, og et niveauområde U tildeles basissignalet U . Placeringen af niveauområdet /\ U kan vælges uafhængigt af basissignalet U 's værdi, men tildelingen skal udføres således, o.The Density signal Ug can be obtained by the signal U ^ e at the following steps. The base signal Ua, which is proportional to the effective value of the signal Ube, is again generated and a level area U is assigned to the base signal U. The location of the level range / \ U can be selected independently of the value of the base signal U, but the assignment must be carried out thus, o.
at placeringen af niveauområdet AU ændres samtidigt med enhver spændingsændring for basissignalet U .that the position of the level area AU is changed simultaneously with any voltage change for the base signal U.
Derpå frembringes et andet impulstog ud fra signalet U^e på en sådan måde, at der, hvis signalet U^'s niveau falder inden for området AU, frembringes tilsvarende impulser, og hvis niveauet for signalet falder uden for området AU/ ikke frembringes nogen impulser. Den midiede jævnstrømskomposant af dette impulstog υ^οιηρ repræsenterer tæthedssignalet U .Then another pulse train is produced from the signal U ^ e in such a way that if the level U ^ 's level falls within the range AU, corresponding pulses are produced and if the level of the signal falls outside the range AU / no one is generated. impulses. The median direct current component of this pulse train υ ^ οιηρ represents the density signal U.
55
Jo mindre niveauområdet AJJ, også betegnet som "vinduet", er, jo mere nøjagtig er målingen af forvrængningen af det målte signals tæthedsfunktion °9 følsomheden af denne måling tiltager med tiltagende nøjagtighed. I dette tilfælde bliver bredden af impulserne i impuls- 144136 12 toget U^oinp imidlertid stadig smallere, og dette bevirker, at tætheds-signalet U 's spænding bliver stadigt lavere. Følgelig er omfanget af niveauet Αϋ1s områdeindsnævnring begrænset af kravet til frembringelse af tæthedssignaler U af anvendelig størrelse.The smaller the level range AJJ, also referred to as the "window", the more accurate the measurement of the distortion of the measured signal density function ° 9 the sensitivity of this measurement increases with increasing accuracy. In this case, however, the width of the pulses in the pulse train U ^ oinp becomes narrower, and this causes the voltage signal U's voltage to become ever lower. Accordingly, the extent of the level Αϋ1's range narrowing is limited by the requirement for generating density signals U of applicable size.
Udstrækningen eller bredden af niveauområdet AU afhænger af basissignalet U ' s spænding. Det ovenfor beskrevne tæthedssignal UThe extent or width of the level range AU depends on the voltage of the base signal U. The density signal U described above
d Sd S
kan kun frembringes uafhængigt af signalet hvis bredden af niveau området AU ændres lig med eller proportionalt med enhver spændingsændring for basissignalet u . Hvis bredden af niveauområdet /\U var u-afhængig af basissignalet U 's spænding, ville middeljævnstrømskompo-santen af impulstoget U^omp aftage proportionalt med forøgelsen af niveauet for signalet U^. For at give et konstant tæthedssignal Ug, hvis niveauområdet A U er konstant, og signalet ændrer sig, skal tæthedssignalet U_ være proportionalt med produktet af basissignalet U og middeljævnstrømskomposanten af impulstoget υ^ΟΠΙρ·can only be generated independently of the signal if the width of the level range AU is changed equal to or proportional to any voltage change for the base signal u. If the width of the level range / \ U was undependent on the voltage of the base signal U, then the mean DC component of the pulse train U ^ omp would decrease proportionally with the increase of the level of signal U ^. In order to give a constant density signal Ug, if the level range A U is constant and the signal changes, the density signal U_ must be proportional to the product of the base signal U and the mean DC component of the impulse train υ ^ ΟΠΙρ ·
Niveauet for det på denne måde frembragte tæthedssignal U erThe level of the density signal U produced in this way is
SS
konstant inden for det niveauområde, i hvilket signalet ikke forvrænges. Hvis signalet imidlertid bliver forvrænget, vil tæthedssignalet Ug's spænding ændre sig svarende til forvrængningens ændring. For at tilvejebringe en numerisk angivelse af forvrængningens omfang, fremvises tæthedssignalet Ug.constant within the level range in which the signal is not distorted. However, if the signal becomes distorted, the density signal Ug's voltage will change corresponding to the change of the distortion. To provide a numerical indication of the extent of the distortion, the density signal Ug is displayed.
Ifølge en anden udførelsesform for opfindelsen frembringes et tætheds-moment-signal Ugm, og dets ændring måles som funktion af uline-ariten, dvs. som en funktion af forvrængningen.According to another embodiment of the invention, a density-moment signal Ugm is generated and its change is measured as a function of the nonlinear array, i.e. as a function of the distortion.
Tætheds-moment-signalet Ugm kan tilvejebringes på følgende måde. Basissignalet Ug frembringes atter ud fra signalet U^e og anvendes nu som et afskæringsniveau. Dette betyder, at de dele af signalet U^, der har mindre spænding end basissignalet U 's spændingsværdi, skæres ud O.The density-torque signal Ugm can be provided as follows. The base signal Ug is again generated from the signal U ^ e and is now used as a cut-off level. This means that those parts of the signal U ^ having less voltage than the base value U's voltage value are cut out O.
af signalet υ^β· Den resterende del af signalet er vist som en følge af signaler i det yderste diagram i fig. 10b. Efter dannelsen af signalfølgen U_. frembringes middelværdien af jævnstrømskomposantenof the signal υ ^ β · The remainder of the signal is shown as a result of signals in the outermost diagram of FIG. 10b. After the formation of the signal sequence U_. the mean value of the direct current component is generated
JJ
eller dennes effektive værdi. Denne middelværdi eller effektive værdi af jævnstrømskomposanten ændrer sig sammen med ændringen af signalet ' s effektive værdi. Tætheds-moment-signalet Ugm er proportionalt med kvotienten af basissignalet Ua og middeljævnstrømskomposanten for signalfølgen U...or its effective value. This mean or effective value of the direct current component changes along with the change in the effective value of the signal. The density-torque signal Ugm is proportional to the quotient of the base signal Ua and the mean DC component of the signal sequence U ...
JJ
Tætheds-moment-signalet Ugm's spænding er konstant inden for det niveauområde, hvori signalet u^e ikke er forvrænget, men tætheds- -moment-signalet U vil ændre sig, hvis signalet U,_ forvrænges af sm ds det afprøvede kvasilineære system.The density-torque signal Ugm's voltage is constant within the level range in which the signal u ^ e is not distorted, but the density-moment signal U will change if the signal U, _ is distorted by the tested quasilinear system.
13 14613613 146136
For at tilvejebringe en direkte fremvisning vedrørende omfanget af systemets ulinearitet sammenlignes enten det nævnte fordelingssignal U , tæthedssignal U eller tætheds-moment-signal Usm frembragt på en af de ovenfor beskrevne måder, , med et referencesignal Uref> og ud fra de sammenlignede signaler frembringes et fejlsignal, der er proportionalt med potentialforskellen mellem de to sammenlignede signaler. Forskellen er nul inden for de niveauområder, i hvilke signalet er uforvrænget, men vil være forskelligt fra 0, hvis signalet forvrænges af det kvasilineære system.In order to provide a direct representation of the extent of the nonlinearity of the system, either said distribution signal U, density signal U, or density-moment signal Usm produced in one of the above-described ways is compared with a reference signal Uref> and from the compared signals, a error signal proportional to the potential difference between the two compared signals. The difference is zero within the level ranges in which the signal is undistorted, but will be different from 0 if the signal is distorted by the quasilinear system.
Ved den foreslåede fremgangsmåde kan prøvesignalet enten være et pseudo-tilfældigt signal, et stokastisk signal, fortrinsvis båndbegrænset hvid støj med gaussisk fordeling, eller et deterministisk, fortrinsvis sinusformet signal.In the proposed method, the sample signal may be either a pseudo-random signal, a stochastic signal, preferably band-bound white noise with Gaussian distribution, or a deterministic, preferably sinusoidal signal.
En foretrukket udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen er vist i fig. 12.A preferred embodiment of the apparatus according to the invention is shown in FIG. 12th
Signalet υ^β føres til indgangen til en ensretter 1 og en af de to indgange til et komparatorkredsløb 2. Ensretteren l's udgang tilvejebringer basissignalet U , der er proportionalt med effektivværdien af signalet υ^θ, der er forvrænget af det kvasilineære system. Tidskonstanten for ensretteren 1 vælges således, at den inden for båndbredden svarende til frekvensområdet for den tilføjede støjgenerator sikrer frembringelse af en jævnspænding, der er praktisk talt proportional med effektivværdien af signalet υ^β· Ensretterens udgang er direkte eller gennem en lineær forstærker 13 eller gennem et dæmpningsled 10 forbundet med den anden indgang til komparatorkredsløbet 2. Basissignalet U , der optræder på udgangen fra ensretteren 1, bestemmer komparatorkredsløbet 2's skifteniveau.The signal υ ^ β is passed to the input of a rectifier 1 and one of the two inputs to a comparator circuit 2. The output of the rectifier 1 provides the base signal U which is proportional to the effective value of the signal υ ^ θ distorted by the quasilinear system. The time constant of rectifier 1 is chosen such that within the bandwidth corresponding to the frequency range of the added noise generator, it produces a DC voltage which is practically proportional to the effective value of the signal υ ^ β · The output of the rectifier is direct or through a linear amplifier 13 or through an attenuator 10 connected to the second input of the comparator circuit 2. The base signal U, which appears at the output of the rectifier 1, determines the switching level of the comparator circuit 2.
Komparatorkredsløbet 2's udgang frembringer impulstoget , når øjebliksværdierne af signalet , der er ført til den ene af komparatorkredsløbet 2's indgange, overskrider referenceniveauet, der indstilles ved hjælp af signalet U . På denne måde frembringer kompa-ratorkredsløbet 2 et impulstog ukompf der har impulser med forskellig bredde og samme amplitude. Middelværdijævnstrømskomposanten af disse impulser svarer til sandsynligheden for at signalet er højere end referenceniveauet.The output of the comparator circuit 2 produces the pulse train when the instantaneous values of the signal passed to one of the inputs of the comparator circuit 2 exceed the reference level set by the signal U. In this way, the comparator circuit 2 produces an impulse train incompet having pulses of different width and the same amplitude. The average direct current component of these pulses corresponds to the probability that the signal is higher than the reference level.
Ved undersøgelse af et uforvrænget signal kan størrelsen af denne middelværdijævnstrømskomposant beregnes ud fra den ideelle fordelingskurve. Hvis man derimod undersøger et forvrænget signal, adskiller basissignalet U , der forekommer ved ensretteren l's udgang, sig fra denne nominelle værdi, som det allerede er beskrevet, og sammen- 144136 14 ligningsniveauet ændrer sig proportionalt med værdien Λ1! som vist i fig. 6. Tilsvarende vil middelværdijævnstrømskomposanten for impulstoget U^.omp, der forekommer ved kompara torkreds løbet 2's udgang, også tiltage proportionalt med værdien for /\<*|, .When examining an undistorted signal, the magnitude of this mean DC component can be calculated from the ideal distribution curve. On the other hand, if a distorted signal is investigated, the base signal U, which occurs at the output of rectifier 1, differs from this nominal value as already described, and the equation level changes proportionally with the value Λ1! as shown in FIG. 6. Similarly, the average direct current component of the impulse train U ^ .omp, which occurs at the output of the comparator wiper circuit 2, will also increase proportionally to the value of / \ <* | ,.
Komparatorkredsløbet 2's udgang er forbundet med indgangen til en integrator 3. Fordelingssignalet U , der optræder på udgangen fra inte-gratoren 3, føres til en indikator 6, der indikerer ulineariteten, dvs. omfanget af det afprøvede systems forvrængning.The output of the comparator circuit 2 is connected to the input of an integrator 3. The distribution signal U appearing on the output of the integrator 3 is fed to an indicator 6 indicating the non-linearity, ie. the extent of the distortion of the tested system.
Fordelingssignalet U kan også føres til en af indgangene til et differenskredsløb 4 af konventionel art. Differenskredsløbet 4' s anden indgang er forbundet med udgangen fra en spændingskilde 5, der frembringer referencespændingen Ure£. Spændingskilden 5's spænding svarer til sandsynligheden for overskridelse i det ideale ikke forvrængede signal. Hvis signalet Ufeø, der forsyner apparatets indgang ikke er forvrænget, er fordelingssignalet Ue, der optræder på inte-gratoren 3's udgang, lig med spændingskilden 5's spænding. På denne måde leverer differenskredsløbet 4 kun et udgangssignal, når signalet D^e, der forsyner indgangen til apparatet, bliver forvrænget af det kvasi-lineære system, og sandsynligheden for overskridelse som følge af denne forvrængning ændres. Tilsvarende leverer udgangen fra inte-gratoren 3 en jævnspænding, der svarer til sandsynligheden for overskridelse for fordelingskurven for signal r og dette signal står altid til rådighed. Indikatoren 6 indikerer, hvis det afprøvede firterminalnetværk overstyres, medens indikatoren 6's visning er konstant, hvis det afprøvede firterminalnetværk betjenes inden for sit lineære område, og denne visningsværdi vil ændre sig, hvis det afprøvede netværk overstyres ved påføring af voksende indgangssignaler. Det ses, at indikatoren 6 kan tjene til vurdering af det afprøvede netværks forvrængning eller overstyring. Imidlertid kan vurderingen udføres med større følsomhed ved hjælp af indikatoren 7, der kan være direkte kalibreret til forvrængningsværdien eller til den tidligere beskrevne værdi /\% , sandsynligheden for overskridelse.The distribution signal U can also be applied to one of the inputs of a differential circuit 4 of conventional type. The second input of the differential circuit 4 is connected to the output of a voltage source 5 which produces the reference voltage Ure £. The voltage of the voltage source 5 corresponds to the probability of overshoot in the ideal non-distorted signal. If the signal Ufeø supplying the input of the apparatus is not distorted, the distribution signal Ue appearing on the output of the integrator 3 is equal to the voltage of the voltage source 5. In this way, the differential circuit 4 provides an output signal only when the signal D ^ e supplying the input to the apparatus is distorted by the quasi-linear system and the probability of overshoot due to this distortion is changed. Similarly, the output of the integrator 3 provides a DC voltage corresponding to the probability of exceeding the distribution curve for signal r and this signal is always available. The indicator 6 indicates if the tested four-terminal network is overridden while the display of the indicator 6 is constant if the tested four-terminal network is operated within its linear range, and this display value will change if the tested network is overridden by the application of growing input signals. It is seen that the indicator 6 can serve to assess the distortion or override of the tested network. However, the assessment can be performed with greater sensitivity using the indicator 7, which can be directly calibrated to the distortion value or to the previously described value / \%, the probability of being exceeded.
Ulineariteten kan også undersøges på en yderligere måde, der er vist i kredsløbsblokdiagrammet i fig. 14. I denne udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen analyseres forvrængningen af prøvesignalet U^g's tæthedsfunktion. Det analyserede signal Ube føres for det første til indgangen til ensretteren 1 og for det andet til en af indgangene til en vindueskomparator 8. Vindueskomparatoren 8 frembringer et udgangssignal, hvis signalet ϋ^θ, der kobles til den ene af dens indgange, falder inden for et forud fastlagt sammenligningsniveauområde, dvs. falder inden for "vinduet".The nonlinearity can also be examined in a further manner shown in the circuit block diagram of FIG. 14. In this embodiment of the apparatus according to the invention, the distortion of the sample function U ^g's density function is analyzed. The analyzed signal Ube is first passed to the input of rectifier 1 and secondly to one of the inputs of a window comparator 8. The window comparator 8 produces an output signal if the signal ϋ ^ θ coupled to one of its inputs falls within a predefined comparison level range, ie. falls within the "window".
144136 15144136 15
Sammenligningsniveauområdet AjJ's spændingsposition bestemmes af basissignalet U , der optræder på udgangen fra ensretteren 1, derThe voltage level range AjJ's voltage position is determined by the base signal U appearing at the output of rectifier 1 which
CLCL
er forbundet direkte eller indirekte til den anden indgang på vindue-komparatoren 8. Med henblik på at forøge nøjagtigheden af målingen, skal bredden af vinduet, dvs. sammenligningsniveauområdet /\U, holdes så smal som muligt. I dette tilfælde vil udgangsimpulserne fra vindue-komparatoren 8 imidlertid også blive smallere, og middelværdijævnstrøms-komposanten af impulserne vil være meget lille. For at tilvejebringe acceptable egenskaber for kredsløbet, må der indgås et rationelt kompromis mellem vinduets bredde og middelværdijævnstrømsniveauet for vindueskamparatorens impulser. Vindueskampar at or en 8's udgang er forbundet med indgangen til integratoren 3, der er beskrevet i forbindelse med fig. 12. Udgangen fra integratoren 3 frembringer impulsernes middelværdi jævnstrømskomposant. Integratoren 3's udgang er forbundet med indgangene til et multiplikationskredsløb 9. Multiplikationskredsløbet 9 kan realiseres på vilkårlig kendt måde, og det kan fungere enten som analogt eller digitalt kredsløb. Hvis der anvendes digitalmultiplice-ringskredsløb, kræves der naturligvis en analog-digitalomsætning.is connected directly or indirectly to the second input of the window comparator 8. In order to increase the accuracy of the measurement, the width of the window, ie. the comparison level range / \ U, is kept as narrow as possible. In this case, however, the output pulses from the window comparator 8 will also be narrower, and the average direct current component of the pulses will be very small. In order to provide acceptable characteristics for the circuit, a rational compromise must be made between the width of the window and the mean DC current level of the window comparator's impulses. Window cam outputs of an 8 are connected to the input of the integrator 3 described in connection with FIG. 12. The output of the integrator 3 produces the mean value of the direct current component of the pulses. The output of the integrator 3 is connected to the inputs of a multiplication circuit 9. The multiplication circuit 9 can be realized in any known manner, and it can function either as an analog or digital circuit. Of course, if digital multiplication circuits are used, analog-to-digital conversion is required.
Multipliceringskredsløbet 9's anden indgang er forbundet med udgangen fra ensretteren 1. Udgangsspændingen fra multipliceringskredsløbet 9 er tæthedssignalet Ug, der er konstant inden for det niveauområde, i hvilket signalet U^e ikke forvrænges af det afprøvede firterminal-netværk. Multipliceringskredsløbet 9's udgang er forbundet med en af indgangene til differenskredsløbet 4, hvis anden indgang er forbundet med udgangen fra spændingskilden 5, der leverer den krævede referencespænding U f. Differenskredsløbet 4's udgang er forbundet med indikatoren, og indikatoren 7 kan være direkte kalibreret til forvrængning. Spændingskilden 5's spænding er lig med det uforvrængede tæthedssignal Us's spænding.The second input of the multiplication circuit 9 is connected to the output of the rectifier 1. The output voltage of the multiplication circuit 9 is the density signal Ug which is constant within the level range in which the signal U ^ e is not distorted by the tested four-terminal network. The output of the multiplication circuit 9 is connected to one of the inputs of the differential circuit 4, the other input of which is connected to the output of the voltage source 5 supplying the required reference voltage U f. The output of the differential circuit 4 is connected to the indicator and the indicator 7 can be directly calibrated for distortion. The voltage of the voltage source 5 is equal to the voltage of the undistorted density signal Us.
Fig. 13 viser en yderligere udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen til måling af en tæthedsfunktions forvrængning og er magen til den i fig. 14 viste udførelsesform.FIG. 13 shows a further embodiment of the apparatus according to the invention for measuring the distortion function of a leakage function and is similar to that of FIG. 14.
Forskellen mellem de to kredsløbblokdiagrammer er, at niveauområdet AU for vindueskomparatoren 8, dvs. bredden af vinduet, i det sidste kredsløb ændres proportionalt med den effektive værdi af indgangssignalet Utøe. Ensretteren l's indgang er derfor forbundet med indqangen til dæmpningsleddet 10, hvis udgange er forbundet med de respektive indgange til vindueskomparatoren 8. Dæmpningsleddet 10 er fortrinsvis et spændingsdelerkredsløb. I denne opstilling er middelværdijævnstrøms-komposanten af impulstoget Ukomp, fig. 11, der leveres af vindueskomparatoren 8's udgang uafhængig af indgangssignalet U^'s niveau, og U4136 16 dens ændringer bestemmes kun af forvrængningens omfang. På denne måde kan det forholdsvis dyre multipliceringskredsløb spares, og integratoren 3's udgang leverer direkte tæthedssignalet Ug, og dette kan føres til såvel en af indgangene til differenskredsløbet 4 som til indikatoren 6.The difference between the two circuit block diagrams is that the level area AU of the window comparator 8, ie. the width of the window, in the last circuit changes proportionally to the effective value of the input signal Utøe. The input of rectifier 1 is therefore connected to the input of the attenuator 10, the outputs of which are connected to the respective inputs of the window comparator 8. The attenuator 10 is preferably a voltage divider circuit. In this arrangement, the average direct current component of the impulse train is Ukomp. 11, which is provided by the output of the window comparator 8 independent of the level of the input signal U ^ and its changes are determined only by the extent of the distortion. In this way, the relatively expensive multiplication circuit can be saved, and the output of the integrator 3 directly delivers the density signal Ug, and this can be applied to one of the inputs to the differential circuit 4 as well as to the indicator 6.
Hvis prøvningen udføres med et stokastisk signal, fortrinsvis med en hvid støj, der har gaussisk fordeling, er der et lineært forhold imellem den effektive og den absolutte middelværdi af signalet, og ensretteren 1 kan altså være en simpel middelværdiensretter, hvis der undersøges signaler med lille forvrængning. Denne substitution er altså acceptabel som følge af, at det forvrængede signal, hvis forvrængningen er lille, yderligere kan betragtes som et signal med gaussisk fordeling. Imidlertid må der tages hensyn til denne forenkling ved større forvrængningsværdier, da målingens nøjagtighed ellers vil blive ringere. Dette betyder i praksis ikke noget problem, fordi den nøjagtige måling almindeligvis kun kræves i området med små forvrængninger.If the test is carried out with a stochastic signal, preferably with a white noise having a Gaussian distribution, there is a linear relationship between the effective and the absolute mean of the signal, and the rectifier 1 can thus be a simple mean value rectifier if small-signal signals are investigated. distortion. This substitution is thus acceptable because the distorted signal, if the distortion is small, can be further considered as a signal with Gaussian distribution. However, this simplification must be taken into account at larger distortion values, otherwise the accuracy of the measurement will be poorer. In practice, this does not pose a problem, since the exact measurement is usually required only in the area of small distortions.
En yderligere udførelsesform for apparatet ifølge opfindelsen, der er vist i kredsløbsblokdiagrammet i fig. 15, tjener til måling af forvrængning af tæthedsfunktionens moment. Indgangssignalet ϋ^β føres til ensretteren l's indgang og til en af indgangene til et højpas-klippekredsløb 12. Klippekredsløbet 12's anden indgang er forbundet med udgangen fra ensretteren 1, og klippetærskelniveauet bestemmes på denne måde af den effektive værdi af indgangssignalet U^. Klippekredsløbet afskærer passage af signaler med lavere værdier end signalet U^'s værdi. Klippekredsløbet 12's udgang er gennem integratoren 3 forbundet med en af indgangene til et divisionskredsløb 11. Til divisionskredsløbet 11's anden indgang er ensretteren 1's udgang koblet. Udgangen fra divisionskredsløbet 11 er forbundet med udgangen fra ensretteren 1. Udgangen fra divisionskredsløbet 11 leverer tætheds-moment-signalet Ugm, hvis spænding er konstant, hvis signalet U^e ikke er forvrænget. Værdien af signalet Ugm ændrer sig proportionalt med forvrængningens omfang, hvis signalet Ufae forvrænges. Tætheds-moment-signalet Usm føres til differenskredsløbet 4, og dettes udgang leverer et signal,rder er.proportionalt med forvrængningens omfang.A further embodiment of the apparatus according to the invention shown in the circuit block diagram of FIG. 15, serves to measure the distortion of the density function torque. The input signal ϋ ^ β is fed to the input of rectifier 1 and to one of the inputs of a high-pass cutting circuit 12. The second input of the cutting circuit 12 is connected to the output of rectifier 1, and the cutting threshold level is thus determined by the effective value of the input signal U The cutting circuit cuts off the passage of signals with values lower than the value of signal U ^. The output of the cutting circuit 12 is connected through the integrator 3 to one of the inputs of a division circuit 11. The output of the rectifier 1 is connected to the second input of the division circuit 11. The output of the division circuit 11 is connected to the output of the rectifier 1. The output of the division circuit 11 supplies the density-torque signal Ugm, whose voltage is constant, if the signal U ^ e is not distorted. The value of the signal Ugm changes proportionally to the extent of the distortion if the signal Ufae is distorted. The density-torque signal Usm is fed to the differential circuit 4, and its output supplies a signal which is proportional to the extent of the distortion.
Højpasklippekredsløbet 12 kan fortrinsvis være et forspændt ensretterkredsløb.The high-pass cutting circuit 12 may preferably be a biased rectifier circuit.
Fig. 16 viser et fordelagtigt kredsløbsblokdiagram for ensretteren, der anvendes i forskellige udførelsesformer for opfindelsen. Ensretteren består af et komparatorkredsløb 14, en integrator 15 og et differenskredsløb 16. Ensretteren l's indgang er en af indgangene til komparatorkredsløbet 14, og dettes udgang er forbundet med indgangen 17 U6136 til integratoren 15, og dennes udgang er forbundet med en af indgangene til differenskredsløbet 16. Differenskredsløbet 16's udgang er samtidig udgang for ensretteren 1. Dette udgangspunkt er ført tilbage til komparatorkredsløbet 141 s anden indgang. Den anden indgang på differenskredsløbet 16 er forbundet med udgangen fra en spændingskilde 17, der leverer den nødvendige referencespænding. Denne spænding er lig med eller proportional med den effektive værdi eller middeljævn-strømskomposanten af fordelingsfunktionen for prøvesignalet, der føres til ensretteren l's indgang.FIG. 16 shows an advantageous circuit block diagram of the rectifier used in various embodiments of the invention. The rectifier consists of a comparator circuit 14, an integrator 15 and a differential circuit 16. The input of the rectifier 1 is one of the inputs of the comparator circuit 14 and its output is connected to the input 17 U6136 to the integrator 15 and its output is connected to one of the inputs of the differential circuit. 16. The output of the differential circuit 16 is simultaneously the output of the rectifier 1. This starting point is fed back to the second input of the comparator circuit 141. The second input of the differential circuit 16 is connected to the output of a voltage source 17 supplying the required reference voltage. This voltage is equal to or proportional to the effective value or the mean-current component of the distribution function of the test signal fed to the input of rectifier 1.
Claims (20)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| HUPO000604 | 1975-11-05 | ||
| HU75PO00000604A HU172706B (en) | 1975-11-05 | 1975-11-05 | Method and apparatus for measuring non-linearity of quasi-linear systems |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DK498576A DK498576A (en) | 1977-05-06 |
| DK144136B true DK144136B (en) | 1981-12-14 |
| DK144136C DK144136C (en) | 1982-06-01 |
Family
ID=11000593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DK498576A DK144136C (en) | 1975-11-05 | 1976-11-04 | METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING ULINAR DISTORTIONS IN QUASILINARY SYSTEMS |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE2649264C3 (en) |
| DK (1) | DK144136C (en) |
| GB (1) | GB1515229A (en) |
| HU (1) | HU172706B (en) |
| NL (1) | NL7612177A (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1121496B (en) * | 1979-12-14 | 1986-04-02 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | PROCEDURE AND DEVICE FOR CARRYING OUT OBJECTIVE QUALITY MEASUREMENTS ON PHONE SIGNAL TRANSMISSION EQUIPMENT |
| DE60224185T2 (en) * | 2001-06-25 | 2008-12-11 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | DISTORTION DETECTOR |
-
1975
- 1975-11-05 HU HU75PO00000604A patent/HU172706B/en unknown
-
1976
- 1976-10-29 DE DE19762649264 patent/DE2649264C3/en not_active Expired
- 1976-11-03 GB GB4569176A patent/GB1515229A/en not_active Expired
- 1976-11-03 NL NL7612177A patent/NL7612177A/en not_active Application Discontinuation
- 1976-11-04 DK DK498576A patent/DK144136C/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2649264C3 (en) | 1981-01-29 |
| GB1515229A (en) | 1978-06-21 |
| DE2649264A1 (en) | 1977-06-08 |
| NL7612177A (en) | 1977-05-09 |
| HU172706B (en) | 1978-11-28 |
| DK144136C (en) | 1982-06-01 |
| DE2649264B2 (en) | 1980-04-30 |
| DK498576A (en) | 1977-05-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Ferrero et al. | A calibration procedure for a digital instrument for electric power quality measurement | |
| EP0499346A1 (en) | A method of testing an amplifier to establish its distortion characterstics due to intermodulation products | |
| US20200341052A1 (en) | Test system and test method for testing a device under test | |
| JP3629436B2 (en) | How to display quality-induced measurement results | |
| Anne et al. | Comparison of measurement methods for the frequency range 2–150 kHz (supraharmonics) | |
| WO2000070357A2 (en) | Automated frequency stepping noise measurement test system | |
| Wiczynski | Inaccuracy of Short-Term Light Flicker ${P_ {\rm st}} $ Indicator Measuring With a Flickermeter | |
| CN117434426B (en) | Test method, system and device of switched capacitor filter | |
| DK144136B (en) | METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING ULINAR DISTORTIONS IN QUASILINARY SYSTEMS | |
| US4290010A (en) | Method and apparatus for measuring transmission characteristic of a test object | |
| Crotti et al. | The use of voltage transformers for the measurement of power system subharmonics in compliance with international standards | |
| US5555507A (en) | Method for detecting non-linear behavior in a digital data transmission path to be examined | |
| CN103201639A (en) | System frequency response test using continuous sweep frequencies | |
| Wiczynski | Sectional approximation of the flickermeter transformation characteristic for a sinusoidal modulating signal | |
| EP1345102B1 (en) | Simultaneous rapid open and closed loop bode plot measurement using a binary pseudo-random sequence | |
| US20200309847A1 (en) | Performance testing method and measurement system | |
| CN107070819A (en) | The Combined estimator of uneven and channel response the coefficient of time lag, gain for signal source | |
| RU2472166C1 (en) | Method to measure dynamic range of radio receiver by intermodulation and device for its implementation | |
| SU294259A1 (en) | PULSE MEASURER OF INTEGRAL 7PTNEY DETAILS OF CHANNELS | |
| RU2566386C1 (en) | Method for measurement of dynamic intermodulation distortion of electric signal and device for its implementation | |
| SU1453335A1 (en) | Device for forming complex harmonic signal with pre-set coefficient of harmonics | |
| GB2349523A (en) | Testing an analogue component | |
| CN117688884A (en) | Quantitative simulation modeling method for integrated circuit conduction immunity prediction | |
| Zygarlicka et al. | Presentation harmonics distortion of power waveforms signals | |
| RU2254580C1 (en) | Device for measuring parameters of signal |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PBP | Patent lapsed |