DE2324271C3 - Steuerbarer Impulsgenerator und seine Anwendung in einer Anordnung zur Weg- und Geschwindigkeitsmessung von Fahrzeugen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen in seiner Frequenz durch eine Gleichspannung steuerbaren Impulsgenerator sowie dessen Anwendung als synchronisierbarer Oszillator in einer nach dem Rückstrahlpiin/ip arbeitenden Anordnung zur Weg- oder Gcschwindiekcitsmessung.

Steuerbare Impulsgenerator!! sind an sich bekannt. Sie werden beispielsweise im Fernsehgerät als /.eilenablenkgenerator eingesetzt und dort mit der ankommenden Zeilenimpulsfolge synchronisiert. Weitere Beispiele von Miinahmeoszillatorcn sind in der DT-OS 22 38 68') beschrieben. Allen bekannten Mitnahmeos/illaiorcn ist gemeinsam, daß sowohl ihr

Mitnahme- als auch ihr Fangbereich relativ eng sind und sich zu beiden Seiten einer vorgegebenen Sollfrequenz erstrecken. Auch die Verwendung von spcJinungsgesteuerten Oszillatoren in Doppler-Kadargeräten ist beispielsweise aus der US-PS 31 13 308 sowie der DT-OS 21 40 639 bekannt, wo sie als örtlicher Oszillator zur Erzeugung der Zwischenfrequenz dienen.

Bei der Geschwindigkeits- und Wegmessung von Fahrzeugen ist der Bereich der möglicherweise auftretenden Dopplerfrequenzen äußerst groß. Er erstreckt sich von der Frequenz Null (Stillstand) bis zu derjenigen Dopplerfrequenz, welche der maximalen Fahrzeuggeschwindigkeit entspricht. Will man einen steuerbaren Impulsgenerator zwischen den die Dopplerfrequenz verstärkenden Zwischenfrequenzverstärker und den Eingang einer durch die dopplerfrequenten Impulse gesteuerte Auswerteschaltung einschalten, um hierdurch das Frequenzspektrum der zur Auswerteschaltung gelangenden Signale einzuengen und somit die Meßgenauigkeit des Doppler-Radargerätes auf rein elektronischem Wege zu erhöhen, so muß ein solcher Impulsgenerator über einen weiten Frequenzbereich synchronisierbar sein.

Aufgabe der Erfindung ist es folglich, einen in seiner Frequenz durch eine Gleichspannung steuerbaren Impulsgenerator mit extrem großem Frequenzsteuerbereich und äußerst linearer Abhängigkeit seiner Ausgangsfrequenz von der steuernden Eingangsgleichspannung zu schaffen, der möglichst einfach und platzsparend aufgebaut und außerdem störungsunempfindlich ist. Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Untcrunsprüchen. Ein solcher Impulsgenerator kann auch in durch eine angelegte Spannung programmierbaren Funktionsgeneratoren sowie als frequenzmodulierbarer Generator (Wobbelgenerator) mit sehr großem Frequenzhub eingesetzt werden.

Bei der Messung der Eigengeschwindigkeit von Landfahrzeugen, beispielsweise Kraftfahrzeugen. Eisenbahnen, Luftkissenfahrzeugen und Magnetschienenbahnen, mittels eines mitgefurmen Radargerätes ist dessen Sende-Empfangs-Antenne schräg auf die Fahrbahn bzw. Gleistrasse gerichtet und fängt die von den Unebenheiten der Fahrbahn oder Trasse reflektierten Impulse auf. Die Eindeutigkeit und Störfreiheit der empfangenen Signale hängt in erster Linie von der Bündelung des Radarstrahls ab, welcher jedoch dadurch Grenzen gesetzt sind, daß für eine schärfere Bündelung bei vorgegebener Wellenlänge größere Antennenabmessungen erforderlich und diese bei transportablen Geräten vielfach nicht erwünscht sind. Hinzu kommt, daß bei der Eigengeschwindigkeitsmessung vom Fahrzeug aus gegenüber der Fahrbahn oder Trasse der Radarstrahl an einer sich nicht senkrecht, sondern im Winkel geneigt 7ur Strahlrichtung erstreckenden Fläche reflektiert und hierdurch der Auftreffquerschnitt des Radarstrahls vergrößert wird. Außerdem führen Unregelmäßigkeiten in der Beschaffenheit der Fahrbahn oder Trasse zu Interferenzen der von den verschiedenen Auftreffstellen reflektierten Radarsignale, wodurch kurzzeitige Phascnauslöschungen entstehen können. Hierdurch gehen bei der anschließenden Auswertung der Dopplerfrequenzquanten in einem Zähler einzelne Quanten verloren, worunter die Genauigkeit der WeK- oder Geschwindigkeitsmessung leidet. WirJ hingegen in weiterer Ausgestaltung der Erfindung gemäß Anspruch 3 der erfindungsgemäße Impulsgenerator als über einen weiten Frequenzbereich synchronisierbare Oszii'iator zwischen ilen Ausgang eines die Dopplerfrequenz verstärkenden Zwischen frequenzverstärkers und den Eingang einer durch die dopplerfrequenten Impulse gesteuerten Auswerteschaltung eingeschaltet, so führt die hierdurch erzielte Einengung des Frequenzspektrums zu einer

ίο wesentlichen Erhöhung der Meßgenauigkeit. Gegebenenfalls kann man mehrere solcher synchronisierbarer Oszillatoren hintereinanderschalten. Mit einem Impulsgenerator gemäß der Erfindung gelingt es, ein Doppler-Radargerät aufzubauen, welches ohne Umschaltung beispielsweise den gesamten Geschwindigkeitsbereich von 0 bis 300 km/h erfassen und auswerten kann.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand in der Zeichnung wiedergegebener Ausführungsbeispiele im einzelnen erläutert. Dabei zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines Doppler-Radargerätes zur Weg- und oder Geschwindigkeitsmessung. Fig. 2 eine erste Ausführungsform eines synchronisierbaren Oszillators,

Fig. 3 eine zweite Ausführungsform für einen extrem großen Mitnahmebereich mit selbstätiger Bereichsumschaltung und

Fig. 4 den Impulsverlauf an einigen Schaltungsstellen der Schaltungsanordnung gemäß Fi g. 3.

3» Im Radargerät gemäß Fig.! wird als Sendeoszillator ein Lawinenlaufzcitdioden Oszillator verwendet, der als selbstschwingende Mischstufe geschaltet ist. Zu diesem Zweck ist eine Lawinenlaufzeitdiode 1 in einem Hohlraumresonator 2 untergebracht und wird von einem hochkonstant geregelten Siromversorgungsgerät 3 mit einem Gleichstrom versorgt. Infolge ihrer fallenden Widerstandskennlinie regt die Lawinenlaufzcitdiode 1 den Hohlraumresonator 2 zu Hochfrequnnzschwingungen, beispielsweise mit einer

4» Wellenlänge von 3,3 cm an, die über die Hornantenne 4 abgestrahlt werden. Die Antenne 4 samt Hohlraumresonator 2 ist beispielsweise am Fahrgestell einer Elektrolok befestigt und unter einem Winkel \, gegen die Horizontale geneigt, auf die zwischen den Schienen befindliche Trasse gerichtet. Die von der gleichen Antenne 4 aufgenommenen reflektierten Schwingungen werden in tier Lawinenlaufzeitdiode 1 mit der Senderschwingung gemischt und über einen Kondensator S einem Zwischcnfrcquenzverstärker 6 für die Dopplerfrequen/ zugeleitet. Steht das Fahrzeug still, so stimmen Sende- und Empfangsfrequenz überein, so daß keine Dopplerfrequenz entsteht. Bewegt sich das Fahrzeug, so ist der Frequenzunterschied /wischen Sendefrequenz und Empfangsfrequenz, d. h. die Dopplerfrequenz/,,. der Fahrzeuggeschwindigkeit proportional. Die Doppler-Kreisfrequcnz .·>„ bzw. die Dopplerfrequenz /_;, ergibt sich aus der Beziehung

Z ν·cos

wobei ν die Horizontalgcschwindigkeit des Fahr zeugs, λ der Neigungswinkel der Antenne gegenübc der Horizontalen und / die Wellenlänge des Sender signals ist. In dem vorzugsweise als gleichstrom gekoppelter Breitbandverstärker ausgebildeten ZF Verstärker 6 wird die Dopplerfrequenz verstärkt um

anschließend einem Schmitt-Trigger 7 zugeleitet, wel- bener Länge. Durch Integration dieser Impulse irr

eher an seinem Ausgang eine dopplerfrequente Folge Filter 15 entsteht eine der Frequenz der Doppler-

von Rechteckimpulsen gleicher Amplitude liefert. Impulse proportionale Gleichspannung. Dieser über-

Insbesondere wegen der Neigung der Reflexions- lagert wird eine aus dem Phasendiskriminator 12 gc-

fläche gegenüber der Normalebene des Radarstrahls 5 wonnene Gleichspannung. Hierzu werden in dem ah

und der hierdurch bedingten Reflexion von Punkten Multiplizierer ausgebildeten Phasendiskriminator du

unterschiedlicher Entfernung zur Antenne weist das Ausgangsimpulse des Generators 16 mit den ankom-

am Ausgang des Schmitt-Triggers 7 stehende Impuls- menden Doppler-Impulsen auf Koinzidenz überprüf

signal ein Frequenzspektrum 8 auf, in welchem neben und aus der Phasenabweichung eine entsprechende

der Dopplerfrequenz ω_Γ) noch weitere Frequenzen io Gleichspannung abgeleitet.

auftreten, die sich teilweise gegenseitig aufheben, also Im Phasensynchronfilter gemäß F i g. 2 ist der zu kurzzeitigen Phasenauslöschungen führen können. Monoflop 9 durch ein Vierfach-NOR-Gattcr 4001 An den Ausgang 10 des Schmitt-Triggers 7 ist gebildet, welches mittels eines Widerstandes 21 und einerseits ein im vorliegenden Ausführungsbeispiel eines Kondensators 22, die zusammen die Zeitkonals Monoflop ausgebildeter Frequenz-Strom-Umfor- 15 stante des Monoflops und damit die Dauer des Monomer 9 und andererseits der eine Eingang 11 eines pulses bestimmen, zu einem Monoflop zusammenim gezeigten Ausführungsbeispiel durch einen aus geschaltet sind. Dem Widerstand 21 ist eine Diode 23 Gatterschaltungen aufgebauten Multiplizierer darge- parallel geschaltet. Das Filter 15 setzt sich aus stellten Phasendiskriminators 12 angeschlossen, des- Längswiderständen 24 und 25 sowie Kondensatoren sen anderem Eingang die Oszillatorfrequenz w_fl züge- 20 26 und 27 mit in Reihe geschalteten Widerständen führt wird. Die Ausgänge von Umformer 9 und 28 und 29 zusammen. Der Phasendiskriminator 12 Diskriminator 12 sind an eine Summierschaltung 14 besteht aus einem Vierfach-NOR-Gatte 4001. Als angeschlossen, deren Ausgang über ein als Filter Summierschaltung 14 dient die Reihenschaltung wirksames Integrierglied 15 mit dem Frequenzsteuer- eines Feldeffekttransistors 31 mit einem Widerstand eingang eines stromgesteuerten Impulsgenerators 16 25 32. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 31 in Verbindung steht. Der Oszillatorausgang 17 ist mit ist über einen Widerstand 33 an den Ausgang des dem Eingang eines nicht dargestellten Auswerte- Multiplizierers 12 angeschlossen, während seine gerätes, vorzugsweise eines Impulszählers, verbun- Quellen-Senken-Strecke an den Ausgang des vom den. Will man den vom Fahrzeug zurückgelegten Monoflop 9 gespeisten Filters 15 angeschlossen ist. Weg messen, so braucht man nur die vom Genera- 30 Der steuerbare Impulsgenerator \6 enthält einen tor 16 gelieferten Impulse zu zählen. Arbeitet man mit seinen Eingängen 34 und 35 an die Summierbeispielsweise mit einer Wellenlänge / = 3,3 cm und schaltung 14 angeschlossenen, als steuerbare Gleichbeträgt der Neigungswinkel a = 35°, so ergibt sich stromquelle geschalteten Operationsverstärker 3ti aus der Gleichung I eine Übertragungsfunktion sowie einen aus einem Vierfach-NAND-Gatter 4011

35 aufgebauten Flipflop 37. Zwischen den über einen

^0S(V = 50 Impulse/m, (II) hochohmigen Widerstand 38 mit einer Gleichstrom-

X Versorgungsquelle in Verbindung stehenden einen

Eingang 34 des Operationsverstärkers 36 und jeden

was einer Auflösung von 2 cm entspricht. Will man der beiden Eingänge 40 und 41 des Flipflops 37 ist da<?e"^pn die Geschwindigkeit bestimmen, so ist die 4f> die Emitter-Kollektor-Strecke je eines Transistors 42 pro Zeiteinheit am Ausgang 17 auftretende Anzahl bzw. 43 eingeschaltet. Die Basiselektroden beider von Ueneratorimpulsen zu messen. Der angeschlos- Transistoren 42 und 43 sind gemeinsam an den Aussene Zähler enthält hierzu einen quarzstabilisierten gang 39 des Operationsverstärkers 37 angeschlossen. Zeitgeber. Das Spektrum 18 der Generatorimpulse ist Zwischen die Kollektor-Elektroden beider Transistowesentlich enger als dasjenige der Dopplerfrequenz- 45 ren 42 und 43 ist die Reihenschaltung zweier gleicher impulse, so daß gegenseitige Phasenauslöschungen Kondensatoren 44 und 45 und die hierzu parallelvermieden sind. Der "Umformer 9, der Diskriminator liegende Reihenschaltung der Kollektor-Emitter-12, die Summierschaltung 14, das Filter 15 sowie der Strecke zweier weiterer Transistoren 46 und 47 einstromgesteuerte Generator 16 bilden zusammen ein geschaltet. Die Verbindungspunkte beider Kondensogenanntes Phasensynchronfilter. Reicht seine FiI- 50 satoren 44 und 45 einerseits und der beiden weiteren terwirkung nicht aus, so kann man mehrere derarti- Transistoren 46 und 47 andererseits sind gemeinsam ger Phasensynchronfilter hintereinanderschalten. Eine an Bezugspotential geführt. Der eine Ausgang 48 des Grenze ist hier nur dadurch gegeben, daß die Gene- Flipflops 37 steht über einen Widerstand 50 mit der ratorfrequenz den langsamen Änderungen der Dopp- Basiselektrode des Transistors 46 und der andere Ierfrequenz folgen muß. Auch darf der Fangbereich, 55 Ausgang 49 des Flipflops über einen Widerstand 51 innerhalb welchem der Generator nach verloren- mit der Basiselektrode des Transistors 47 in Verbingegangenem Gleichlauf wieder synchronisiert werden dung. Der Flipflop 37 besteht vorzugsweise aus komkann, durch den Frequenzgang des Filters 15 nicht plementären MOS-Gattern (metal oxyde scmiconduczu stark eingeengt werden. Um ein sicheres Einfan- tor), welche sich durch einen hohen Eingangswidcrgen des Generators, beispielsweise in einem Bereich 60 stand auszeichnen. Der Ausgang 49 des Flipflops ist von 1 ... 3000 Hz, sicherzustellen, empfiehlt es sich ferner mit dem einen Eingang 13 des Phasendiskridaher, wie dargestellt, die Generatorfrequenz durch minators 12 verbunden, dem auf dicfc Weise die Geeinen Frequenz-Spannungs-Wandler 9 grob einzu- neratorfrequenz <.<„ zugeführt wird, über einen aus stellen, während die Feineinstellung selbsttätig mit den Widerständen 52 aufgebauten Spannungsteiler Hilfe des Phasendiskriminators 12 vorgenommen 65 erhält der Phasendiskriminator 12 an seinem anderen wird. Der als Frequenz-Spannungs-Umformer vcr- Eingang 11 die Doppler-Frequcnz <■>„ vom Ausgang wendete Monoflop 9 erzeugt bei jedem ankommen- 10 des Schmitt-Triggers 7.
den Doppler-Impuls einen Ausgangs-Impuls vorgcgc- Die Schaltungsanordnung gemäß Fi c 2 arlx-iiet

folgendermaßen: Die ankommendenDopplerfrequeivz-Impulse stoßen den Monoflop 9 an, welcher im Rhythmus der ankommenden Impulse Ausgangsimpulse gleicher Länge an das Filter 15 abgibt. Dieses erzeugt aus den Impulsen durch Integration, also zeitliche Mittelwertbildung, eine Gleichspannung, welche an der Reihenschaltung des Fcldcfiekttiaiisistors 31 mit dem Einstellwidcrstand 32 erscheint. Durch Phasenvergleich der vom Ausgang 49 des Flipflops 37 kommenden Generatorimpulse mit den vom Ausgang 10 des Schmitt-Triggers ankommenden Doppler-lmpulscn erzeugt der Phascndiskriminator 12 eine dem Phasenunterschicd proportionale Sleueispannung, welche über den Widerstand 33 die Stromdurchlässigkeit des Feldeffekttransistors 31 steuert. Auf diese Weise werden das Ausgangssignal des Phasendiskriminators 12 und das Ausgangssignal des Monoflops 9 summiert. Das Summensignal gelangt über einen Widerstand 30 an den Eingang 34 des Operationsverstärkers 36, welcher mit seinem Ausgangssignal die Leitfähigkeit der Längstransistoren 42 und 43 steuert und zusammen mit diesen beiden Transistoren einen steuerbaren Stromgenerator bildet. Der Ausgangsstrom fließt auf die Kondensatoren 44 und 45. deren eine Belegung jeweils an einem Eingang 40 bz'V. 41 des Flipflops 37 liegt. Es sei zunächst angenommen, daß der Transistor 46 gesperrt und der Transistor 47 durchgcschaltet ist und somit den Kondensator 45 kurzschließt. Der über den Transistor 42 fließende Strom lädt dann den Kondensator 44 so weit auf, bis die Kondcnsatorspannung die Schaltspannung am Eingang 40 des Flipflops 37 übersteigt. Damit schaltet der Flipfiop um, wobei einerseits das Signal am Ausgang 48 den Transistor

46 durchschallet und somit den Kondensator 44 kurzschließt und andererseits das Signal am Ausgang 49 den Transistor 47 sperrt und somit die Aufladung des Kondensators 45 über den Transistor 43 in Gang setzt. Sobald die Spannung am Kondensator 45 die Schaltspannung für den Eingang 41 des Flipflops 37 erreicht, schaltet dieser wieder in die Ursprungslage zurück, wobei auch die beiden Transistoren 46 und

47 in entsprechender Weise umgeschaltet werden. Die Höhe des Ausgangsstroms der aus dem Operationsverstärker 36 und den beiden Transistoren 42 und 43 gebildeten steuerbaren Stromquelle bestimmt die bis zum Erreichen des Schaltpegels an den Eingängen 40 bzw. 41 des Flipflops 37 erforderliche Aufladezeit und damit die Umschaltfrcquenz des Flipflops 37. Da der Ausgangsstrom des Operationsverstärkers 36 dem seinen Eingang 34 über den Widerstand 30 zugeführten Glcichstromsignal streng proportional ist, ergibt sich eine äußerst lineare Frcqucnz-Steucrspannungs-Kcnnlinie des Generators 16. Die Frequcnzgrobcinstclhmg erfolgt durch das Ausgangssignal des Monofiops 9 mit nachgeschaltetem Filter 15, während die Frcqucnzfeincinstcllung über den Phasendiskriminator 12 sichergestellt ist. Mit dem dargestellten Phascnsynchronfilter läßt sich ohne Schwierigkeiten ein Dopplcr-Frequcnzbcrcich von 1 ... 3000 Hz überstreichen. Der Impulsgenerator 16 ist über einen noch wesentlich größeren Frequenzbereich, beispielsweise bis zu 5000 Hz, mitziehbar.

Begrenzt wird der Mitnahmcbcrcich des Phascnsynchronfiltcrs nicht durch die Eigenschaften des Impulsgcncrators 16. sondern durch den Monoflop 9 mit nnchpcschaltetcm Filter 15. Treten nämlich die Ausgangsimpulse des Monollops 9 in , u großen Anständen auf, so \erma;; das Filter 15 nicht mehr hieraus eine konstante Mittelwcrlspannung abzuleiten, sondern die Kondensatoren 26 und 27 sind einem ständigcn Auf- und Entladevorgang unterworfen. Diesem Mangel durch eine Erhöhung der Zeitkonsianlcn des Filters abzuhelfen, sind dadurch Grenzen gesetzt, daß bei einer zu großen Zeitkonstante des Filters 15 die Genetatorfrequcnz etwaigen Änderungen der Doppier-Frequcnz nicht mehr schnell genug zu folgen vermag. Um auch bei Phasensynchronnllern mit extrem großem Frequenzbereich eine zuverlässige Arbeitsweise zu gewährleisten, sieht die Schaltungsanordnung gemäß Fig.? zwei Monoflops 9 und 109 von stark unterschiedlicher Impulsbreite sowie einen selbsttätigen Bereichsumschalter 53 mit einem Auffang-Flipflop 54 und zwei Schahdioden 55 und 56 vor. Soweit die einzelnen Baugruppen und Bauteile der Schaltungsanordnung gemäß Fig.? mit d:njenigen der Fig. 2 übereinstimmen, sind sie mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Der Ausgang des Monoflops 9 ist über zwei Widerstände 57 und eine aus der Hintereinanderschaltung zweier NOR-Gatter 59 bestehende Pcgeltrennschal-

^5 tung, wie beim Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 2. an das Filter 15 und die nachgeschaltetc Summicrschaltungl4 angeschlossen. Vom Verbindungspunkt der beiden Widerstände 57 ist eine Diode 55 zum Ausgang Q des Auffang-Flipflops 54 geschalte!.

Das Ausgangssignal A des Monoflops 9 gelangt ferner über einen durch den Transistor 61 gebildeten Inverter an den Eingang des zweiten Monoflops 109, dessen Ausgang über zwei Widerstände 58 und eine durch die Reihenschaltung zweier NOR-Gatter 60 gebildete Pcgeltrennschaltung an den Eingang eines zweiten Filters 115 mit nachgeschaltctcr zweiter Summierschaltung 114 angeschlossen ist. Vom Verbindungspunkt der beiden Widerstände 58 ist eine Schaltdiode 56 zum invertierenden Ausgang ~Q des Auffangfiipflops 54 geschaltet. Der Ausgang Q des Auffangflipflops 54 ist ferner über einen hochohmigcn Widerstand 62 an den Ladekondensator 122 des zweiten Monoflops 109 angeschlossen. Ein Widerstand 121 bestimmt zusammen mit dem Kondensator 122 die Einschaltzeit des Monoflops 109. Dem Widerstand 121 ist eine Diode 123 parallel geschaltet. Zwischen den Ausgang des ersten Monoflops 9 und den Ladekondensator 122 des zweiten Monoflops 109 ist außerdem die Reihenschaltung einer Diode 63 und eines Widerstandes 64 eingeschaltet. Die aus den NOR-Gattern 59 und 60 gebildete Pcgeltrennschaltung 65 ist vorgesehen, weil die logischen Schaltsignale der beiden Monoflops und des Umschalters 53 im gezeigten Ausführungsbeispiel zwischen den Pegeln f 10 V und OV geschaltet werden, während das Bezugspotential für die Filter 15 und 115 bzw. die Summicrschaltungen 14 und 114 -¹ 5 V beträft. Der Ausgang der SummicrschalUmg ist, wie beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2. über einen Widerstand 30 an den oberen Eingang des Operationsverstärkers 36 angeschlossen. Dementsprechend ist der Ausgang der Summierschaltung 114 übe einen Widerstand 130 mit dem gleichen Eingang 34 des Operationsverstärkers 36 verbunden. Der andere F.ingang 35 liegt auf Bczugspotential.

Die Wirkungsweise der beiden Monoflops 9 und 109 sowie des elektronischen Umschalters 53 wird nachstehend in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben.

Dort stellt der obere Kurvenzug die am Ausgang 10 des Schmitt-Triggers 7 stehende Folge m,, von Dopplcrfrcquenz-Impulscn dar. Jeder ankommende Doppler-lmpuls stößt den Monoflop 9 an, der hierauf einen Einzelimpuls von relativ kurzer Impulsdauer ο abgibt und anschließend wieder in seinen Ruhezustand zurückkippt, bis der nächste Dopplcrimpuls eintrifft. Die Ausgangsimpulsfolge A des Monoflops 9 ist in der zweiten Zeile von F i g. 4 dargestellt. Diese Ausgangsimpulse gelangen, wie beim vorangehenden Beispiel, zum Filter 15 und zur Summicrschallung 14. Zugleich werden die Monoflopimpulse A über die Leitung 66 einem Transistor 61 zugeführt, welcher als Inverter dient und die invertierte Impulsfolge A an den Eingang des zweiten Monoflops 109 liefert. Dieser wird also jeweils durch die Rückflankc der Ausgangsimpulse A des Monoflops 9 angestoßen und liefert daraufhin einen Einzelimpuls von wesentlich größerer Impulsdauer /). Diese Impulsfolge B gelangt zu dem zweiten Filter 115 und dem Summierglied 114. Der Auffangflipflop 54 ist mit seinem einen Eingang an den Ausgang des Monoflops 9 und mit seinem anderen Eingang an den Ausgang des Monoflops 109 angeschlossen. Er schaltet jeweils um, sobald auf beiden Eingängen ein Signal ansteht. Dies ist, wie Fi g. 4 zeigt, der Fall, sobald die Ausgangsimpulse B des Monoflops 109 bei abnehmender Dopplerfrequcnz so dicht aneinanderrücken, daß die Impulsdauer b größer wird als der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen A des Monoflops 9. Dieser Zustand tritt bei der Darstellung gemäß F i g. 4 zum Zeitpunkt / ein. Wie man sieht, befand sich vor diesem Zeitpunkt der Ausgang Q des Auffangflipflops 54 auf Potential »0«, so daß die vom Ausgang des Monofiops 9 über den ersten der Widerstände 57 ankommenden Impulse A über die Diode 55 abgeleitet werden und nicht zum Filter 15 gelangen. Der Ausgang (5 befand sich bis dahin auf dem Potential »1«, weshalb die Diode 56 gesperrt war und die Ausgangsimpulse Z? des zweiten Monoflops 109 über die Widerstände 58 und die Pegeltrcnnschaltung 60 zum Filter 115 und zur Summierschaltung 114 gelangen. Der Operationsverstärker 36 und mit ihm der stromgesteuertc Impulsgenerator 16 werden also bis zum Zeitpunkt / einerseits vom Monoflop 109 her durch die frequenzproportionale Ausgangsspannung des Filters 115 und andererseits durch die Alisgangsspannung des Phascndiskriminators 12 gesteuert.

Zum Zeitpunkt t schaltet, wie erwähnt, der Auffangflipflop 54 um, so daß nunmehr sein Ausgang Q das Potential »1« und sein Ausgang ~Q das Potential »0« annimmt. Hierdurch werden von nun ah die Ausgangsimpulsc B des Monoflops 109 über die Diode 56 kurzgeschlossen und gelangen nicht mehr zum Filter 115, während andererseits die Diode 55 sperrt und dadurch die Ausgangsimpulse A des Monoflops 9 über die Widerstände 57 zum Filter 15 und zur Summierschaltung 14 laufen. Der Operationsverstärker 36 wird vom Zeitpunkt t ab einerseits durch das vom Monoflop 9 abgeleitete Ausgangssignal des. Filters 15 und andererseits durch das Atisgangssignal des Phascndiskriminators 12 gesteuert.

Um zu gewährleisten, daß im Zeitpunkt t eine einwandfreie Umschaltung vom Ausgangssignal des Monoflops 109 auf das Ausgangssignal des Monoflops 9 erfolgt, ist der Umschalter 53 mit einer Hysterese ausgestattet, indem sein Ausgang Q über einen hochohmigen Widerstand 62 mit dem Ladekondensator 122 des Monoflops 109 verbunden ist. Sobald der Auffangflipflop 54 umschaltet, fließt somit ein geringer Zusatzstrom über den Widerstand 62 auf den Kondensator 122, wodurch die Impulsdauer h des MonoHops 109 geringfügig verlängert wird. Auf diese Weise wird ein unkontrolliertes Hin- und Herschallen des elektronischen Umschalters im Grcnzbcreich vermieden. Die Monoflops 9 und 109 sowie die Pegeltrcnnschaltung 65 und der Phasendiskriminator 12 sind aus Vierfach-NOR-Gattern 4001 in komplementärer MOS-Technik aufgebaut. Der Auffangflipflop 54 besteht ebenso wie der Flipflop 37 im steuerbaren Generator 16 aus Vierfach-NAND-Gattcrn 4011, ebenfalls in komplementärer MOS-Technik.

Durch Hinzunahme weiterer Monoflops mit entsprechend bemessener Impulsdauer und zugehörigen Umschaltern kann das Phasensynchronfilter auch auf mehr als zwei Frequenzbereiche umgeschaltet werden. Es hat sich jedoch gezeigt, daß ein Frequenzbereich von 1 ... 3000 Hz ohne Schwierigkeiten mit einem einzigen Monoflop überstrichen werden kann. Ein Doppler-Radargerät mit einem Phascnsynchronfilter gemäß der Erfindung zeichnet sich durch eine hohe Genauigkeit aus, selbst dann, wenn der Radarstrahl wegen Beschränkungen in den Abmessungen der Antenne nicht sonderlich scharf gebündelt werden kann und die reflektierende Fläche unter einem wesentlich kleineren Winkel als 90- gegenüber dem Radarstrahl geneigt ist. Die Tiefpaßfilter 15 und 115 haben nicht nur die Aufgabe, das Ausgancssicnal der Monoflops 9 bzw. 109 zu integrieren und" Wcch selspanniingsanteile auszusieben, sondern Speichen

gleichzeitig genügend Energie, damit der steuerbar« Impulsgenerator auf der durch die Doppler-Frequcn; bestimmten Frequenz weiterschwingt, falls das Dopp lersignal kurzzeitig unterbrochen wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche:

1. In seiner Frequenz durch eine Gleichspannung steuerbarer Impulsgenerator, dadurch gekennzeichnet, daß er einen mit seinen Eingängen (34, 35) an die Steuergleichspannungsquelle (14) angeschlossenen, als steuerbare Gleichstromquelle geschalteten Operationsverstärker (36) sowie einen Flip-Flop (37) enthält, daß zwischen den über einen hochohmigen Widerstand (38) mi; einer Gleichstromversorgungsquelie in Verbindung stehenden einen Eingang (34) des Operationsverstärkers und jeden der beiden Eingänge des Flip-Flops (37) die Emitter-Kollektor-Strecke je eines Transistors (42. 43; eingeschaltet ist, daß die Basiselektroden beider Transistoren (42, 43) gemeinsam an den Ausgang (39) des Operationsverstärkers (36) angeschlos- |en sind, daß zwischen die Kollektor-Elektroden beider Transistoren (42, 43) die Reihenschaltung iweier gleicher Kondensatoren (44, 45) und hier-Iu parallel die Reihenschaltung der Kollcktorlimitter-Strecken zweier weiterer Transistoren (46, 47) eingeschaltet und die Verbindungspunkte fceider Kondensatoren und der beiden weiteren Transistoren gemeinsam an Bezugspotential geführt sind und daß der eine Ausgang (48) des Füp-FIops (37) mit der Basiselektrode des einen (46) und der andere Ausgang (49) des Flip-Flops mit der Basiselektrode des anderen (47) der beiden weiteren Transistoren (46, 47) in Verbindung «ein.

2. Schallungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß der Flip-Flop (37) aus komplementären MOS-Galtcrn, vorzugsweise K'AND-Gattcrn, aufgebaut ist.

3. Anwendung eines Impulsgenerator nach Anspruch 1 oder 2 in einer Anordnung zur Vv'cg- oder Geschwindigkeitsmessung von Fahrtcugen unter Verwendung eines Doppler-Radargerätcs, wobei der Impulsgenerator als über einen Reiten Frequenzbereich synchronisierbarer Oszillator zwischen den Ausgang eines die Dopplerfrequenz verstärkenden Zwischcnfrequenzverstärkcrs und den Eingang einer durch die dopplerfrequenten Impulse gesteuerten Auswcrleschailuiig eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, Claß der Impulsgenerator (16) zwischen einen an den Ausgang des Zwischenfrequenzvcrstärkers (6) angeschlossenen Schmitt-Trigger (7) und iinen als Auswertcschaltung dienenden Impulszähler eingeschaltet und an den Ausgang (10) des Schmitt-Triggers (7) einerseits ein als Monoflop (?'; >r>it nachgeschaltete-n Integrierglied (15) !ausgebildeter Frcquenz-Spannungs-Umformer (9) lind andererseits der eine Eingang (11) eines Phasendiskriminators (12) angeschlossen ist. dessen anderem Eingang (13) die Os/illalorfrequen/ zugeführt ist. und daß die Ausgänge von 1,'niformer und Diskriminator an eine Summierschaliung (14) geführt sind, deren Ausgang mit dem Frequen/.steuereingang des Impuisgencrators (16) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet, daß die Summierschaltung (14) einen an der Steuerelektrode mit dem Ausgangssignal des Phasendiskriminatois (12) beaufschlagen Feldeffekttransistor (31) enthält, dessen Quelfen-Senken-Strecke an den Ausgang des Frequenz-Spannungs-Umformen, (9, la) angeschlossen ist. .. « s>hait'!nt>sanordnune nach Anspruch 4 fur einen Vxtren großen Mitziehbereich des Oszillators dadurch gekennzeichnet, daß neben dem ersten Monoflop (9) mit kurzer Impulsdauer (a) ein zweiter Monoflop (109) mit wesentlich längerer Impulsdauer φ j vorgesehen und über einen Inverter (61) an den Ausgang des ersten Monoflops angeschlossen ist und daß ein durch die Aus»an«siRnale(/4,ß) beider Monoflo_Ps(9. 10'/) besteuerter elektronischer Umschalter (5j) bei Doppelfrequenzen oberhalb eines vorgegebenen Grenzwertes den Ausgang des ersten Monoflops (9) und bei darunterliegenden Dopplerfremienzen den Ausüan« des zweiten Monoflops (109) mit einem nachgescbalteien Integrierelied (15.

Ii?) verbindet.

6 Schaltungsanordnung nach Anspruch >. dadurch .kennzeichnet, daß der Umschalter i53j ein Aulianii-Flip-Flop (54) ist. dessen Ausgänge über Schaltdioden (55, 56) mit den Ausgängen der beiden Monoflops (9, 109) verbunden sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6. dadurch uekennzeichnet. daß zwischen den über die cine Schaltdiode (55) an den Ausgang des ersten Monoflops (9) angeschlossenen Ausgang (O) des Auffanti-FIip-Flops (54) und den Lackkondensator (l"22) des zweiten Monoflops(l09) ein hcüiohmiger Widerstand (62) eingeschaltet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7. dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang des ersten Monoflops (9) und den Ladekondensator (122) des zweiten Monoflops (109) die Reihenschaltung einer Diode (63) und eines Widerstandes (64) eingeschaltet ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge beider Monoflops (9, 109) an je ein getrenntes Integrierend (15, 115) angeschlossen sind und jedes Intcgrierglied mit einer Summierschaltung (14, 114) in Verbindung steht.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis ^l>. dadurch gekennzeichnet, daß die Monoflops (9, 109). der Auffang-Flip-Flop (541 und der Phasendiskriminator (12) aus Gattern in komplementärer MOS-Technik aufgebaut sind.