DE2323214B2

DE2323214B2 - Schaltungsanordnung zur Verringerung von Brummstörungen in der Verstärkungsregelungsschaltung eines BiId-ZF-Verstärkers für einen Fernsehempfänger

Info

Publication number: DE2323214B2
Application number: DE19732323214
Authority: DE
Inventors: Luigi London Indri
Original assignee: Thorn Electrical Industries Ltd
Current assignee: Thorn Electrical Industries Ltd
Priority date: 1972-05-12
Filing date: 1973-05-09
Publication date: 1978-07-06
Also published as: AU476158B2; AU5562273A; JPS5635068B2; JPS4962028A; GB1423349A; SE390687B; DE2323214A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verringerung von Brummstörungen in der Verstärkungsregelungsschaltung eines BiId-ZF-Verstärkers für einen Fernsehempfänger mit einem Glättungskondensator, dem eine Lade- und eine Entladeschaltung zugeordnet sind.

Eine besonders hartnäckige Störung bei Fernsehempfängern ist als »Flugzeuggeräusch« bekannt, das aus Änderungen der Signalstärke im Frequenzbereich zwischen einem und fünfundzwanzig Hertz besteht, und insbesondere durch Flugzeuge hervorgerufen wird. Aufgrund ihrer Eigenschaften führen AVR-Schaltungen Zeitkonstante ein, die die Zeit beeinflussen, welche der Empfänger benötigt, um nach einer Änderung der Größe des Antennensignals wieder in Gleichgewicht zu kommen. AVR-Schaltungen können Signaländerungen unter 1 Hz bewältigen; oberhalb 25 Hz ist die Amplitude des Geräusches im allgemeinen gering. Zwischen diesen Frequenzen jedoch kann das Geräusch sehr störend sein.

Bei der AVR-Schaltung eines BiId-ZF-Verstärkers dient das Widerstandskondensator-Tiefpaßfilter zur Glättung und Ausfilterung von lirummstörungen in der AVR-Spannung, bevor diese zur Regelung der Verstärkung der ZF-Stufen verwendet wird. Die Bruinmstörung wird normalerweise in der GeneraUirschaltung für die AVR-Spannung hervorgerufen. Da beispielsweise bei einem AVR-System mit Zuilcntastung der normale Zeilensynchronisierimpuls eine andere Dauer besitzt als der Halbbildsynchronisierimpuls und der Ausgleichimpuls, erzeugt die Schaltung unwillkürlich während dieser 3 Perioden Ausgangssignale unterschiedlicher Größe, so daß eine Störung der ungeglätteten AVR-Spannung bei einer Bildfolge von 50 oder 60 Hz auftritt. Falls diese Brummstörung nicht entfernt wird, moduliert sie das ZF-Signal und erzeugt noch ein größeres Brummen in der AVR-Spannung. Da die AVR-Schleife einen hohen Verstärkungsfaktor besitzt, kann dies zu Schwingungen führen. Es ist deshalb unbedingt erforderlich, ein Filter einzusetzen, um diese Störungen auf einen annehmbaren Pegel zu reduzieren, was jedoch wiederum die Ansprechzeit der AVR-Schleife erhöht.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der die Brummstörungen wirksam beseitigt werden, ohne daß die Ansprechzeit dar AVR-Schleife erhöht wird. Gemäß der Erfindung gelingt dies dadurch, daß sowohl die Lade- als auch die Entladeschaltung variable Impedanzen besitzen, die auf rasche Änderungen im Videosignal-Eingangspegel ansprechen und zur Ladung bzw. Entladung des Glättungskondensators niederohmig geschaltet werden.

Aus der DE-OS 14 62 885 ist eine Schaltungsanordnung zum Gewinnen einer Regelspannung aus einem von einer niederohmigen Quelle gelieferten Videosignals bekannt, bei der zwei Dioden zur Verbesserung der Funktion verwendet werden. Die beiden Dioden werden jedoch nur dann wirksam, wenn die höchsten Störspannungen auftreten. Dies ist dann der Fall, wenn der negative Zeilenrücklaufimpuls in der Spule des Fernsehempfängers induziert wird. Dieser Impuls entspricht zeitlich dem Synchronisationsimpuls des Videosignals, so daß der durch die eine Diode fließende Strom direkt proportional dem Gleichspannungspegel dieses Synchronisationsimpulses ist. Bei einem Videosignal mit negativer Modulation ist der Synchronisationsimpulspegel ein Maß für die Signalstärke. Störun- gen während der Bildperiode haben keinen Einfluß auf die AVR-Spannung, da beide Dioden in Abwesenheit eines Rücklaufimpulses sperrend vorgespannt sind. Die Funktion dieser bekannten Schaltungsanordnung weicht somit vollständig von derjenigen der Erfindung ab.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun im einzelnen an Hand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt F i g. 1 ein Schaltbild einer üblichen bekannten A VR-Glättungsschaltung und

Fig.2 ein Schaltbild einer AVR-Glättungsschaltung gemäß der Erfindung mit Maßnahmen zum Schutz gegen Flugzeuggeräusch.

Gemäß F ig. I wird eine Eingangsspannung Vw an die Basis eines Verstärkungstransistors TR, angelegt, an dessen Kollektor eine Spannung V_c erzeugt wird, die weiderum über einen Widerstand R\ an den Kondensator C gelegt wird. Ein Widerstand R2 verbindet den Kondensator mit der positiven Leitung und ein Widerstand Rj liegt parallel zum Kondensator C

^hl) Die Glättungsschaltung besteht aus den Widerständen R\, /?2 und Ri und dem Kondensator Cund sie dient üblicherweise zur Reduzierung einer Brummspannung von 2 bis 5 V (Spitze-Spitze) in der Kollektorspannung V₁- zu einer 50 mV Brummspannung in der Ausgangs-

^Μ spannung V_Avr.

Der Kondensator wird über den Widerstand R₂ geladen und über den Widerstand R[ und den Transistor TR\ entladen.

Typische Werte sind:
R] = 470 Ohm,
R₂ = 1000 Ohm,
A3 = 18 0000hm,
C = 200 μΚ

Beim Ausführungsbeispiel der Erfindung, wie es in F i g. 2 gezeigt ist, wird der Widerstand R\ der F i g. 1 durch eine Diode D\ ersetzt, die in Reihe mit einer Zenerdiode D₂ liegt Hierdurch wird der minimale Wert festgelegt auf den die Ausgangsspannung V_Avr fallen kann. Ferner ist ein Transistor TRi über den Widerstand R₂ geschaltet, dessen Basis durch die Ausgangsspannung Vc des Transistors TRt getrieben wird. Ein Widerstand A4 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors TR\ und der positiven Leitung.

Normalerweise stellt sich in Ruhezustandsbedingungen die Kollektorspannung V₀ auf einen Wert unterhalb der Ausgangsspannung V_Avr infolge der Spannung über den Dioden D, und D₂ ein, die beide leiten. Dieser Spannungsabfall ist genügend hoch bemessen um zu gewährleisten, daß die 50- bzw. 60-Hz-Brummspannung, die am Kollektor des Transistors TR, erscheint, nicht ausreicht, um die Spannung an den Dioden D\ und D₂ zu übertreffen und diese zu sperren. Normalerweise bleibt der Transistor TR₂ gesperrt.

Fällt die Kollektorspannung V_c entsprechend einem Abfall im Signalpegel, dann entlädt sich der Kondensator C rasch über den niederohmigen Weg, wie er durch die Dioden D] und D₂ sowie den Transistor 77?, gebildet wird. Der Transistor TR₂ bleibt immer noch gesperrt. jo

Steigt der Signalpegel an, dann steigt auch die Kollektorspannung V_c rasch an, da sie isoliert ist von dem Kondensator Cdurch die Dioden D\ und D₂, so daß die Diode D, gesperrt wird. Der Transistor TR₂, der die Spannung an den Dioden D\ und D₂ abfühlt, wird entsprechend leitend geschaltet und bildet einen niederohmigen Ladeweg für den Kondensator C. Der Kondensator C lädt sich somit rasch auf und gibt dem ZF-Verstärker somit die Möglichkeit dem Anstieg in der Signalstärke zu folgen.

Steigt das Antennensignal und bewirkt einen Anstieg der Kollektorspannung V₀ und eine Sperrung der Dioden/Zenerdioden-Kombination D\, D₂, dann bildet der Widerstand A4 einen Weg zwischen dem Kollektor des Transistors TKi und der Basis des Transistors TR₂ einerseits und der positiven Leitung andererseits, so daß gewährleistet wird, daß der Transistor TR₂ leitend vorgespannt wird. Der Wert des Transistors A4 ist genügend gering, so daß beim Abfallen des Stromes im Transistor TR] auf Null infolge eines plötzlichen Anstiegs des Antennensignals der Widerstand Ra, den erforderlichen geringen Basisstrom zum Transistor TR₂ zuführen kann. Der Transistor TR₂ wird vorzugsweise so gewählt, daß er eine hohe Stromverstärkung besitzt, und der Widerstand R4 wird normalerweise zumindest eine Größenordnung, d.h. lOmal größer als der Widerstand R₂ sein, so daß unter Ruhezustands-Bedingungen der größte Teil des Kollektorstromes des Transistors TR\ durch den Widerstand R₂ und die Dioden D\ und D₂ fließt. wi

Die Schaltung arbeitet also durch Herstellen von niederohmigen Lade- und Entladewegen für den AVR-Glättungskondensator, so daß unter Bedingungen einer raschen Änderung im Signalpegel die Zeitkonstunte reduziert wird, während unter annähernden hi Ruhezustandsbedingungen die Zeitkonstante beträchtlich und genügend groß ist, um die auf der A VR-Leitung erscheinende Briimmspannung auf einen brauchbar niedrigen Pegel zu reduzieren. Dies hat zur Folge, daß bei einer raschen Änderung des Signais der Brummanteil auf der AVR-Leitung höher ist als während der Ruhezustandsbedingungen, aber es zeigt sich nichtsdestoweniger, daß eine bedeutende Verbesserung der Bildqualität durch Verwendung der Schaltung gemäß F i g. 2 erzielt wird.

Es sei nochmals auf F i g. 1 Bezug genommen, aus der sich ergibt, daß infolge der unterschiedlichen Werte von R) und R₂ der Kondensator Cüber R\ rascher entladen wird als über R₂. Im allgemeinen können alle A VR-Schaltungen rascher auf eine Signalamplitudenänderung in einer Richtung ansprechen als in der anderen, und zwar infolge der asymmetrischen Ladungs/Entladungs-Eigenschaften der AVR-Signalquelle. Bei praktischen Schaltungen wird das Problem eines langsameren Ansprechens auf ein ansteigendes Signal noch größer, wenn eine Übersteuerung in den ZF- oder Detektorschaltungen auftritt und eine Verzerrung sich ergibt. Dies ist insbesondere bei einigen integrierenden Schaltungsdetektoren der Fall, die normalerweise sehr nahe an ihrem maximalen Ausgangspegel arbeiten. Bei einem negativen Modulationssystem bewirkt eine Übersteuerung zuerst eine Verzerrung der Synchronisierimpulse, die normalerweise den AVR-Pegel einstellen, so daß eine Neigung zum Schwingen besteht.

Die Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 beschleunigt sowohl die Ladung als auch die Entladung des Kondensators C, wobei der Transistor TR₂ die Ladezeit und die Kombination der Diode D\ und der Zenerdiode D₂ die Entladezeit verkürzt. Während vorzugsweise sowohl die Lade- als auch die Entladezeit verkürzt wird, ist ersichtlich, daß unter bestimmten Umständen eine Verbesserung auch durch die Verwendung nur einer dieser beiden Möglichkeiten unabhängig voneinander erzielt werden kann. In der Praxis wird es normalerweise zweckmäßig sein, die Reaktionszeit für ein ansteigendes Antennensignal zu verkürzen, um das Risiko einer Übersteuerung oder Verzerrung zu reduzieren.

Die verwendeten Schaltungswerte hängen von der besonderen ZF-Schaltung ab, mit der die AVR-Schaltung zusammenarbeiten soll, sowie von den erforderlichen Ansprechcharakteristiken.

Der Wert der Zenerdiode Dz hängt vorwiegend von der Amplitude der 50-Hz-Brummspannung ab, die wiederum abhängig ist von der AVR-Schaltung. Wenn die AVR-Abfühlschaltung so bemessen werden kann, daß sie beispielsweise weniger als 1 V Brummspannung ansteile der üblichen 2 bis 5 V erzeugt (ohne daß bereits eine hohe Zeitkonstante eingeführt wurde), dann könnte auch die Zenerdiode D₂ weggelassen werden.

Die Zenerdiode D₂ hat den Vorteil gegenüber dem Widerstand R] der Fig. I₁ daß ihr Arbeitswiderstand geringer ist als der Ruhewiderstand, wodurch die Reduzierung der Entladezeit des Kondensators C bei wechselnden Signalbedingungen unterstützt wird.

Es ist erkenntlich, daß die Schaltung auf vielerlei Art modifiziert werden kann und daß sie mit jedem AVR-Verstärker verwendet werden kann, der ein Widerstands/Kondensator-Glättungsnetzwerk enthält, das eine hohe Zeilkonstante einführt, die zu groß ist, um Flugzeuggeräusche zu vermeiden. Die Ladungs- und Eniiadungszeitkonstanten des Glättiingskondensators können durch verschiedene Kombinationen von Transistoren und Dioden oder durch andere Arten von Halbleiterelemenlen verbessert werden. Auch Feldeffekttransistoren können Verwendung finden.

Mif.i/u ί Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Verringerung von Brummstörungen in der Verstärkungsregelungsschaltung eines BiId-ZF-Verstärkers für einen Fernsehempfänger mit einem Glättungskondensator, dem eine Lade- und eine Entladeschaltung zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die Lade- als auch die Entladeschaltung variable Impedanzen (TRj, Di) besitzen, die auf rasche Änderungen im Videosignal-Eingangspegel ansprechen und zur Ladung bzw. Entladung des Glättungskondensators niederohmig geschaltet werden.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die variablen Impedanzen (TR2, Di, D2) immer dann niederohmig geschaltet werden, wenn das Eingangssignal oberhalb bzw. unterhalb eines bestimmten Bereichs liegt

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladeweg einen Widerstand (R2) enthält, der durch einen normalerweise gesperrten Transistor {77? 2) überbrückt ist, sowie Vorrichtungen (R4), die den überbrückenden Transistor (TR2) leitend schalten, wenn das Eingangssignal eine vorbestimmte Grenze überschreitet.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Glättungskondensator (C) über einen Eingangstransistor (TR_t) entladen werden kann, dessen Leitfähigkeit mit dem Eingangssignal verändert wird, und daß eine Reihenschaltung aus einer Diode (Di) und einer Zenerdiode (Dz) zwischen dem Eingangstransistor (TRi) und dem Glättungskondensator (C) vorgesehen ist.