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Spannung.sumformerschali;ung
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsumformerschaltung, bei
der aus einer ungeglätteten Eingangsgleich- oder einer Wechselspannung mit einem
ersten Mittelwert eine Gleich- oder nicht sinusförmige Wechselspannung mit einem
zweiten Mittelwert erzeugbar ist,
indem ein einstellbarer Wert der
Eingangs spannung zum Triggern einer Halbl eiters chal.tung verwendbar ist, die
einen am Ausgang angeschalteten Lastwiderstand während der Triggerphasen an die
Eingangsspannung legt.
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Aus dem Stand der Technik sind Phasensteuerschaltungen bekannt, die
einen Thyristor aufweisen, der die Last bei einer einstellbaren Phasenlage der Eingangs
spannung an die Eingangs spannung anschaltet und sie von ihr wieder trennt, wenn
sie durch Null geht. Mit derartigen Schaltungen läßt sich aus einer Wechselspannung
oder einer durch Gleichrichtung einer Wechsel spannung erhaltenen ungeglätteten
Gleichspannung ein Spannungsverlauf an der Last erzeugen, dessen Mittel- oder Effektivwert
in einstellbarer Weise unter den Mittel-oder Effektivwert der Eingangs spannung
liegt. Derartige Schaltungen werden beispielsweise verwendet zur stufenlosen Drehzahl
steuerung von Motoren, zur Helligkeitssteuerung von Glühlampen oder zur Temperatursteuerung
bzw. Regelung von Heizplatten. Derartige Thyristorschaltungen haben die folgenden
wesentlichen Nachteile: 1. Durch die bei 1,5 bis 2 V liegenden Durchlaßspännung
von Thyristoren entstehen nicht unerhebliche Verluste; 2. die steilen Schaltflanken,
die ein Thyristor erzeugt, führen an den in der Schaltung enthaltenen induktiven
Bauelementen zu hohen Spannungsspitzen. Der auf die steilen Schaltflanken zurückzuführende
hohe Obereilenanteil der Ausgangsspannung bewirkt ferner eine häufig nicht unerhebliche
Abstrahlung von elektromagnetischen Wellen, so daß solche Schaltungen starke Störquellen
darstellen können;
3. die Anwendung solcher Thyristorschaltungen
ist beschränkt auf solche Fälle, bei denen es nicht als störend empfunden wird,
daß die Last nur im Nulldurchgang der Eingangsspannung wieder von dieser getrennt
wird. Zur Helligkeitssteuerung von Leuchtstoffröhren sind solche Schaltungen z.B.
nicht einsetzbar, weil die Saximalspannung eines Spannungsimpulses mit abnehmender
Triggerphase schnell unter die Zündspannung der Leuchtstoffröhre absinkt, so daß
diese beim Absenken der Helligkeit relativ bald nach der maximalen Helligkeit ganz
abschaltet.
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Ausgehend von der eingangs angegebenen Spannungsumformerschaltung
liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung anzugeben,
die einen oder mehrere der oben angegebenen Nachteile nicht aufweist.
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Diese Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung dadurch gelöst,
daß die Halbleiterschaltung einen oder mehrere Transistoren enthält, die den Lastwiderstand
in den Triggerphasen mit der Eingangs spannung verbinden.
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Zwar weisen auch Transistoren eine Schleusenspannung auf, die im Betrieb
zu Verlusten führt, diese liegt aber im Vergleich zu Tyhristoren nicht bei 1,5 bis
2 V, sondern nur bei 0,5 bis 0,7 V.
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Die Verlustleistung läßt sich deshalb mit der erfindungsgemäßen Schaltung
im Vergleich zu den bekannten Thyristorschaltungen auf rund die Iiälfte reduzieren.
Außerdem ist es durch entsprechende Dimensionierung der Schaltung ohne weiteres
möglich, die Schaltflanken etwas weniger steil zu wählen als sie naturgemäß bei
Thyristorschaltungen auftreten, so daß Spannungsspitzen an den in der Schaltung
enthaltenen Induktivitäten ausreichend klein gehalten werden können und das Entstehen
von
Störspanm mgen praktisch vermieden wird Ein weiterer wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen
Schaltung besteht darin, daß der Abschaltzeitpunkt nicht im Nulldurchgang der Eingangsspannung
liegen muß, sondern frei wählbar ist. Es besteht also ohne weiteres die Möglichkeit,
aus einer ungeglätteten gleichgerichteten Wechselspannung durch entsprechend hohe
Wahl der Triggerspannung einen sehr schmalen Impuls in unmittelbarer Nähe des Scheitelpunkts
einer Halbwelle der Eingangsspannung herauszuschneiden und an der Last wirksam werden
zu lassen. Dadurch lassen sich auch Entladungslampen im Bereich maximaler Helligkeit
bis zu einem schwachen Glimmen in ihrer Helligkeit steuern. Im Gegensatz zu den
bekannten mit Thyristoren aufgebauten Phasensteuerschaltungen besteht bei der angegebenen
Schaltung ohne weiteres die Möglichkeit, aus einer Wechselspannungshalbwelle einen
symmetrisch oder unsymmetrisch zum Scheitelwert liegenden Bereich zu unterdrücken,
so daß an der Last nur die den Nullphasen benachbarten Bereiche wirksam werden.
Dadurch ergeben sich vielseitige neue Anwendungsmöglichkeiten. Beispielsweise läßt
sich eine solche Schaltung zur Frequenzverdopplung einer gleichgerichteten ungeglätteten
Wechselspannung verwenden, indem die so erhaltene Ausgangsspannung über ein Filter
oder einen Transformator geleitet wird.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel ergibt sich dadurch, daß der Lastwiderstand
über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Ausgangstransistors mit den Eingangsklemmen,
denen die Eingangs spannung zugeführt wird, verbunden ist, daß .diesem Ausgangstransistor
eine ein- oder mehrstufige Verstärkerstufe vorgeschaltet ist, und daß die Basis
des Eingangstransistors dieser Verstärkerstufe am Mittelabgriff eines einstellbaren
Spannungsteilers liegt, der mit seinen Endanschlüssen an die Eingangsklemmen angeschlossen
ist. Die Stellung des Nittelabgriffs des Spannungsteilers bestimmt die Triggerspannung
bei
der das An- bzw. Abschalten der Last erfolgt. Durch die Zahl der dem Ausgangstransistor
vorgeschalteten Verstärkerstufen wird entweder der dem Scheitelwert einer Wechselspannungshalbwelle
unmittelbar benachbarte Bereich der Eingangsspannung an die Last angeschaltet oder
die außerhalb dieses Bereichs liegenden Teile dieser IIalbwelle. Die erste Alternative
erhält man bei einer geradzahligen Anzahl von Vorverstärkerstufen und die zweite
Alternative bei Verwendung einer ungeradzahligen Anzahl von Stufen.
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Eine bevorzugte Ausführungsform der Spannungsumformerschaltung besteht
darin, daß sie als zwei- oder mehrstufige Push-Pull-Schaltung aufgebaut ist. Mit
einer derartigen Push-Pull-Schaltung lassen sich nicht nur gleichgerichtete, ungeglättete
Eingangswechselspannungen, sondern auch nicht gleichgerichtete Eingangswechselspannungen
verarbeiten.
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In einer bevorzugten Weitérbildung ist vorgesehen, daß die Verstärkerstufe
ein phasendrehendes oder nichtlineares Glied aufweist.
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Es kann beispielsweise als RC-Glied ausgebildet sein oder auf einfache
Weise auch dadurch realisiert sein, daß ein oder mehrere Bauelemente der Schaltung,
die üblicherweise als ohmsche Widerstände ausgebildet sind, eine Induktivität oder
eine Kapazität enthalten oder durch sie gebildet sind. Im einfachsten Fall bildet
man den Koppelwiderstand zwischen der Basis des Ausgangstransistors und der vorgeschalteten
Verstärkerstufe als Induktivität aus. Durch eine derartige Schaltung läßt sich erreichen,
daß die beiden Triggerspannungen, bei denen während einer Wechselspannungshalbwelle
das Einschalten und das Ausschalten erfolgt, unterschiedlich groß gewählt werden
können. In diesem Fall wird also ein bezüglich des Scheitelwerts der Wechselspannungshalbwelle
unsymmetrischer Teil herausgeschnitten, um ihn entweder an der Last wirksam werden
zu
lassen oder zu unterdriicken. Ist die zweite Alternative gewählt,
kann man es durch entsprechende Dimensionierung dieses Zeitverzögerungsglied auch
erreichen, daß der in einer Spannungshalbwelle am Ende dieser Spannungshalbwelle
auftretende Impuls vollständig unterdrückt wird, was bei den bekannten Thyristorschaltungen
nicht möglich ist. Dort läßt sich nur ein Verhalten erzielen, bei dem der erste
Impuls unterdrückbar ist, weil der Thyristor so lange leitend bleibt, bis die an
ihm liegende Spannung wieder durch Null geht.
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Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn die Verstärkerstufe einen Strombegrenzerschaltungsteil
aufweist. Durch den Strombegrenzerschaltungsteil kann eine Überlastung der angeclossenen
Last und der Sparnungsumformerschaltung vermieden werden.
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Anhand von drei in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen
wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel
der Spannungsumformer schaltung mit einem einstufigen Vorverstärker; Fig. 2a als
Eingangsspannungen verwendbare ungeglättete einweg-und 2b bzw. zweiweggleichgerichtete
Wechselspannungen; Fig. 2c die bei Anwendung der Spannungen nach Fig. 2a und 2b
und 2d an der Last erhaltenen AusgangEspannungen; Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel
der Spannungsumformer schaltung mit. einem zweistufigen Vorverstärker, Darlington-Endstufe
und Kurzschlußstrombegrenzung; Fig. 4a an der Last bei Anwendung der Spannungen
nach Fig. 2a und 4b und 2b erhaltene Ausgangsspannungen aln Ausführungsbei spiel
nach Fig. 3;
Fig. 5 ein drittes Ausführungsbeispiel der Spannungsumformer
schaltung, das zur Anwendung von Wechsel spannung als Eingangs spannung verwendbar
ist und Fig. 6a die Eingangsspannung der Schaltung nach Fig. 5 und die und 6b zugehörige
Ausgangsspannung.
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Fig. 1 zeigt eine sehr einfache Grundschaltung einer Spannungsumformersc.haltung.
An diese Eingangsklemmen ist die Reihenschaltung aus zwei einstellbaren Widerständen
R1 und R2 angeschaltet. Am Mittelabgriff c dieses Spannungsteiles liegt die Basis
eines Transistors T1, dessen Emitter mit der Eingangsklemme b und dessen Kollektor
über einen Widerstand R3 an der Eingangsklemme a liegt.
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Ein weiterer Transistor T2 (Ausgangstransistor) liegt mit seinem Emitter
an der Eingangsklemme b. Sein Kollektor ist über den Lastwiderstand RL an die Eingangsklemme
a angeschaltet. Zwischen Basis des Ausgangstransistors T2 und dem Kollektor des
Transistors T1 liegt ein Koppelwiderstand R4.
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Legt man an die Eingangsklemmen a und b eine Eingangsspannung an,
wie sie in den Fig. 2a und 2c dargestellt ist, so erhält man an der Last einen Spannungsverlauf,
wie ihn die Fig. 2b bzw. 2d zeigen.
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Mit von Null steigender Eingangsspannung ist der Transistor T1 gesperrt,
bis an seiner Basisemitterstrecke die zu seinem Durchschalten erforderliche Schwellapannung
erreicht ist. Bis zu diesem Zeitpunkt ist der Transistor T2 leitend, so daß die
Ei6angsspannung an dem Lastwiderstand RL anliegt. Wird die Schaltapannung am Transistor
T1 erreicht, wird dieser leitend und als Folge davon sperrt der Transistor T2. Diese
Sperrphase dauert so lange an, bis die Eingangswechselspannung wieder auf denjenigen
Schwellwert abgesunken ist, bei dem der Transistor T1 wieder sperrt. Der Ausgangatransistor
T2
wird dann wieder leitend bis die Eingangsspannung den Wert Null
erreicht hat. Wie die Fig. 2b und 2d im Zusammenhang mit Fig. 2a und 2c zeigen,
wird aus jeder Halbwelle der Eingangs spannung ein Mittelbereich herausgeschnitten,
so daß nur die verbleibenden Flanken am Lastwiderstand RL wirksam werden. Die Amplitude
der Triggerspannung am Eingangatransistor T1 läßt sich durch die Widerstände R1
und R2 einstellen. Es ist nicht unbedingt erforderlich, daß die Höhe der Triggerspannung
des Einschaltzeitpunkts gleich der Höhe der Triggerspannung des Ausgangsschaltpunkts
gewählt wird. Es läßt sich auch ein unsymmetrisch zum Scheitelpunkt der Eingangsspannungshalbwelle
liegender Teil herausschneiden, indem beispielsweise der Widerstand R4 als komplexer
Widerstand, beispielsweise als Induktivität, ausgebildet wird. Gleiches ist erreichbar
durch Ausbilden von R1 und/oder R2 als komplexer Widerstand. Damit kann z.B. die
zweite einer Spannungseingangshalbwelle zugeordnete Impulsflanke an der Last RL
kleiner gewählt werden. Dieses unsymmetrische Verhalten kann durch beliebige andere
Zeitverzögerungsglieder, beispielsweise ein RC-Glied, erreicht werden.
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Im Gegensatz zum Schaltbeispiel nach Fig. 1 ist dasjenige nach Fig.
3 mit einem zweistufigen Vorverstärker, der die Transistoren T3 und T4 umfaßt, ausgestattet.
Der Transistor T7 entspricht dem Ausgangstransistor T2 im Ausführungsbeispiel nach
Fig. 1. Der dem Ausgangstransistor T7 vorgeschaltete Transistor T6 dient als Stromverstärkungatransistor
in Darlingtonschaltung. Der im Emitterkreis des Ausgangstransistors T7 liegende
Widerstand R8, der die Basis des weiteren Transistors T5 steuert, dient zusammen
mit diesem Transistor T5 als Strombegrenzungsschaltungsteil. Nimmt der Strom einen
unzulässig hohen Wert an, leitet der Transistor T5, wodurch die Transistoren T6
und T7 gesperrt werden und die Last somit von der Eingangsspannung trennen.
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Durch den zweistufigen Aufbau dieser in Fig. 3 gezeigten Schaltung,
erhält man ein Schaltverhalten, bei dem nur der zu beiden Seiten des Spannungsmaximums
einer Halbwelle der Eingangaspannung liegende Bereich an die Last angeschaltet wird.
Dies ist in den Fig. 4a und 4b dargestellt. Auch bei diesem Schaltbeispiel müssen
die Trigger spannungen, bei denen ein- und ausgeschaltet wird, nicht gleich groß
sein, was sich auch hier durch ein Zeitverzögerungsglied, das beispielsweise zwischen
dem Kollektor des Transistors T4 und der Basis des Transistors T6 angeordnet sein
kann, erreicht wird.
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Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 entspricht im wesentlichen der
Grundschaltung nach Fig. 1, indem ein nur einstufiger Vorverstärker vorgesehen ist,
der aus den Transistoren T8 und T9 besteht. Diese Schaltung ist allerdings im Gegensatz
zu derjenigen nach Fig. 1 als Push-Pull-Schaltung ausgebildet, so daß auch im negativen
Bereich liegende Eingangsspannungen an der Last RL" wirksam gemacht werden können.
Um in den negativen bzw. positiven Perioden der Eingangsspannung die Basisemitter-Strecken
der Ausgangstransistoren T10 und T11 zu schützen, sind in den Kollektorkreisen der
Transistoren T8 und T9 Dioden D1 und D2 vorgesehen. Die Widerstände R9,R10 und R11
dienen als Spannungsteiler, um den Eingangs transistoren T8 und T9 die zum Triggen
erforderlichen Spannungen zuzuführen. Durch den Widerstand Rll'läßt sich ein unsymmetrisches
Verhalten zwischen positiver und negativer Halbwelle erreichen. Die Widerstände
R12 und R13 entsprechen dem Widerstand R3 in Fig. 1.
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Mit von Null ansteigender Eingangs spannung an den Klemmen a und b
sind die Transistoren T8 und T9 zunächst im gesperrten Zustand. Der Ausgangstransistor
T10 ist in diesem Bereich leitend, so daß an der rechten Klemme des Lastwiderstandes
RL'2 positive Eingangsspannung anliegt. Der zweite Ausgangstransistor T11 ist gesperrt.
Erreicht
die Basis des Transistors T8 ihre Schwellapannung, so
öffnet dieser Transistor T8 und der Ausgangstransistor T10 sperrt. Von diesem Zeitpunkt
an ist der Lastwiderstand RL" spannungslos, bis die Eingangs spannung noch innerhalb
der ersten Halbwelle bis zu ihrer Trigerschwelle wieder abgesunken ist. Zu diese
Zeitpunkt sperrt der Transistor T8 wieder und der Transistor T10 öffnet, wodurch
die Eingangsspannung wieder an die Last RL1 gelegt wird. Während der nun folgenden
negativen Halbwelle bleiben die Transistoren T8 und T10 gesperrt. Mit von Null ansteigenden
negativen Eingangsspannungswerten bleibt der Transistor T9 noch so lange gesperrt,
bis an seiner Basis die Schwellapannung erreicht Ist. Bis zu diesem Zeitpunkt ist
der Transistor T11 geöffnet und es liegt die volle negative Eingangsspannung an
der Last RL". Wird der Transistor T9 bei weiter ins Negative ansteigender Eingangsspannung
geöffnet, schließt der Transistor T11 und trennt die Last RL" von der Eingangaspannung
ab, bis der Transistor T9 bei Erreichen einer entsprechend kleinen negativen Amplitude
der Eingangs spannung wieder sperrt und den Transistor T11 wieder öffnet, wodurch
die in jeder Halbwelle auftretende zweite Impulsflanke an der Last RL" wirksam -wird.
Dieses Spannungsverhalten ist in Fig. 6b dargestellt.
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Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, läßt sich das Schaltverhalten
nach den Fig. 2c bzw. 6b mit einer ungeradzahligen Anzahl von Vorverstärkerstufen
erreichen, wie sie die Schaltbeispiele nach den Fig. 1 und 5 aufweisen. Mit einer
geradzahligen Anzahl von Vorverstärkerstufen, beispielsweise. Schaltbeispiel nach
Fig. 3, ist das Schaltverhalten nach den Fig. 4a und 4b erreichbar.
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Alle dargestellten Schaltbeispiele lassen sich ganz allgemein dort
verwenden, wo aus einer Eingangsspannung mit einem bestimmten ersten Mittel- oder
Effektivwert eine Ausgangsspannung an der Last mit einem
gewünschten
zweiten niedrigeren Mittel- bzw. Rffektivwert hergestellt werden soll. Da dieser
zweite Effektivwert an der Last einstellbar ist, lassen sich diese Schaltungen bequem
zur Temperaturregelung von Heizplatten, der Drehzahl steuerung von Motoren oder
der Helligkeitssteuerung von Lampen verwenden. Um ein Regelverhalten zu erzielen,
können beispielsweise im Anwendungsfall der Temperatur regelung einer Heizplatte
diese einen Zweige des Eingangsspannungs teilers, also beispielsweise die Widerstände
R1 und R2 als temperaturabhängige Widerstände ausgebildet sein. In ähnlicher Weise
können natürlich diese Widerstände des Spannungsteilers auch durch einen Fotowiderstand,
einen Dehnungsmeßstreifen oder ähnliches gebildet sein.
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Durch die einfache Möglichkeit, die Spannung an der Last unsymmetrisch
auszubilden, wie es oben bereits beschrieben wurde, lassen sich die Schaltpunkte
so legen, daß die Schaltung auch stark induktive oder kapazitive Lasten, beispielsweise
Siebglieder, betreiben kann, ohne daß die in der Schaltung vorgesehenen Halbleiter
durch auftretende Spannungsspitzen unzulässig belastet würden. Es ist auch möglich,
einen der einer Halbwelle der Eingangsspanung zugeordneten Impulse nach den Fig.
2c,2d und Gb ganz zu unterdrücken, indem eine starke Unsymmetrie gewählt wird.
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Wie bereits eingangs erwähnt wurde, liegt die Verlustleistung der
angegebenen Schaltungen etwa bei nur 50% der Verlustleistung von entsprechenden
Thyristorschaltungen. Wählt man die Dimensionierung so, daß die Schaltflanken etwas
flacher werde, um eine Abstrahlung von elektromagnetischen Wellen zu vermeiden,
nimmt die Verlustleistung natürlich etwas zu, die Zunahme liegt aber mlr in der
Gegend von wenigen Prozenten und ist gegenüber dem erreichten Vorteil vernachlässigbar.
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Ein wesentlicher Vorteil der Schaltungen, die zu einer Ausgangsspannung
nach den Fig. 2c,2d und 6b führen, besteht darin, daß mit diesen Schaltungen ohne
weitere Maßnahmen eine Kompensation von Schwankungen der Eingangsspannung vorgenommen
wird. Sinkt beispielsweise die Eingangsspannung, z.B. wegen einer Laständerung,
etwas ab, so werden automatisch die Einschaltzeiten, in denen die Last an der Eingangsspannung
liegt, größer als bei Normalspannung. Damit lassen sich Schwankungen der Eingangs
spannung über einen weiten Bereich auskompensieren. Es ist auch eine Uberkompensation
möglich.
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Mit dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 läßt sich auf einfache Weise
eine Frequenzvervierfachung vornehmen, indem man die erhaltene Spannung über ein
Filter oder einen Transformator schickt.
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- Patentansprüche -
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