DE2432000C3

DE2432000C3 - System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere in einem Differential-OMEGA-System

Info

Publication number: DE2432000C3
Application number: DE2432000A
Authority: DE
Inventors: Georges Nantes Nard (Frankreich)
Original assignee: D'ETUDES RECHERCHES ET CONSTRUCTIONS ELECTRONIQUES SERCEL CARQUEFOU (FRANKREICH) Ste
Current assignee: D'ETUDES RECHERCHES ET CONSTRUCTIONS ELECTRONIQUES SERCEL CARQUEFOU (FRANKREICH) Ste
Priority date: 1973-07-03
Filing date: 1974-07-03
Publication date: 1980-06-04
Also published as: JPS5071287A; FR2236187A1; JPS5899773A; AU7048674A; CA1038481A; JPS5817434B2; DE2432000A1; US3997902A; SE395967B; GB1480490A; JPH025275B2; SE7408695L; FR2236187B1; DE2432000B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere in einem Differential-OMEGA-System, mit mindestens einer Referenz-Sendestation, welche die Phasenkorrekturwerte in zeitmultiplexer, mit dem Format des Navigationssystems synchroner Weise als Modulation einer Trägerschwingung überträgt, wobei die übertragenen Phasenkorrekturwerte durch die Phasendifferenzen zwischen den Phasen der von mehreren Hauptsende-Stationen empfangenen Signalen und den theoretischen Werten dieser Phasen festgelegt sind und die Modulation eine Phasenmodulation mit geringem Modulationsindex und mit einer linearen Abhängig-

keit zwischen Phasenkorrekturwerten und Phasenhub ist, nach Patent 22 22 735.

Ein ähnliches System ist durch die Zeitschrift IEEE Transactions AES-4 (1968) 4 (Juli), Seiten 494 bis 498 bekanntgeworden. Bei diesem Sysiem werden die die Phasenkorrekturwerte in Form von Polynomkoeffizienten von jeder KorrektiirphaL-ü übertragen. Die Übertragung der Koeffizienten erfolgt breitbandig mit multiplexen Analogsignalen. Demgegenüber ist durch die Wahl der Modulation nach dem Hauptpaten', eine Übertragung mit sehr schmalem Frequenzband möglich.

Durch die DE-OS 19 34 960 ist es bekanntgeworden, Funkfeuer als Hauptsendestationen für ein Navigationssystem der genannten Art zu verwenden und im Zusammenhang mit einer Referenzstation Phasenkorrekturwerte bezüglich dieser Hauptstationen zur mobilen Station zu übertragen

Die Verwendung eines Differentialmodus bei einem Radionavigationssystem erforde-t bekanntlich die zusätzliche übertragung von Projektionsphasenwerten, weiche durch die Differenz des an einem Ort empfangenen Phasenwertes und des entsprechenden theoretischen Phasenwertes festgelegt ist. Der an einem Ort herrschende theoretische Phasenwert ist derjenige, der innerhalb eines theoretischen Netzes von Positionslinien eine stationäre und reziproke Entsprechung mit der geographischen Position dieses Punktes erfüllt. Der empfangene Phasenwert ändert sich in zeitlicher Hinsicht auf komplexe Weise gegenüber dem theoretischen Phasenwert, wodurch bezüglich der reziproken Entsprechung witterungsabhängige Fehler auftreten. Es ergibt sich somit, daß die Kenntnis von übertragenen Korrekturwerten erheblich die witterungsabhängigen Fehler verringert.

Diese differentielle Verwendung ist jedoch nur in einem gewissen Bereich in der Nähe des gewählten Ortes gültig. Es ist demzufolge wünschenswert, daß die zusätzliche Übertragung sich auf diesen Bereich erstreckt, und zwar unabhängig von der Art des Empfängers des Radionavigationssystems, welcher an diesem Orte verwendet wird.

Aus diesem Grund muß eine große Anzahl von zusätzlichen Übertragungen vorgesehen sein, falls über große Entfernungen das Radionavigationssystem im differentiellen Modus verwendet werden soll. In Küstenbereichen ist es dabei vorteilhaft, daß die zusätzliche Übertragung von Korrekturphasenwerten zahlenmäßig genügend hoch ist, um entlang der Küsten das Radionavigationssystem im differentiellen Modus zu verwenden, wobei wunschgemäß eine Erhöhung der Positionsgenauigkeit erreicht wird.

Je nach Anwendungsfall können die Empfänger des Radionavigationssystems für den Empfang der Korrekturwerte sehr einfach aufgebaut sein oder für höchste Genauigkeit ausgelegt sein. Dabei erscheint es notwendig, daß derselbe Empfänger für Korrekturwerte für große Entfernungen verwendbar ist, um die Gesamtheit dieser zusätzlichen Übertragungswerte empfangen zu können, ohne daß dabei für den Benutzer komplizierte Bedienungsschritte notwendig sind. Dies bedeutet, daß für ^¹. o.samtheit der zusätzlichen Übertragung von Korrekturphasenwerten eine Normalisation vorhanden sein muß.

Jede Send^station für Korrekturwerte muß demzufolge für ein^n bestimmten Bereich eine allgemeine Ausstrahlung besitzen, welche für Empfänger einfacher Bauweise bis zu Empfängern hoher Genauigkeit gültig ist. Eine große Anzahl voij derartigen Sendestationen muß dieses Kriterium erfüllen, um gleichzeitig eine hohe Normalisation der Verwendung und andererseits eine hohe Genauigkeit zu erlauben.

Bei Verwendung eines OMEGA-Systems sind acht Sendestationen vorgesehen, um die ganze Erde zu umspannen, wobei der Abstand zwischen den einzelnen Sendestationen in der Größenordnung von 8000 km liegt. Entsprechend den derzeitigen Schätzungen beträgt die Reichweite der Sendestationen für Korrekturwerte höchstens einige hundert Kilometer. Dies bedeutet, daß die Anzahl für Sendestationen für Korrekturwerte wesentlich höher sein muß. Im Hinblick auf den herrschenden Wellensalat im Äther erweist sich die Zuordnung von Frequenzen mehr und mehr schwierig, selbst im Hinblick auf die technischen Erfordernisse, welche sich bei einer differentiellen Radionavigation notgedrungenermaßen ergeben. Es erscheint demzufolge schwierig, daß neue Radiokanäle dieses Problem lösen können, weil wahrscheinlich immer mehr Sendestationen für Korrekturwerte vorgesehen werden müssen, wodurch die zugeordneten Kanäle sehr schnell überfüllt werden. Es erscheint ferner einleuchtend, daß der Großteil der bereits vorgesehenen Kanäle nicht mit den Anforderungen für die zusätzliche Übertragung von Korrekturwerten kompatibel sind. Die generellen Anforderungen sind nämlich die Übertragung für vorgegebene Bereiche und die Normalisation für eine große Anzahl von verschiedenen Übertragungen mit hoher Genauigkeit.

Es ist demzufolge Ziel der Erfindung, ein System der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, mit welchem die Übertragung von Korrekturwerten mit geringerem Aufwand und ausreichender Güte möglich ist.

Erfindungsgemäß wird dieses Ziel dadurch erreicht, daß zur Übertragung der Phasenkorrekturwerte Navigationsfunkfeuer verwendet werden.

Das System ist zweckmäßig so aufgebaut, daß bei einer Kette von Navigationsfunkfeuern, die in an sich bekannter Weise nacheinander mit verschiedenen Kennungen senden, ein Funkfeuer der Kette als Hauptstation ausgebildet ist und in einem freien MuI-tiplexsegment eine Referenzphase überträgt, daß die dazugehörigen Untersendestationen während dieses Multiplexsegments die radiometrische Trägerschwingung demedulieren und filtern, die Referenzphase empfangen und extrahieren und daß anschließend der Vorgang der Phasenmodulation auf der anderen

so Schwingung mit einem anderen niederfrequenten muitiplexen Phasenkorrektursignal unter Verwendung der Referenzphase durchgeführt wird, worauf die Abläufe der Wiedergewinnung und Anbringung der Phasenkorrekturen auf der somit phasenmäßig modulierten anderen Trägerschwingung durchgeführt werden.

Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird ein Navigationsverfahren für den differentiellen Modus bei einem sequentiellen Radionavigationssystem mit Phasenempfang verwendet. Auf der Sendeseite wird eine Trägerschwingung, welche bezüglich der Radiogoniometrie amplitudenmoduliert ist, zusätzlich phasenmoduliert, wobei diese Phasenmodulation mit Hilfe eines niederfrequenten Multiplexsignals für Phasenkorrekturwerte durchgeführt wird. Der Phasenwert steht dabei linear und aufeinanderfolgend mit den Phasenkorrekturwerten in Beziehung, so daß jede Phasenkorrektur im wesentlichen gleichzeitig mit dem

entsprechenden Phasenwert auftritt. Im Bereich des eine bekannte Bauweise aufweisenden Empfängers des sequentiellen Radionavigationssystems wird dieses Signal empfangen und durch Filterung sowie Demodulation das multiplexe Signal für Korrekturwerte wiedergewonnen. Durch Verwendung der in dem multiplexen Signal für Korrekturwerte enthaltenen Phasenkorrekturen bezüglich der empfangenen Phasenwerte kann für jeden Phasenwert die entsprechende Korrektur des Phasenwerts durchgeführt werden.

Bei der Trägerschwingung für die Radiogoniometrie mit Amplitudenmodulation handelt es sich um ein von einem Funkfeuer ausgesandtes Signal. Je nach den besonderen Anwendungsfäiien gibt es verschiedene Arten von Funkfeuersignalen. Die Flugzeugfunkfeuer arbeiten bekanntlich in einem Frequenzband zwischen 315 und 405 kHz. Dabei wird eine wiederholte Aussendung vom Typ A₁ verwendet, wobei die Trägerschwingung unter Verwendung eines Identifikationskodes, beispielsweise einigen Buchstaben des Morsealphabetes, während 4 Sekunden an- und ausgeschaltet wird, worauf eine kontinuierliche Aussendung während 30 Sek. stattfindet. Bei den maritimen Funkfeuern wird ein Frequenzband zwischen 285 und 315 kHz verwendet. Obwohl einige derselben eine Aussendung des Typs A₁ besitzen, verwendet doch der Großteil unter denselben eine Aussendung gemäß Typ A₂. Die Trägerschwingung wird amplitudenmäßig mit einem niederfrequenten konstanten Signal moduliert, welches für das Funkfeuer ähnlich wie beim Signal des Typs A₁. Während der Dauer einer Signalübertragung von 1 Min. ergibt sich somit folgende Signalzusammensetzung: Wiederholung des Identifikationskodes während 15 Sek., kontinuierliche Übertragung eines modulierten Signals während 40 Sek., Wiederholung des Identifikationskodes und Übergang während 5 Sek. Bestimmte Funkfeuer senden kontinuierlich, indem der Zyklus sofort wieder wiederholt wird. In den meisten Fällen bilden jedoch Funkfeuer Gruppen von mehreren Stationen - beispielsweise zwei oder sechs.

Im letzteren Fall kommt im Rahmen der Erfindung die folgende Variante zum Tragen: Ein Betrieb mit Phasenmodulation wird für ein erstes Funkfeuer mit einem Signal durchgeführt, welches mit Phasenkorrekturwerten multiplexiert ist, bei weichen wenigstens ein bezüglich der Multiplexierung bekanntes Segment in Bezug steht zu seiner Referenzphase, während welcher der Phasenwert unveränderlich ist und somit wahrend dieses bekannten Segments nicht linear von den Phasenkorrekturwerten abhängt.

Die aufeinanderfolgenden Phasenkorrekturwerte werden in diesem Fall im Hinblick auf diese Referenzphase eingeführt. Für einen Korrekturphasenwert von Null besitzt somit das multiplexierte Signal den Referenzphasenwert.

Bei einer anderen Unterstation der Funkfeuergruppe wird die Trägerwelle demoduliert und gefiltert, wodurch während des bekannten Segments die Referenzphase extrahiert wird. Man wiederholt daraufhin denselben Vorgang der Phasenmodulation für die Welle des zweiten Funkfeuers mit einem anderen multiplexierten Signal der Phasenkorrekturwerte, welches dieselbe niedere Frequenz besitzt und welches so beeinflußt wird, daß dieselbe Referenzphase auftritt. Im Bereich des Empfängers des sequentiellen Radionavigationssystems werden die Empfangsabläufe und das Anbringen der Phasenkorrekturwerte unabhängig bezüglich der Trägerschwingungen durchgeführt, welche aufeinanderfolgend von den verschiedenen Stationen der Funkfeuergruppe abgegeben werden.

In sehr vorteilhafter Weise wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung beim Empfang der Korrekturwerte eine schmalbandige Filterung des oder der niederfrequenten Korrektursignale durchgeführt,

ίο wobei eine Durchführung einer Phasenkorrektur verhindert wird, sobald das gefilterte Signal eine unterhalb eines Schwellwertes liegende Amplitude erreicht. Vorzugsweise wird bei der Durchführung der Phasenkorrektur gemäß der Erfindung für jeden zu korrigierenden Phaserrwert eine Zeitkonstante für die Aufrechterhaltung eines bestimmten Wertes oberhalb einer Minute, vorzugsweise im Bereich von 10 Minuten, gewählt, wobei diese Zeitkonstante unterschiedlich gegenüber der Einstellungszeitkonstante für die Korrekturwerte ist, welche vorzugsweise eine kürzere Dauer aufweisen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm einer gemäß der Erfindung aufgebauten Funkfeuerstation, welche eine kodierte Schwingung mit oder ohne Amplitudenmodulation aussendet,

Fig. 2 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise der Erfindung in Verbindung mit sechs Funkfeuern, welche Schwingungen des Typs A₂ aussenden, wobei zwei Unterstationen in bezug auf eine Hauptstation synchronisiert sind, demzufolge drei Stationen aufeinanderfolgend Korrektursignale des Typs »Omega-Differential« auf derselben Trägerschwingung aussenden können,

Fig. 3 ein Blockdiagramm einer Funkfeuer-Unterstation bei einer Funkfeuergruppe gemäß Fig. 2,
Fig. 4 ein schematisches Blockdiagramm eines in dem erfindungsgemäßen System arbeitenden Empfängers,

Fig. 5 ein schematisches Diagramm der an verschiedenen Punkten des Empfängers von Fig. 4 auftretenden Wellenformen,

Fig. 6 ein schematisches Blockdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform eines in dem erfindungsgemäßen System arbeitenden Empfängers, und Fig. 7 ein schematisches Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform eines in dem erfindungsgemäßen System arbeitenden Empfängers.

Im Hinblick auf die folgende Beschreibung sei generell angenommen, daß der bestimmte Ort, für welchen die auf einer Trägerschwsngung übermittelten Korrekturwerte festgelegt sind, im wesentlichen mit dem Ort der Funkfeuerstation zusammenfällt, welcher diese Trägerschwingung aussendet.

In Fig. 1 zeigt der rechte Teil die bekannten Elemente einer Funkfeuerstation, welche eine andauernde Schwingung des Typs A₁ oder A₂ aussendet.

Eine derartige Station besitzt einen Taktgenerator 110, welcher so ausgebildet ist, daß er ebenfalls dem Kode des Funkfeuers entsprechende digitale Zustände einnimmt, welche gewissen Buchstaben des Morsealphabets entsprechen. Die Buchstaben des

Morsekodes sind so ausgelegt, daß sie mit dem menschlichen Ohr bei der Bestimmung der zur Radiogoniometrie verwendeten Trägerschwingung verständlich sind. Die Größenordnung der Dauer von

Strichen und Punkten des Morsekodes liegt somit zwischen einem Zehntel und einer Sekunde. Dieser Morsekode wird direkt als Steuersignal mit den Werten Null und 1 dem Leistungsverstärker 112 des Funkfeuers zugeführt. Wenn das Funkfeuer eine lineare Amplitudenmodulation besitzt, d. h. vom Typ A₂ ist, ist zusätzlich ein Amplitudenmodulator 111 vorgesehen, welcher in Fig. 1 gestrichelt umrandet dargestellt ist. Hierdruch sei angedeutet, daß es sich dabei um eine Variante handelt. Der Amplitudenmodulator 111 gibt in Abhängigkeit des Taktgenerators 110 ein Signussignal vorgegebener Frequenz zwischen 300 und 1000 Hz ab. Dieses Signal wird als Steuersignal für eine Amplitudenmodulation dem Leistungsverstärker 112 zugeführt. Dabei erscheint es einleuchtend, daß dieser Leistungsverstärker 112 nur sehr geringfügig abgeändert werden muß, falls die Trägerschwingung zusätzlich sinusförmig amplitudenmoduliert wird.

Bei einem Funkfeuer bekannter Bauweise wird dem Leistungsverstärker 112 direkt als Eingangssignal das Ausgangssignal eines nicht dargestellten Frequenzgenerators zugeführt. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung weist jedoch das Funkfeuer zusätzlich einen Empfänger 120 (nachfolgend OMEGA-Empfänger genannt) und eine dazugehörige Empfangsantenne 121 auf. Dieser OMEGA-Empfänger 120 ist vorzugsweise mit einem Oszillator versehen, welcher entsprechend der Universalzeit gesteuert ist, die gemeinsam durch die verschiedenen Sendestationen des Radionavigationssystems festgelegt ist. Ein derartiger Empfänger ermöglicht die Durchführung einer Radionavigation im kreisförmigen Modus in bezug auf eine einzige Sendestation des OMEGA-Systems.

Im vorliegenden Fall ist jedoch der Empfänger fest eingestellt. Demzufolge gibt er einzig und allein ein Signal von 1 kHz mit einer Referenzphase ab, welche gegenüber der Universalzeit und den empfangenen Phasen bezüglich vier Hauptsendestationen synchronisiert ist, wobei die vier Sendestationen im allgemeinen mit dem Index M und einzeln mit a, b, c und d gekennzeichnet sind. Diese empfangenen Phasen werden bei dem 1-kHz-Signal in bezug auf die Referenzphase ausgedrückt. Die Phasen selbst werden mit dem Buchstaben φ bezeichnet. Als Index wird, wie bereits erwähnt, der Buchstabe M bzw. die Werte a,

b, c und d verwendet, wenn es sich um Wellen des Radionavigationssystems handelt, die von den Stationen mit denselben Indizes ausgesandt werden. Der Index »ref« gibt jedoch an, daß es sich um die Referenzphase handelt.

Alle diese einzelnen Phasen, welche als 1-kHz-Signale von dem OMEGA-bmpfänger 120 abgegeben werden, werden einem Multiplexer 122 zugeführt. Der OMEGA-Empfänger 120 gibt an den Multiplexer 122 ebenfalls OMEG Α-Signale ab, welche örtlich Zeitintervalle definieren, während welcher die Stationen a, b, c und d Basisfrequenzsignale abgeben, welche innerhalb des OMEGA-Empfängers 120 die empfangenen Phasen φ_Μ abgeben, wobei M = a, b, to

c, d ist. Der Multiplexer 122 empfängt fernerhin Phasenwerte φ'_Μ., welche theoretischen Phasenwerten entsprechen, die für die Basisfrequenz und die Sendestationen a, b, c und d des OMEGA-Systems festgelegt sind. _b5

Am Ausgang des Multiplexers 122 wird demzufolge ein multiplexes Signal abgegeben, welches eine Frequenz von 1 kHz aufweist. Entsprechend dem OMEGA-Format entspricht sein Phasenwert aufeinanderfolgend in linearer Weise der Differenz der von dem OMEGA-Empfänger 120 empfangenen Phasenwerten φ_Μ und den dem Multiplexer 122 zugeführten theoretischen Phasenwerten <p_M für die Sendestationen M = a, b, c und d.

Da das OMEG Α-System in seiner Gesamtheit acht Hauptsendestationen aufweist, und nur vier von denselben eine Übertragung von Korrektursignalen durchführen - die anderen sind im Hinblick auf einen vorgegebenen Ort im allgemeinen schlecht empfänglich - verbleiben mehrere Segmente des OMEGA-Formats, um innerhalb des Multiplexers 122 Referenzsignale herzuleiten. Zu diesem Zweck wird eines der freien Segmente, welches als Referenzsegment bezeichnet wird, für diesen Zweck herangezogen.

Das multiplexe Signal des Multiplexers 122 wird daraufhin einem Frequenzumsetzer 123 zugeführt, welchem eine Uberlagerungsfrequenz zugeführt wird, um die Frequenz des multiplexen Signals auf 20 Hz abzusenken. Das auf diese Weise gebildete 20-Hz-Signal wird als niederfrequentes Multiplexsignal für die Phasenkorrekturen bezeichnet, welches eine Phase besitzt, die linear und aufeinanderfolgend den Phasenkorrekturen entspricht. Das Überlagerungssignal, welches eine Frequenz von 980 oder 1020 Hz aufweisen kann, wird von einem Frequenzgenerator 124 oder noch besser von dem OMEGA-Empfänger selbst abgegeben, wie dies in Verbindung mit Fig. 3 noch beschrieben wird. Der Frequenzgenerator 124 gibt im übrigen noch das Trägersignal der Funkfeuerstation ab, welches einem linearen Phasenmodulator 125 zugeführt wird, dem als Modulationssignal das multiplexe Korrektursignal mit einer Frequenz von 20 Hz zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Phasenmodulators 125 wird dem Leistungsverstärker 112 der Funkfeuerstation zugeführt, welcher mit einer Sendeantenne 113 verbunden ist.

Die Sendeantenne 113 strahlt demzufolge ein Trägersignal aus, welches amplitudenmäßig einerseits im Aus-An-Modus mit einem Kode des Morsealphabets moduliert ist, während andererseits zusätzlich unter Umständen eine lineare Amplitudenmodulation mit einem sinusförmigen Signal vorgesehen ist. Die Gesamtheit der Amplitudenmodulation legt die Identität der Funkfeuerstation fest. Weitere Einzelheiten der Station sind in der Hauptanmeldung, der DE-OS 2222735, beschrieben. Der im Rahmen der vorliegenden Erfindung verwendete Empfänger (OMEGA-Empfänger) 120 kann dabei entsprechend dem Empfänger 1 von Fig. 1 der erwähnten Patentanmeldung ausgebildet sein. Der Multiplexer 122 besteht hingegen aus den Kreisen 21 und 22 der erwähnten Patentanmeldung. Der Frequenzumsetzer 123 besteht hingegen aus den Kreisen 23 und 24 der erwähnten Patentanmeldung. Der Phasenmodulator 125 ist schließlich entsprechend dem Kreis 125 von Fig. 1 und 3 der erwähnten Patentanmeldung ausgebildet.

Gemäß Fig. 1 wird der Taktgenerator 110 mit Hilfe des Referenzsignals des Empfängers 120 synchronisiert, welcher wiederum gemäß der Universalzeit der Hauptsendestationen synchronisiert ist. Diese Synchronisation erfolgt beispielsweise mit Hilfe eines alle zehn Sekunden auftretenden Impulses. Auf diese Weise kann auf optimale Weise der Funkfeuerkode in bezug auf die Reihenfolge der Aussendungen des Basis-OMEGA-Systems zeitlich eingestellt werden.

Fig. 2 zeigt eine Gruppe von sechs Funkfeuersendestationen, welche mit römischen Zahlen I bis VI bezeichnet sind. Diese Stationen senden der Reihe nach eine Trägerschwingung mit derselben Frequenz aus, wobei eine Amplitudenmodulation des Typs A₂ vorgesehen ist. Gemäß der Erfindung ist eine der Stationen - beispielsweise die Station I - entsprechend der in Fig. 1 dargestellten Art und Weise ausgelegt, mit der Ausnahme, daß zusätzlich ein Taktgenerator vorgesehen ist, welcher das Aussenden entsprechend ι ο einer vorherbestimmten Reihenfolge erlaubt. Der in Fig. 2 dargestellte OMEGA-Empfänger 210 entspricht dabei dem linken Teil von Fig. 1, welcher zusätzlich eine Kodierung und Modulation vornimmt. Die in Fig. 2 dargestellte Sendestation 211 entspricht hingegen dem rechten Teil von Fig. 1, wobei zusätzlich der Taktgenerator vorgesehen ist. Diese Station dient als Hauptstation, weil sie die allgemeine Referenz im Hinblick auf die Phase des 20-Hz-Signals für alle anderen Stationen der Gruppe festlegt. Diese Referenzphase des 20-Hz-Signals wird innerhalb des OMEGA-Empfängers 210 festgelegt. Die Stationen II, IV und VI bestehen einzig und allein aus Funkfeuersendern, welche die Bezugszeichen 22, 24 und 26 besitzen. Die Stationen III und V bestehen, wie die Station I, aus einem OMEGA-Empfänger 230 bzw. 240, sowie einer Funkfeuersendestation 331 bzs. 341. Zusätzlich sind Synchronisationsempfänger 232 bzw. 242 vorgesehen, welche die Synchronisation im Hinblick auf die Referenzphase des 20-Hz-Signals durchführen.

Die Station I spielt somit die Führungsrolle und kann mit der Anordnung von Fig. 1 identifiziert werden, mit der einzigen Ausnahme, daß zusätzlich ein Taktgeber vorgesehen ist, welcher ebenfalls bei den Unterstationen vorgesehen ist. Diese Unterstationen III und V sind etwas komplizierter aufgebaut. Die Station III soll im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben werden.

Fig. 3 zeigt auf der rechten Seite die Kreise 310, 311, 312 und die Antenne 313, welche analog den Kreisen 110 bis 113 von Fig. 1 ausgebildet sind. Obwohl die Verbindung nicht direkt dargestellt ist, so ist doch der Taktgeber 310 mit Hilfe des OMEGA-Empfängers 320 synchronisiert. Diese Synchronisation erfolgt vorzugsweise mit Hilfe eines Reihenfolge-Taktgebers 314, welcher alle 10 Sekunden der Universalzeit von dem OMEGA-Empfänger 320 über eine nicht dargestellte Leitung einen Impuls empfängt. Der Reihenfolge-Taktgeber 314 legt jeweils die Minute der Universalzeit fest, weiche der betreffenden Sendestation zugeordnet ist. Der Reihenfoige-Taktgeber 314 wirki ähnlich wie der Taktgeber 310 auf den Leistungsverstärker 312, um damit die Aussendung zu bewirken bzw. zu unterbinden. Der S5 OMEGA-Empfänger 120 kann ähnlich wie der OMEGA-Empfänger 112 von Fig. 1 ausgebildet sein. Der Multiplexer 322 entspricht dem Multiplexer 122, ist jedoch detaillierter dargestellt, weil die auf die theoretischen Phasenwerte ansprechenden Phasen- ω schieber, wie der Phasenschieber 3221, gesondert dargestellt sind. In gleicher Weise sind die eine Multiplexierung durchführenden Schalter dargestellt, welche von den OMEGA-Signalen M= a, b, c, d, ref gesteuert sind. b5

Der Frequenzumsetzer 323 erhält gemäß Fig. 3 das Ausgangssignal eines Synthetisierkreises 3235, um damit - ausgehend von einem Signal mit 1000 Hz ein Signal mit 1020 Hz auf dem Referenzkanal des OMEGA-Empfängers 320 zu bilden. Das Ausgangssignal des Frequenzumsetzers 323 wird über einen Phasenschieber 326 einem Phasenmodulator 325 zugeführt. Dieser Phasenmodulator 325 erhält ebenfalls das Trägerfrequenzsignal eines Frequenzgenerators 324. In Fig. 3 sind ebenfalls in gestrichelten Linien die Innenkreise eingezeichnet. Diese Kreise sind in den Unterstationen, nicht jedoch in der Hauptstation vorgesehen. Man erhält demzufolge ebenfalls das elektrische Schaltschema der Hauptstation, indem in Fig. 3 die gestrichelt umrandeten Blöcke weggelassen werden. In diesem Fall muß jedoch eine direkte Verbindung zwischen dem Frequenzmuster 323 und dem Phasenmodulator 325 vorgesehen werden. Innerhalb einer Unterstation ist ebenfalls ein Synchronisationsempfänger 331 vorgesehen. Er erhält das multiplexe Signal der Phasenkorrekturwerte mittels eines gewöhnlichen Phasenkorrekturwertempfängers gemäß der Erfindung, so wie dies beispielsweise in Fig. 6 noch genauer beschrieben wird. Er gibt jedoch nur ein Ausgangssignal während des Referenzsegments ab, welches von dem OMEGA-Empfänger 320 festgelegt ist. Das Ausgangssignal des Synchronisationsempfängers 331 besteht demzufolge während des Referenzsegments aus einem reinen Frequenzsignal mit 20 Hz, dessen Phase im wesentlichen der Referenzphase des Trägers von 20 Hz der Hauptstation entspricht.

Bei dem Phasenschieber 326 handelt es sich um einen Speichertyp. Die Steuerung der Phasenverschiebung erfolgt mit Hilfe eines Phasenverstärkers 327, welcher an seinem Eingang nur auf eine Phasenverschiebung anspricht, die während des Referenzsegments als Steuersignal zugeführt ist. Der am Eingang des Phasenverstärkers 327 vorhandene Phasenunterschied wird durch einen Phasendiskriminator 328 festgelegt, welcher die Phase des Synchronisationsempfängers 331 mit der am Ausgang des Phasenschiebers 326 auftretenden Phase vergleicht. Diese beiden Signale weisen eine Frequenz von 20 Hz auf. Der Vergleich wird während des Referenzsegments durchgeführt, währenddessen der Phasenwert am Ausgang des Phasenschiebers 326 dem Referenzphasenwert des OMEGA-Empfängers 320 der Unterstation III entspricht. Der zuletzt genannte Phasenreferenzwert kann sich von jenem des OMEGA-Empfängers der Hauptstation I unterscheiden, wobei jedoch diese zuletzt genannte Referenzphase genau am Ausgang des Synchronisationsempfängers 331 auftritt.

Es ist einleuchtend, daß der Phasendiskriminator 328 die Differenz zwischen zwei Referenzphasen an den Phasenverstärker 327 abgibt, welcher seinerseits auf den Phasenschieber 326 einwirkt, um diese Differenz auf Null zu reduzieren. Auf diese Weise werden die Phasenwerte der 20-Hz-SignaIe für die Funkfeuerstation I, III und V einander angeglichen. Die Referenzphasen sind demzufolge dieselben. Gleichzeitig ist der Steigungskoeffizient der linearen Funktion, weiche die Phasenkorrekturen mit den multiplexen Phasensignalen für die Korrekturwerte verbindet, für alle diese Stationen identisch.

Die OMEGA-Empfänger 320 innerhalb der Funkfeuerstationen besitzen eine Frequenz hoher Genauigkeit. Demzufolge ist die Phasenabweichung der Frequenz von 20 Hz zwischen zwei Empfängern dieser Art gering. Daraus kann abgeleitet werden, daß die Servowirkung durch die Kreise 326 bis 328 während

des Referenzsegments nicht sehr groß sein muß, um diese Abweichung der Phase zu kompensieren.

Im folgenden sollen nunmehr verschiedene Phasenkorrekturempfänger für differentielle OMEGA-Systeme beschrieben werden. Im Hinblick auf eine möglichst klare Darstellung sind in den Fig. 4, 6 und 7 jeweils die OMEGA-Empfänger mit Hilfe einer strichpunktierten Linie von dem Phasenkorrekturwertempfänger getrennt, wobei der OMEGA-Empfänger jeweils oberhalb dieser strichpunktierten Linie liegt. Die Trennung kann jedoch nicht vollkommen sein, weil die von dem Phasenkorrekturwertempfänger abgegebenen Korrekturwerte den von den OMEGA-Empfängern erhaltenen Phasenwerten zugeführt werden.

Bei der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform erfolgt der Empfang und die Zuführung der Phasenkorrekturwerte entsprechend einer ersten Art, bei welcher das multiplexe Phasenkorrektursignal innerhalb eines Korrekturempfängers empfangen und direkt ohne Demultiplexierung dem abgeleiteten Signal innerhalb des OMEGA-Empfängers den empfangenen Signalen mit der Basisfrequenz des Radionavigationssystems zugeführt wird. Diese Möglichkeit ergibt sich aufgrund der Tatsache, daß das Format des eine 'Frequenz von 20 Hz aufweisenden multiplexen Pha- :senkorrektursignals dasselbe ist wie das die Basisfrequenz besitzende Sendeformat des OMEGA-Systems.

Gemäß Fig. 4 ist zu diesem Zweck eine Empfängerstufe 410 vorgesehen, mit welcher die Trägerschwingung empfangen, gefiltert, frequenzumgesetzt und verstärkt wird. Das Ausgangssignal dieser Empfängerslufe 410 wird einem Phasendiskriminator 411 zugeführt. Am Ausgang dieses Phasendiskriminators 411 tritt ein multiplexes Phasenkorrektursignal mit einer Frequenz von 20 Hz auf, welches für die vier Hauptsendestationen M= a, b, c und d die Phasenkorrekturen Δ0_M = 0'_M - 0_M enthält. Dieses Signal enthält fernerhin die Referenzphase 0 ref, welche bei einer Radionavigation im zirkulären Modus in analoger Weise wie beim Gegenstand von Fig. 3 verwendet werden kann. Diese Referenzphase 0 ref wird somit bei der Beschreibung der Empfänger nicht berücksichtigt. Die Korrektursignale werden daraufhin einem 20-Hz-Filter 412 zugeführt, welcher zwei voneinander getrennte identische Ausgänge besitzt. Fernerhin ist ein auf der Basisfrequenz arbeitender Verstärker 420 vorgesehen, welcher zusätzlich eine Filterung und evtl. ebenfalls eine Frequenzumsetzung durchführt. Am Ausgang des Verstärkers 420 tritt somit ein oignai mit ucf rrequsnz j auf, welches aufeinanderfolgend jeweils eine Phase 0_M besitzt, wobei M = a,b,c und d ist. Dieses Signal ist in seiner zeitlichen Abhängigkeit in Fig. 5 entlang der Linie Ll aufgetragen. Die Linie Ll von Fig. 5 zeigt hingegen das Ausgangssignal des 20-Hz-Filters mit der Ausnahme bezüglich der Referenzphase. Diese zwei Signale werden in einem Frequenzumsetzer 421 gemischt, dessen Ausgangssignal entlang der Linie L3 gemäß Fig. 5 dargestellt ist. Die Frequenz dieses Signals beträgt / + 20 Hz, während der Phasenwert gleich der Summe jedes empfangenen Phasenwerts 0_M der Linie Ll und der entsprechenden Phasenkorrektunverte A0_M der Linie L2 ist. Diese korrigierten Phasenwerte werden einem auf der Zwischenfrequenz / + 20 Hz arbeitenden Zwischenverstärker 422 zugeführt, welcher mit einem Demultiplexer 423 verbunden ist, durch welchen vier Kanäle 424a-d gespeist werden. Diese vier Kanäle 424 enthalten die Phaseninformationen mit Hilfe der multiplexierten Korrektursignale. In der Zeichnung ist jeder Kanal 424 mit einem Kondensator versehen dargestellt, um anzudeuten, daß diese Kanäle 424 eine Speicherfunktion besitzen, d. h. bezüglich der Aufrechterhaltung eines Wertes eine große Zeitkonstante besitzen. Diese Zeitkonstante ist zweckmäßigerweise größer als 1 Minute, vorzugsweise

ίο im Bereich von zehn Minuten. Der zweite Ausgang des 20-Hz-Filters 412 ist mit einem Schwellwertdetektor 415 verbunden, welcher an seinem Ausgang ein Signal abgibt, sobald die Amplitude des multiplexen Phasenkorrektursignals bzw. des 20-Hz-Trägers kleiner als ein bestimmter Wert wird. Der Ausgang dieses Schweiiwertdetektors 415 ist mit einem Trigger 416 verbunden, welcher gleichzeitig auf den Demultiplexer 423 und einen Alarmkreis 418 einwirkt. Der Alarmkreis 418 ist wiederum mit einem Leseautorisationskreis verbunden, welcher aus einer Reihe von Schaltern 42Sa-d besteht, die ausgangsseitig von den Kanälen 424a-d angeordnet sind. Wenn somit das 20-Hz-Signal eine nicht ausreichende Amplitude besitzt, erfolgte eine Sperrung des Demultiplexers, während gleichzeitig eine Auslesung verhindert wird, was bedeutet, daß die nicht dargestellten, jedoch Teil des Demultiplexers 423 bildenden Schalter, auf der Eingangsseite der Kanäle 424 und die Schalter 425 auf der Ausgangsseite der Kanäle 424 offen bleiben. Die Kanäle 424 üben somit ihre Speicherfunktion aus, ohne daß sie auf der Eingangsseite durch falsche Daten gestört werden, und ohne daß auf der Ausgangsseite eine Auslegung erfolgt, durch welche ihr Inhalt verändert würde. Dies ist ein wesentliches Merkmal

J5 der vorliegenden Erfindung, weil der Schwellwertdetektor 415 bei jedem Verschwinden der Trägerschwingung zum Ansprechen gebracht wird, wobei dies aufgrund der Kodierung oder der sequentiellen Funktionsweise hervorgerufen werden kann, falls es sich um eine Funkfeuergruppe handelt, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist.

Weitere Einzelheiten der in Fig. 4 dargestellten Anordnung sind unter Berücksichtigung von Fig. 5 in der erwähnten deutschen Patentanmeldung beschrieben. Die Empfängerstufe 410 besteht dabei aus den Elementen 51,52,53,521 und 531 der erwähnten Patentanmeldung. Die Werte der Zwischenfrequenzen werden jedoch so eingestellt, damit sie dem Frequenzbereich der Funkfeuer entsprechen. In gleicher

so Weise entsprechen der Phasendiskriminator 411 und der 20-Hz-Filter 412 den Elementen 441 und 442 der betreffenden Patentanmeldung.

Die in den Fig. 6 und 7 dargestellten Ausführungsformen von Empfängern weisen im oberen Bereich dieselben Einheiten auf. Es handelt sich dabei um die Empfängerstufe 610 bzw. 710, den Diskriminator 611 bzw. 711, das 20-Hz-Filter 612 bzw. 712, den Schwellwertdetektor 615 bzw. 715 und den Trigger 616 bzw. 716. Diese Elemente entsprechen der in

Fig. 4 dargestellten Ausführungsform, wobei dieselben Bezugszeichen verwendet wurden, mit Ausnahme, daß die Hunderterstelle der Bezugszeichen verändert worden ist. Gemäß Fig. 6 wird das eine Frequenz von 20 Hz aufweisende multiplexe Phasen-

_b5 korrektursignal einem Demultiplexer 613 zugeführt, welcher zur Multiplexsteuerung die OMEGA-Formatsignale erhält. Der Demultiplexer 613 wird mrt Hilfe des Triggers 616 gesperrt, sobald die Amplitude

des multiplexen Signals unterhalb eines Schwellwerts absinkt. Die Ausgangssignale das Demultiplexers 613 werden einer Mehrzahl von Synchronfiltern 614a-d zugeführt. Jeder diese; Synchronfilter 614a-d besteht aus einem schmalbandigen Bandpaßfilter und einem auf der Frequenz von 20 Hz arbeitenden Synchron-Demodulator, weicher entsprechend der Phasenkorrektur jenes Multiplexsegments gesteuert ist, zu welchem er in Bezug steht. Die Synchronfilter 614a-d zeigen im Bereich ihres Ausgangs zusätzlich einen Kondensator, wodurch die Speicherfunktion angedeutet ist. Dabei tritt eine Zeitkonstante auf, wie sie in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben worden ist. In diesen Fällen erscheint es jedoch zweckmäßig, eine richtige Phasenspeicherung vorzunehmen.

Gemäß Fig. 6 ist zusätzlich ein OMEGA-Empfänger 620 vorgesehen, welcher beispielsweise empfangene Phasenwerte 0_M abgibt, die auf eine Frequenz von 1 kHz angehoben worden sind. Diese Phasenwerte sind multiplex, weil sie mit derselben Basisfrequenz des OMEGA-Systems empfangen werden. Dieselben werden einem multiplexen Phasenschieber 621 zugeführt, welchem ebenfalls die OMEGA-Segmente und die synchronen Phasenkorrekturen der Synchronfilter 414a-d zugeführt werden, wobei jeder Phasenkorrekturwert während des entsprechenden Segments zugeführt wird. Am Ausgang des Phasenschiebers 621 treten somit Signale mit einer Frequenz von 1 kHz auf, welche phasenkorrigiert sind. Diese Signale werden einem Verarbeitungskreis 622 zugeführt, welcher ausgangsseitig mit einem Demultiplexer 623 verbunden ist. Dieser Demultiplexer 623 ist ausgangsseitig mit Kanälen 624a-d verbunden. Diese Kreise sind bei einem bekannten OMEGA-Empfänger bereits vorhanden (welcher unter der kommerziellen Bezeichnung »NRNX 1A« bzw. »M2A« von SERCEL vertrieben wird). Jedes Synchronfilter 614 kann fernerhin Elemente 55 entsprechend Fig. 6 der erwähnten Patentanmeldung enthalten, wobei berücksichtigt wird, daß diese Elemente ebenfalls eine Demultiplexfunktion des Demultiplexers 613 der vorliegenden Erfindung durchführen. Der multiplexe Phasenschieber 621 weist einen eine rasche Ansprechgeschwindigkeit aufweisenden Phasenschieber auf, dessen Steuerung entsprechend den Kanälen a, h, c und d multiplexiert ist.

Die in Fig. 7 dargestellte dritte Ausführungsform des Empfängers weist im Vergleich zur Ausführungsform von Fig. 6 analoge Einheiten, d. h. einen Demultiplexer 713 und Synchronfilter 414a-d auf. Der OMEGA-Empfangsteil besteht aus einem Empfängerkreis 720, welcher eine Verstärkung, Filterung und Frequenzumsetzung durchführt. Der Empfängerkreis 720 ist ausgangsseitig mit einem Demultiplexer 721 verbunden, welcher wiederum ausgangsseitig mit Kanälen 122a-d verbunden ist. Auf diese Weise werden Phaseninformationen erhalten, welcne in einer direkt auswertbaren Fora vorliegen. Die von den Synchronfiltern l\4a-d abgegebenen Phasenkorrekturen werden mit den den Kanälen 122a-d zugeführten Phaseninformationen innerhalb von Phasenschiebern 723a-d. kombiniert. Falls die über die Kanäle 122a-d geleiteten Phasenwerte auf eine Frequenz von 1 kHz angehoben worden sind, sind die Kreise 723 in der Tat Phasenschieber für diese Frequenz. Falls sowohl die empfangenen Phasenwerte als auch die Phasenkorrekturen in analoger Form ausgedrückt werden, können die Kreise 723 analoge Subtraktionskreise sein.

In den Ausführungsformen von Fig. 6 und 7 ist die Wirkung des Schwellwertdetektors und des Triggers sehr wichtig, damit die eine Speicherfunktion besitzenden Synchronfilter in zufriedenstellender Weise arbeiten können, sobald die Trägerschwingung wegen des Morsekodes und insbesondere wegen der sequentiellen Arbeitsweise zu schwach wird. Der Unterschied der Ausführungsformen von Fig. 6 und 7 gegenüber der von Fig. 4 besteht darin, daß die Ablesung an den Empfängern permanent durchgeführt werden kann, weil die Frequenzsteuerkreise innerhalb der schmalbandigen Synchronfilter eine Phasenspeicherung durchführen.

Aufgrund von Versuchen konnte gezeigt werden, daß die goniometrische Verwendung der im Hinblick auf die Phasenkorrektur gemäß der Erfindung phasenmäßig modulierten Trägerschwingung durch die Phasenmodulation nicht beeinflußt wird. Dies gilt ebenfalls, wenn die Radiogoniometrie mit einem einen beweglichen Rahmen aufweisenden komplizierteren Empfänger durchgeführt wird, die einen Vergleich zwischen der durch eine unbewegliche Rahmenantenne empfangenen Welle durchführt. Die Phasenmodulatk η kann jedoch einen geringfügigen Einfluß auf die Veränderlichkeit der Identifikationssignale bei gewissen Funkfeuern haben. Bei aeronautischen Funkfeuern, welche gemäß des Modulationstyps A₁ moduliert sind, verwenden die Empfänger im allgemeinen einen Schwebungsoszillator, wobei der Morsekode durch Feststellung des Schwebungssignals festgestellt wird. In diesem Fall ist die phasenmäßige Modulation gemäß der Erfindung in Form eines leichten Vibratos hörbar, wodurch jedoch die Verständlichkeit der Identifikationssignale nicht sehr stark beeinträchtigt wird.

Es sind Studien und Versuche durchgeführt worden, um den möglichen Einfluß der zur Funktionsweise des Funkfeuers notwendigen Modulation und Kodierung auf eine zufriedenstellende Arbeitsweise der Empfänger für die OMEGA-Differentialkorrektionen gemäß der Erfindung festzustellen. Dabei hat sich gezeigt, daß die Verwendung von bekannten Begrenzern auf der Eingangsseite des Phasendiskriminators und eine genaue Filterung innerhalb der Empfängerstufen bereits ausreichend die lineare Amplitudenmodulation verringert, falls dieselbe auftritt. Der evtl. Intermodulationseinfluß auf die Korrektionsträgersignale ist fernerhin durch die sehr starke Filterung des multiplexen Korrektursignals mit 20 Hz begrenzt, welche wenigstens bei den Empfängern der Fig. 6 und 7 innerhalb der Synchrondemodulatoren durchgeführt wird. Bezüglich der Morsekodierung haben die Erfahrungen der Anmelderin gezeigt, daß sie prak-

tisch keinen wesentlichen Einfluß auf die Übertragung der OMEGA-differentiellen Korrekturen gemäß der Erfindung hat. Besondere Aufmerksamkeit wurde auf die Feststellung von Fehlern gelenkt, die eine periodische Unterbrechung der Übertragung hervorrufen können, sobald nur ein Teil der Stationen einer Funkfeuergruppe für die OMEGA-differentielle Übertragung ausgelegt ist, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Da jede Station während einer Minute ein Signal aussendet, beträgt dabei die Gesamtperiode 6 Minuten.

Unter diesen Umständen ergibt sich das beste Resultat während der Signalruhepausen, indem die Korrekturwerte während der letzten Übertragung aufrechterhalten werden, um dieselben während der

Unterbrechungsperiode zu verwenden. Die zu verwendenden Korrekturwerte können in signifikanter Weise variieren, wenn man einen konstanten Wert beibehält. Die sich in diesem Zusammenhang ergebenden Werte sind in der folgenden Tabelle zusammengestellt.

Perma	Mittlerer	Sequentielle	Sequentielle
nente	quadrati	Über	Periode
Über	scher Ab	tragung	3 Min.
tragung	stand in % 0,216	1 Min. im	1 Min. im
	Mittlerer	Vergleich	Vergleich
	quadra	zu 2 Min.	zu 3 Min.
tischer
Fehler in % 1,51
Verschlech
terungs-	1,04	2,15
koeffizient 1,01


1,83	2,62


1,22	1,74

Die Tabelle zeigt beobachtete Werte für die mittleren quadratischen Phasenfehler, weiche in Prozent ausgedrückt sind, je nachdem, ob es sich um eine permanente oder eine sequentielle Übertragung handelt. Die erste Zeile dieser Tabelle zeigt die ungefähren Werte, weiche einzig und allein im Betriebszustand der Korrekturübertragung gemäß der Erfindung auftreten. Die zweite Zeile hingegen zeigt den Gesamtfehler, welcher ebenfalls berücksichtigt, daß die erhaltenen Korrekturen an einem bestimmten Ort nicht gänzlich mit den Korrekturen in Korrelation stehen, welche innerhalb des gesamten Bereichs vorzunehmen sind. Der mittlere quadratische Fehler aufgrund dieser schlechten Korrelation wird im allgemeinen auf 1,5% geschätzt, falls der Abstand der Sendestation für die Korrektursignale etwa 300 km von dem Benutzer betlägt. Die dritte Zeile der Tabelle gibt den Verschlechterungskoeffizienten an, welcher durch die sequentielle Arbeitsweise hervorgerufen wird. Bei permanentei Übertragung ergibt sich eine geringe Verschlechterung.

Anhand der Tabelle ergibt sich, daß die permanent übertragenen Korrektursignale gemäß OMEGA-Differential eine Erhöhung der Genauigkeit entsprechend einem Verhältnis 1:5 im Vergleich zu den tabellenmäßig erfaßten Korrekturen erlauben, welche durch das US-NAVAL Ozeanographische Büro festgelegt sind. Es ist demzufolge einleuchtend, daß die Werte der oben angegebenen Tabelle für die beiden sequentiellen Funktionen Resultate liefern, welche wesentlich besser als die tabellenmäßig erfaßten Korrekturwerte sind. Dies gilt für eine Reichweite von 300 km von einem gewählten Ort aus. Bei größeren Entfernungen ist es zweckmäßig, eine andere Korrektursendestation zu verwenden oder erneut die tabellenmäßig festgelegten Korrekturwerte zu verwenden. In diesem Fall ist es zweckmäßig, auf die in der eingangs erwähnten Patentanmeldung beschriebenen Mittel zurückzugreifen. Die Verwendung von zwei Mitteln kann abgewechselt werden, indem die Korrekturen entweder von einem oder dem anderen oder gleichzeitig hergeleitet werden. Die auf zweierlei Weise abgeleiteten Korrekturen werden daraufhin zwei in Serie angeordneten Phasenschiebern zugeführt, welche die von dem Basis-OMEGA-Empf anger empfangenen Phasen beeinflussen. In diesem Fall wird die Korrekturanordnung gemäß der genannten Patentanmeldung nicht zur direkten Speicherung der tabellenmäßig erfaßten Korrekturwerte des US-NA-VAL Ozeanographischen Büros, sondern zur Einspeicherung der differentiellen Werte verwendet. Die differentiellen Werte werden dadurch erhalten, indem die tabellenmäßig vorliegenden Korrekturwerte für den Ort, an welchem sich der Empfänger befindet, mit den tabellenmäßigen Werten bezüglich des gewählten Ortes korrigiert werden, um in der Folge die übertragenen und verwendeten OMEGA-differentiellen Korrekturwerte zu messen.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

030 223/222

Claims

Patentansprüche:

1. System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere in einem Differential-OMEGA-System, mit mindestens einer Referenz-Sendestation, welche die Phasenkorrekturwerte in zeitmultiplexer, mit dem Format des Navigationssystems synchroner Weise als Modulation einer Trägerschwingung überträgt, wobei die übertragenen Phasenkorrekturwerte durch die Phasendifferenzen zwischen den Phasen der von mehreren Hauptsendes tationen empfangenen Signale und den theoretischen Werten dieser Phasen festgelegt sind und die Modulation eine Phasenmodulation mit geringem Modulationsindex und mit einer linearen Abhängigkeit tischen Phasenkorrekturwerten und Phasenhub ist, nach Patent 2222735, dadurch gekennzeichnet, daß zur Übertragung der Phasenkorrekturwerte Navigationsfunkfeuer verwendet werden.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Kette von Navigationsfunkfeuern, die in an sich bekannter Weise nacheinander mit verschiedenen Kennungen senden, ein Funkfeuer der Kette als Hauptstation mit einem sehr stabilen Oszillator ausgebildet ist und in einem freien Multiplexsegment eine von diesem Oszillator abgeleitete Referenzphase überträgt, daß die dazugehörigen Unterstationen während dieses Multiplexsegments die radiometrische Trägerschwingung demodulieren und filtern, die Referenzphase empfangen und extrahieren, und daß die Gewinnung und Aussendung der multiplexen Phasenkorrektursignale in der Unterstation unter Verwendung der Referenzphase durchgeführt wird.

3. Sendevorrichtung für sin System nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Referenzsendestationen einen Leistungsverstärker, der mit einer Sendeantenne verbunden ist, und dieser Leistungsverstärker entsprechend einem Kode mit Hilfe eines Taktgenerators ein- und ausschaltbar ist und einen Empfänger für die von der Hauptsendestation ausgesendete Signale aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (120, 320) so gesteuert ist, daß er an den einen Identifikationskode abgebenden Taktgenerator (110) ein Synchronisationssignal abgibt, welches zu dem Reihenfolgeformat zeitlich in Bezug steht.

4. Sendevorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterstationen einen Reihenfolgetaktgenerator (314), welcher auf den Leistungsverstärker (312) einwirkt, und einen mit diesem verbundenen Synchronisationsempfänger (331) aufweist, welcher das von der Hauptstation während des bekannten Multiplexsegments einlaufende Signal empfängt und demoduliert und damit das Referenzsignal der Hauptstation (I) extrahiert, und daß ein Phasenschieber (326 bis 328) vorgesehen ist, welcher das multiplexe niederfrequente Signal entsprechend dem zeitlichen Unterschied zwischen der Referenzphase der Hauptstation (I) und der Phase des örtlichen Referenzsignals verschiebt.

5. Phasenkorrekturempfänger für ein System nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch

eine Einrichtung (415, 416, 418, 425, 615, 616, 613,715,716,713) die die Zufuhr von Korrekturen verhindert, sobald die Amplitude des multiplexen Korrektursignals kleiner als ein vorgegebener Wert ist.

6. Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die die Phasenkorrektur durchführende Einrichtung (421, 423, 424, 613, 614, 621, 713, 714, 723) eine Aufrechterhaltungszeitkonstante besitzt, weiche größer als eine Minute ist.

7. Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Aufrechterhaltungszeitkonstante im Bereich von 10 Minuten liegt.

8. Empfänger mit einem Frequenzumsetzer und einem Demultiplexer, nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzumsetzer (421) das von dem Radionavigationssystem empfangene Phasensignal mit dem multiplexen Korrektursignal mischt und daß an dem Demultiplexer Kanäle (424) vorgesehen sind, mit welchen die empfangenen einzelnen Phasen entsprechend der vorgegebenen Zeitkonstante wiedergewinnbar sind.

9. Empfänger nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Demultiplexer (613) ausgangsseitig mit einer Mehrzahl von Synchronfiltern (614a bis d) verbunden ist, die für die einzelnen Phasenkorrekturen mit einer entsprechenden Zeitkonstante versehen sind und entsprechend dem örtlichen Format des Radionavigationsempfängers aufeinanderfolgend ein von den Phasen abgeleitetes Signal phasenmäßig verschieben, nachdem die Phasenkorrekturen der Synchronfilter (614a bis d) durchgeführt sind.

10. Empfänger nach Anspruch 6 oder 7, zur Verwendung in Verbindung mit einem Radionavigationsempfänger, welcher einzelne empfangene Phasen abgibt, dadurch gekennzeichnet, daß die die Phasenkorrektur durchführende Einrichtung einen für das Korrektursignal arbeitenden Demultiplexer (713) aufweist, welcher ausgangsseitig mit einer Mehrzahl von Synchronfiltern (714a bis d) verbunden ist, um die Phasenkorrekturen mit einer vorgegebenen Zeitkonstante wiederzugewinnen, und daß eine Mehrzahl von Phasenschiebern (723a bis d) vorgesehen ist, mit welchen die empfangene Phase entsprechend der dazugehörigen Phasenkorrektur beeinflußt wird.