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Ultraschall-Alarmanlage
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Die Erfindung bstrifft eine Ultraschall-Alarmanlage mit wenigstens
einem Sender, der ein zu überwachendes Meßfeld bestrahlt und einem Empfänger, der
die aus dem meßfeld reflektierten Echosignale empfängt, in nachfolgenden Empfängerstufen
das Sendesignal austastet und das Echosignal aufbereitet, wobei mit der Bewegung
eines Objektes im Seßfeld eine Frequenzverschiebung des Echosignals erfolgt (Doppler-Prinzip)
und im Empfänger als Kriterium zur Alarmauslösung verwendet wird.
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Zweck einer eingangs genannten Ultraschall-Alarmanlage ist es, die
elektromagnetische Entdeckung eines beweglichen Objektes innerhalb einer gesicherten
Zons zu gewährleisten.
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Ein solches Ultraschall-Alarmgerät arbeitet beispielsweise mit 25
kHz. Diese Frequenz wird in einem Oszillator erzeugt und mittels eines piezoelektrischen
Wandlers mit Richtwirkung in die zu sichernde Zone abgestrahlt. Ein sich in der
Zone bewegendes Objekt reflektiert diesen Schall. Ein Teil davon vermischt sich
mit dem abgestrahlten Schall und erzeugt eine schwebende Frequenz (Echosignal),
die im wesentlichen mit der durch den Doppler-Effekt erzeugten Frequenz des sich
bewegenden Objektes identisch ist. Das Echosignal mit Einbezug der durch den Doppler-Effekt
erzeugten Frequenzkomponenten wird dann nachfolgend in Empfängerstufen aufbereitet
und zur Alarmauslösung verwendet.
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Das Echosignal wird von einem piezoelektrischen Wandler aufgefangen.
Die in diesem Wandler erzeugten Echosignale haben eine sehr kleine Amplitude und
werden zur weiteren Verarbeitung zunächst verstärkt. Die durch den Doppler-Effekt
bedingten Frequenzkomponenten im Echosignal können höhere oder niedrigere Frequenzen
als das Sendesignal selbst aufweisen, je nachdem, ob sich das Objekt von dem Empfänger
fortbewegt oder ob sich das Objekt auf den Empfänger hinzu bewegt.
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Wie oben bereits dargelegt wurde, ist das Echosignal ein Frequenzgemisch,
das aufgrund auslöschender und verstärkender Frequenzanteile auch noch amplitudenmoduliert
ist (Schwebungsfrequenz). Die bisher bekannten Ultraschall-Alarmanlagen verwenden
die Amplitudenmodulation zur Alarmauslösung. Dies hat aber den Nachteil, daß auch
Neben- und Störgeräusche, die in dem Bandbereich des Filters liegen, zu einer irrtümlichsn
Alarmauslösung führen können. Darüber hinaus wurde festgestellt, daß kurz andauernde
Bewegungen, die in kurzen Zeitabständen auch Bewsgungsumkehrungen durchführsn (flatternde
Vorhänge, schlagende Fensterflügel) zu einer Alarmauslösung führen. Dies ist nicht
erwünscht, da ein Alarm nur ausgelöst werden soll, wenn das Kriterium eines unbefugten
Eindringens in die meßzone von einem größeren Objekt (mensch) erfüllt wird.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ultraschall-Alarmanlage
der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß Raum- und Störgeräusche nicht
zL einer irrtümlic hen Alarmauslösung führen. Die Erfindung hat die zusätzliche
Aufgabe, kurz dauernde rneßobjektbewegungen (mit evtl. gleichzeitiger Bewegungsumkehr),
wie z.B. Flattern eines Vorhanges oder Schlagen eines Fensterfiügels,von definitionsgemäß
gewollten Alarmauslösungen zu unterscheiden.
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Die Aufgabe wird von einer Ultraschall-Alarmanlaga der
eingangs
genanntsn Art gelöst, die insbesondere dadurch gekennzeichnet ist, daß das Echosignal
in zwei zueinander phasenverschobene Komponenten zerlegt wird und die eine Komponente
differenziert am Steuereingang eines Sample- und Hold-Bausteines anliegt und daß
die andere Komponente am Signaleingang des S.u.H.-Bausteines anliegt, wobei der
Signalausgang des S.u.H-Bausteines einem Integrator zugeführt ist, der das Signal
innerhalb einer vorgebbaren Integrationszeit aufintegriert und einem nachgeschalteten
Schwellwertschalter zuführt, der bei Überschreitung einer vorgebbaren Schwelle die
Alarmauslösung herbeiführt.
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Wesentlich gemäß der vorliegenden Erfindung gegenüber dem bekannten
Stand der Technik ist, daß nun nicht mehr die Amplitudenmodulation des Echosignals
zur Alarmerkennung verwendet wird, sondern daß die von dem Doppler-Effekt abhängigen
Frequenzkomponenten direkt zur Alarmerkennung herangezogen werden. Bei der bekannten
Alarmerkennung durch Erfassung der Apmplitudenmodulation besteht nämlich noch der
weitere Nachteil, daß Brummepannungen, die der amplitudenmodulierten Hüllkurve des
Echosignals überlagert sind, die Ansprechschwelle des Alarmgerätes sehr kritisch
machen.
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Diese Brummspannungen werden nämlich in nachgeschalteten Verstärkern
ebenfalls verstärkt und können nicht ausgefiltert werden, da sis in einem ähnlichen
Frequenzbereich liegen wie die Frequenz der Hüllkurve der Amplitudenmodulation.
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Durch die Auswertung der Doppler-Frequenzen wird der wesentliche Vorteil
erzielt, daß allein die Bewegung des MeßobJektes zur Alarmauslösung herangezogen
wird. Brummspannungen liegen weit unterhalb der Dopplar-Effekt-abhängigen Frequenzkomponenten,
so daß sie bei der Alarmauslösung keine Rolle mehr spielen. Durch die Verwendung
von zwei zueinander phasenverschobenen Komponenten und durch die Abtastung der Doppler-Effekt-abhängigen
Frequenzkomponenten durch einen Sample- und Hold-Baustein und durch die nachfolgende
Integration wird der wesentliche Vorteil erzielt, daß mit der Einstellung der Integrationsdauer
und mit der Einstellung der nachfolgenden Schwellwertschalter eine sichere Erkennung
der Bewegung eines Meßobjektes im Meßfeld gewährleistet ist.
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Das Kriterium zur Alarmauslösung gemäß der vorliegenden Erfindung
besteht darin, daß die Bewsgung eines rneßobjektes innerhalb der Integrationszeit
des Integrators zumindest überwiegend gleichförmig sein muß, so daß die aufsummierte
Spannung eine bestimmte, vorgegebene Schwelle überschreitet.
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Daraus wird deutlich, daß kurz andauernde Bswegunqan, die innerhalb
der Integrationszeit Bewegungsumkehrungen durchführen, nicht zu einer Alarmauslösung
führen, da sich solche Spannungsanteile vor dem Integrator auslöschen und der Integrator
innerhalb der einstellbaren Integrationszeit nicht die zur Alarmsuslösung vorgegebene
Schwelle überschreitet.
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Wesentlich ist auch noch, daß neben der an sich bekannten Austastung
des Sendesignals aus dem empfangenen Echosignal gemäß der vorliegenden Erfindung
eins nachfolgende filterung des vom Sendesignal befreiten Echosignals erfolgt. Diese
Filterung gewährleistet, daß noch verbleibende Frequsnzkomponenten des Sendesignals
vollständig aus dem weiter zu verarbeitenden Signal entfernt werden. Vorteilhaft
ist hier, daß der Sender und die Empfänger im gleichen Gehäuse angeordnet sind,
wobei der piezoelektrische Schwinger des Senders im Abstand vom piezoelektrischen
Schwinger des Empfängers auf der gleichen Schaltungsplatine angeordnet sind. Dies
gewährlsistet einen raumsparendsn und billigen Aufbau, da nur ein einziges Gehäuse
für den Alarmgeber vorgesehen werden muß. Darüber hinaus kann die zur Austastung
des Sendesignals aus dem Echosignal erforderliche Signalverbindung zwischen dem
Sender und dem Empfänger auf der gleichen Schaltungsplatine vorgesehen sein. Dies
stellt eine weitere Einsparung von Herstellungskosten und Montagskosten dar, da
im anderen Fall, wenn Sender und Empfänger getrennt angeordnet sind, eine Leitungsverbindung
zwischen dem Ssnder und dem Empfänger notwendig ist.
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Wesentlich gemäß der vorliegenden Erfindung ist es, daß nach der Austastung
des Sendesignale aus dem empfangenen Echosignal dieses Signal vor der Abtastung
mit Hilfe des Sample-und Hold-Bausteines so weit verstärkt wird, daß sich ein
digitales
Signal ergibt, d.h. daß eine Übsrsteuerung der Empfänger in den Sättigungsbereich
hinein erfolgt. Dies gewährleistet eine sichere und von Amplitudenfehlern frsie
Weiterverarbeitung des Alarm-Erkennungssignales.
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Dadurch, daß mit der vorliegenden Erfindung sowohl Vorwärts-und Rückwärts-Bewegungen
des rneßobjektes zum Empfänger hin und vom Empfänger weg erkennt werden können,
ist es möglich, auch nur eine der genannten Bewegungerichtungen zur Alarmauslösung
zu verwenden. Dies kann für Anwendungsfälle vorteilhaft sein, bei denen es darauf
ankommt, nur Bewegungen eines rneßobjektes auf den Empfänger zu zu erkennen.
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Weitere wesentliche merkmale und Vorteile der Erfindung werden nun
anhand der Zeichnungen näher beschrieben.
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Es zeigen: Fig. 1: Schematisches Blockschaltbild eines Empfängers
gemäß der vorliegenden Erfinduno.
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Fig. 2.1: Erster Abschnitt eines Detail-Schaltbildes gemäß der Schaltung
in Fig. 1.
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Fig. 2.2: Zweiter Abschnitt des Detail-Schaltbilden als Fortsetzung
von Fig. 2.1.
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Fig. 3: Detail-Schaltbild des Senders.
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Fig. 4.1 bis Fig. 4.5: Diagramme von Spannungs-Zeitverläufen an ausgewählten
meßpunkten des Senders gemäß dem Schaltbild der Fig. 3.
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Fig. 5.1 bis Fig 5.18: Darstellung von Spannungs-Zeitverläufen an
ausgewählten meßpunkten des Empfängers gemäß dem Detailschaltbild in Fig. 2.1 und
Fig. 2.2.
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In Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild des erfindungsgemäßen
Alarm-Empfängers dargestellt. Der Eingangsteil des Empfängers 30 wird gebildet von
einem piezoelektrischen Schwinger X1, dessen Signal über einen Verstärker 40 auf
einen Phasenschieber 50 gegeben wird. Der Phasenschieber 50 teilt das empfangene
Echosignal 45 in zwei zueinander phasenverschobene Komponenten auf. Die Phasenverschiebung
beträgt im vorliegenden Ausführungsbeispiel 900. Die beiden um 900 phasenverschobenen
Komponenten werden einem mischer 70 zugeführt, in dem über die Leitung Y1 das Sendesignal
des Senders 60 ausgetastet wird. Am Ausgang des mischers 70 erscheinen auf den Leitungen
80 und 90 die beiden phasenverschobenen Komponenten, die jetzt im wesentlichen vom
Sendesignal (25 kHz) befreit sind. Die beiden phasenverschobenen Komponenten werden
jeweils Bandpässen 100 zugeführt, die noch
die verbliebenen 25
kHz-Frequenzanteile in den beiden Komponenten beseltigen.
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Die um 9o0 in Bezug zur anderen Komponente phasenverschobene Komponente
wird einem Schmitt-Trigger 115 zugeführt, der Rechteck-Impulse formt. Dem Schmitt-Trigger
115 ist ein Differenzierer 120 nachgeschaltet, der das differenzierte Signal dem
Steuereingang 125 eines Sample- und Hold-Bausteines 140 zuführt. Die andere, nicht
phasenverschobene Komponente wird nach dem Bandpaß loo einem Verstärker llo zugeführt,
dem ein Begrenzer 130 nachgeschaltet ist. Dieser Begrenzer 130 verstärkt das Signal
in einem festgelegten Amplitudenbereich, das jedoch nicht gesättigt ist, um eine
Ubersteuerung der nachfolgenden Schaltungsstufe zu vermeiden.
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Das Signal wird dann dem Signaleingang 135 des Sample- und Hold-Bausteines
140 zugeführt.
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Der Sample- und Hold-Baustein 140 tastet das am Signaleingang 135
anstehende Signal ab. Es wird immer dann eine "Signalprobe" bzw. eine Abtastung
vorgenommen, wenn am Steuereingang 125 das anstehende Steuersignal des Differenzierers
120 logisch 1 ist. Das am Signaleingang 135 anstehende Signal wird also mittels
der um 900 phasenverschobenen Komponente abgetastet; dies führt dazu, daß lediglich
logische 1- und logische O-Zustände erfaßt werden; es ist damit sichergestellt,
daß nicht an den Flanken des Signals abgetastet wird.
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Das am Ausgang des Sample- und Hold-Bausteines 140 erscheinende Ausgangssignal
145 wird einem Integrator 150 zugeführt, der innerhalb einer vorgegebenen Integrationazeit
das anstehende Ausgangssignal 145 aufintegriert. Wesentlich dabei ist, daß dem Integrator
150 ein Schwellwertschalter 155 nachgeschaltet ist, der das Überschreiten eines
bestimmten, vorgegebenan Spannungawertes des aufintegrierten Spannungssignales feststellt.
Dem Schwellwertschalter 155 ist ein Verstärker 160 nachgeschaitet, der seinerseits
eine Schaitstufe 170 ansteuert. Wird der Schu;ellwertschalter 155 durchgesteuert,
d.h. überschrsitet das aufsummisrte Spannungssignal am Ausgang des Integrators 150
eine vorgegebene Schwelle, dann steuert der Verstärker 160 die Schaltstufe 170 an,
was zu einer Alarmauslösung am Alarmausgang 180 führt.
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Wesentliches merkmal der vorliegenden Erfindung ist, daß aufgrund
der Integration eines abgetasteten Signales die Integrationsechwelle nur dann überschritten
wird, wenn der Sample- und Hold-Baustein 140 ein in den Spannungswerten ungleichförmiges
Signal abtastet. Findet beispielsweise im meßfeld keine Bewegung eines Objektes
statt , dann ist das am Signaleingang 135 anstehende Signal streng periodisch über
eine längere Zeit. Dies bedeutet, daß das um 900 phasenverschobene Signal am Steuereingang
125 des Sample- und Hold-Bausteines 140 abenfalls periodisch ist. Die periodische
Abtastung einer periodischen Funktion führt dann dazu, daß
das
Ausgangssignal 145, das dem Integrator 150 zugeführt wird, genauso viels positivs
wie nsgative Spannungsantsile enthält, so daß innerhalb der Integrationszait eine
vorgsgebene Spannungsschwelle nicht überschritten wird.
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Bewegt sich im Gegensatz zur obenstehenden Beschreibung ein Objakt
im meßfeld, dann wird in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit des Objektes in Bezug
zum Empfänger eins nicht periodische Funktion erzeugt; ebenso steht dann am Signaleingang
135 und am Steuereingang 125 ein nicht periodisches Steusr-und Abtastungssignal
an. Bei dem nichtperiodischen Signal, das am Ausgang des Sample- und Hold-Bausteines
140 erscheint, überwiegen entweder die positiven oderdie negativsn Spannungsanteile.
Überschreitet dann das am Ausgang des Integrators 150 erscheinende integrierte Spannungssignal
einen bestimmten Pegel, so wird Alarm ausgslöst. Wesentlich dabei ist, daß kurzzeitigs
Bewegungen und/oder Bewegungen mit schneller Richtungsumkehr zu keiner Überschreitung
der Integrationsschwelle führen, da die am Eingang des Integrators 150 anstehenden
Spannungsanteile sich zumindest teilweise gegenseitig aufheben.
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Weitere wesentliche merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden anhand eines detaillierten Schaltbildes gemäß der Fig. 2.1 und 2.2 in Verbindung
mit den Diagrammen der Fig. 4.1 bis 4.5 (dem Ssnder in Fig. 3 zugeordnet)und
in
Verbindung mit den Diagrammen der Fig. 5.1 bis 5.18 (dem Empfänger 30 in Fig. 2.1
und Fig. 2.2 zugeordnet) beschrieben.
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Im oberen Teil der Fig. 2.1 ist der piezoelektrische Schwinger XA
dargestellt, dessen empfangenes Echosignal wird einem Vorverstärker T1 zugeführt.
In Fig. 5.1 ist das am Punkt 6 empfangene Echosignal graphisch dargestellt. Dis
Hüllkurve 24 des Echosignals ist dabei durch Schwebungsfrequenzen bedingt, die durch
den Doppler-Effekt zustandekommen. Über den Emitterfolger T2 wird das Signal in
seiner Impsdanz den nachfolgenden Stufen angepaßt. Am Punkt 7 wird das Signal noch
durch die Drossel L1 geglättet. mit den Stufen der Transistoren T2 und T3 ist eine
Filterung und Verstärkung gegeben, die störende Frequenzen ausfiltern sollen. Das
am Punkt 8 sich ergebende Spannungssignal ist in Fig. 2 dargestellt. Das Echosignal
45 wird einer Phasenschieber-Schaltung zugeführt, wobei gleichzeitig eine Austastung
der Frequenzkomponente des Senders erfolgt. Die Phasenverschiebung des Signals erfolgt
über den Kondensator C10. Das über den Widerstand R13 gelangende Signal wird nicht
phasenverschoben. Die Austastung des Sendesignals erfolgt über die Leitung Y1, über
die die Sendefrequenz eingespeist wird. Die Sendefrequenz wird aus dem in Fig. 3
dargestellten Sender am meßpunkt 5 abgeleitet. Die Transistoren T4 und T5 tasten
das Sendesignal aus. mit dem
Widerstands-Kondensatornetzwerk C14,
R18, C16 bzw. C17,R19, C18 sind BAndpässe loo dargestellt, die noch Reste des SEndesignals
entfernen. An den Meßpunkten 9 und lo liegen also jetzt zwei in Bezug zueinander
um 9o0 phasenverschobene Echosignale vor, die von der SEndefrequenz befreit sind.
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Mit den nachgeschalteten Verstärkern IC1 und IC2 werden die Signalspannungen
verstärkt und u.a. auch verbleibende Brummspannungen aufintegriert, so daß sie bei
der nachfolgenden Auswertung nicht mehr stören können. Die Spannungsverläufe an
den Meßpunkten 11 und 12 sind in den Fig. 5.3.1 und 5.3.2 näher dargestellt. Die
Spannungssignale sind identisch, jedoch um 900 zueinander phasenverschoben. Das
nicht phasenverschobene Signal wird auf der Leitung 80 einem weiteren integrierenden
Verstärker zugeführt, der eine noch weitergehende Signalverstärkung vornimmt. Das
am Meßpunkt 14 anstehende Spannungssignal ist in Fig. 5.4.2 dargestellt, während
das um 9o0 phasenverschobene Signal auf der Leitung 9o einem identischen integrierenden
Verstärker zugeführt ist. Dieses Signal ist am Meßpunkt 13 in Fig. 5.4.1 dargestellt.
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Das nicht phasenverschobene Signal wird nach dem IC3 einem Begrenzer
IC4 (130) zugeführt, der mit Hilfe von antiparallel geschalteten Dioden Dl, D2 den
Signalpegel auf + 1,5 Volt anhebt bzw. begrenzt.
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Das um 900 phasenverschobene Signal wird nach dem Meßpunkt 13
einem
Schmitt-Trigger IC 6 (115) zugeführt, der seinerseits einen Differenzierer IC7 (120)
ansteuert. Die Differentation wird durch den Kondensator C26 vorgenommen.
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Im Übergang von Fig. 2.1 auf Fig. 2.2 wird das nicht phasenverschobene
Signal auf der Leitung I dem Signaleingang 135 eines Sample- und Hold-Bausteines
140 zugeführt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Sample- und Hold-Baustein
140 durch einen Transistor T6 realisiert, an dessen Steuereingang das Signal des
meßpunktes 16, d.h. der Ausgang des Differenzierers 120 (Leitung II) anliegt. Das
nicht phasenverschobene Signal wird dann über den Signaleingang 135 mit Hilfe des
Transistors T6 in Abhängigkeit von dem Signal am Steuereingang 125 abgetastet.
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In der Fig. 5.1 ist die Darstellung eines Echosignales gegeben, das
sich ergibt, wenn sich ein Objekt m mit der Geschwindigkeit F um die Strecke s innerhalb
des meßfeldes von dem Punkt a zum Punkt b bewegt. In der Fig. 5.6 ist ein ähnlicher
Fall dargestellt, nur bewegt sich hier das rneßobjekt m mit einer anderen Geschwindigkeit.
In Fig. 5.8 ist das sich am meßpunkt 17 ergebende Signal dargestellt. Dieses Signal
unterscheidet sich von den Signalen der Abbildungen 5.5 und 5.6 nur um die Phasenverschiebung
von 900.
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In den Abbildungen der Fig. 5.7.1 und 5.7.2 sind die
Verhältnisse
vor und nach dem Differenzierer 120 dargestellt.
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Aus dem am Ausgang des Schmitt-Triggers 115 (IC6) anstehenden Digital-Signals
werden durch den Differenzierer 120 Nadelimpulse (meßpunkt 16) gebildet.
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In Fig. 5.8 (meßpunkt 17) ist die durch die Nadelimpulse der Fig.
5.7.2 abgetastete Kurve dargestellt. Es sai darauf hingewiesen, daß die Zeitachsen
der Abbildungen nicht übereinstimmen; insbesonders ist die Zeitachse der Fig. 5.9,
die nachfolgsnd besprochen wird, wesentlich länger als die Zeitachse der Fig. 5.8.
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Das am Ausgang des Sample- und Hold-Bausteines erscheinende Ausgangssignal
145 ist in Fig. 5.9 (meßpunkt 18) dargestellt.
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In der oberen Hälfte der Abbildung ist die Kurvenform gezeigt, die
sich ergibt, wenn sich ein msßobiekt m in Richtung auf den Empfänger mit veränderlicher
Geschwindigkeit zubswsgt.
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In der unteren Hälfte der Abbildung der Fig. 5.9 ist der gleiche Fall
gezeigt, wenn sich das iYießobjekt m vom Empfänger mit veränderlicher Geschwindigkeit
fortbewegt.
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Diese treppenförmige Signalform wird von dem Integrierer 150 (IC8)
aufintegrisrt, wobei sich dann am Ausgang des Integrators 150 am Meßpunkt 19 eine
in Fig. 5.10 dargestellte Kurvenform ergibt, wenn sich einmal das meßobjekt auf
den Empfänger zubewegt und zum anderen, wenn sich das meßobjekt
vom
Empfänger fortbewegt. Die Integrationszeitkonstante des Integrators wird durch den
Kondensator C30 bestimmt und durch den Kondensator C29. Die abfallende Kurve, d.h.
die von einem maximalwert auf den Nullpunkt zurückgehende Spannung wird durch die
Entladungszeitkonstante des Kondensators C27 bedingt.
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Dem Integrator 150 (IC8) sind zwei verschieden polarisierte Schwellwertschalter
155 nachgeschaltet. Der Schwellwertschalter, der aus dem IC9 gebildet ist, gibt
dem Integrator 150 eine positive Spannungsschwells vor, bei deren Überschreitung
der Schwellwertschalter IC9 durchschaltet (siehe Abbildung 5.11 in Vergleich zu
5.12). Der aus dem IC10 gebildete Schwellwertschalter gibt dem Integrator 150 eine
negative Spannungsschwelle vor, bei deren Überschreitung der Schwellwertschalter
IC10 durchgeschaltet wird (vgl.
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Abbildung 5.13 und Abbildung 5.14).
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Die Ausgangssignals der Schwellwertschalter 155 an den meßpunkten
20 und 21 werden einem Verstärker IC11 zugeführt, der entsprechend des Integratorsignales
am meßpunkt 19 eine in Abbildung 5.16 dargestellte Kurvenform erzeugt. Dies bedeutet,
gemäß der Kurvenform in Fig. 5.16, daß eine Vorwärts-und Rückwärts-Bewegung eines
meßobjektes in Bezug zum Empfänger bei der Alarmauslösung gleichrangig behandelt
wird.
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Der Verstärker IC11 stsuert eine Schaltstufs an, die ihrerseits ein
Relais ansteuert, das dann dan Alarm auslöst. Die am Relais (Meßpunkt 23) anstehende
Kurvenform ist in Fig.
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5.17 dargestellt. Der Verstärker IC11 steuert parallel eine Leuchtdiode
D6 an, deren Signalspannung in Abhängigkeit vom Schaltzustand in Fig. 5.18 dargestellt
ist. Die Leuchtdiode D6 zeigt vorteilhaft bei Montage- und Service-Gelegenheiten
den Schaltzustand des Alarmgebers an. Wesentlich dabei ist, daß die Ansprechachwelle
der Schwellwertschalter 155 durch Hinzufügen oder Kurzschließen von Dioden, die
in Serie zu den Dioden D4, D5 geschaltet sind, möglich ist. Ebenso ist die Integrationszeitkonstante
des Integrators einstellbar, indem die Kapazität des Kondensators C3O veränderlich
ist.
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Auf diese Weise können die Parameter, welche die Auslössschwelle derAlarmaniage
bestimmen, beliebig eingestellt werden.
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Der Übersichtlichkeit halber ist in Fig. 3 noch das Schaltbild des
Senders dargestellt. Des Schaltbild zeigt eine Oszillatorschaltung mit dem piezoelektrischen
Schwinger X2.
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Die am meßpunkt 1 anstehende Kurvenform ist in der Abbildung Fig.
4.1 dargestellt, während das durch den Transistor TB mit Hilfe der Vorspannung U-gskappts
Signal am meßpunkt 2 in Fig. 4.2 dargestellt ist. Fig. 4.3 bis Fig. 4.5 zeigen die
Spannungsverläufe an den meßpunkten 3 bis 5. Wesentlich ist, daß am meßpunkt 5 ein
Sendesignal ausgekoppelt wird das
über den Eingang #1 dem Empfänger
zugeführt wird und dort zur Austastung des Sendesignals in der ffiischstufa 70 verwendet
wird.
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Patentansprüche