DE2234079A1 - Verfahren zur uebertragung von informationen ueber einen gemeinsamen signalweg und anwendung desselben - Google Patents

Description

Gesellschaft zur Förderung der Forschung ,

an der Eidg. Techn. Hochschule, Zürich. 3chv.^r&

Verfahren zur Uebertragung von Informationen über einen gemeinsamen Signalweg und Anwendung desselben.

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur gleichzeitigen Uebertragung von gleichzeitig auf η gesonderten Signal^ kanälen angelieferten Informationen Über einen gemeinsamen Signalweg mit Hilfe von η je einem der Signalkanäle zugeordneten TrUgersignalen, die mit den auf dem jeweils zugeordneten Signalkanal angelieferten Informationen beaufschlagt werden, wobei als Trägersignale η voneinander verschiedene, zueinander orthohormale Funktionen F^ (t") bis F_n(t) der Zeit t verwendet werden, die sich jeweils nach Ablauf einer bei allen Funktionen Fj(t) bis F_n(t) zum gleichen Zeitpunkt t+kT beginnenden und

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über die gleiche Zeitdauer T andauernden Periode wiederholen und die für beliebige im Bereich von 1 bis η liegende Indexwerte μ und V und beliebige ganzzahlige positive Werte k der Bedingung

V(k+1 )T

O f Ur μ £ V

F_u(t) . F (t) dt -CL
^{μ y} ^*-* const, für μ a ν

t_oTlcT

genügen, und wobei die mit den Informationen je eines Signalkanals beaufschlagten Trägersignale auf dem gemeinsamen Signa] weg überlagert werden und dadurch ein Sumraensignal S(t) gebildet wird, das über den gemeinsamen Signalweg übertragen wird und aus dem die jeweils auf einen m-ten Signalkanal angelieferten, in dem Summensignal enthaltenen Informationen nach ihrer eine Uebertragungsdauer At_m in Anspruch nehmenden Uebertragung mit Hilfe der Bildung des Integrals

t_o+(k+1)T+At_m

SCt-At_n) - F_nCt-At_n) dt

durch synchrone Korrelation zwischen dem um die Uebertragungsdauer At_ffl zeitversetzten Summensignal S(t-At_m) und einer dem Trägerslßnal für den m-ten Signalkanal entsprechenden, mit dem Summensignal S(t-At_m) periodenaynchronen Zeitfunktion ) wieder ausgesiebt werden.

3 Q 9 B 1 57 0S 8 δ

m, 3 -

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Ein Verfahren dieser Art ist bereits aus der US-Patentschrift 2.204.035 bekannt. Bei diesem bekannten Verfahren werden als Trügersignale F₁(t) bis F_n(t) sogenannte Walsh-Funktionen verwendet, und die Beaufschlagung dieser Trägersignale mit den auf dem jeweils zugeordneten Signalkanal angelieferten Informatlonen erfolgt durch Amplitudenmodulation der Trägersignale, d.h. es werden in der beispielsweise von der Trägerfrequenztelefonie her bekannten Art und Weise über die einzelnen Signalkanäle Modulationssignale angeliefert, die die zu übertragende Information enthalten und mit denen die dem betreffenden Signalkanal zugeordneten'Trägersignale, z.B. mit Hilfe von Ringmodulatoren wie sie ebenfalls von der Trägerfrequenztelefoni-e her bekannt und üblich sind, multiplikativ amplitudenmoduliert werden. Diese Form der Beaufschlagung der. Trägersignale mit den

zu übertragenden Informationen hat aber bei Verfahren der vorliegenden Art einen prinzipiellen systembedingten Nachteil. Dieser Nachteil ergibt sich daraus, dass die Aussiebung der z.B. über einen m-ten Signalkanal angelieferten Informationen au3 dem über den gemeinsamen Signalweg übertragenen, durch Ueberlagerung der mit den Informationen beaufschlagten Trägersignale gebildeten Summensignal S(t), wie oben erwähnt, mit Hilfe der Bildung des Integrals

t_o+(k+1)T+At_m

S(t-At ) · F (t-At ) dt να ωχ ta

erfolgt. Denn wenn die Information in einem Modulationesignal

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enthalten¹ aeln soll, dann muss dieses Modulationesignal zeitlich veränderlich sein» d.h. wenn a die Amplitude des Modulationssignals 1st, muss das Modulationesignal die Form a(t) haben. Bei einer Beaufschlagung der von den genannten Funktionen F (t) mit μ · 1 bis η gebildeten Trägersignale mit den auf dem jeweils zugeordneten μ-ten Signalkanal angelieferten, von einem Modulationssignal a_u(t) gebildeten Informationen durch multiplikative Amplitudenmodulation ergibt sich demgemäss für die modulierten Trägersignale die Form a (t)»F (t) und für das durch Ueberlagerung der modulierten Trägersignale gebildete Summensignal S(t) die Form S(t) ■» > a (t) *F (t).

1 ^{μ μ}

Für das obengenannte Integral, durch dessen Bildung die auf einem m-ten Signalkanal angelieferten und von dem Summensignal.

Übertragenen Informationen wieder aus dem Summensignal ausge-_N siebt werden, ergibt sich demgemäss (wenn man zur Vereinfachung der Darstellung einmal davon ausgeht, dass die Uebertragungsdauer des Summensignals auf dem gemeinsamen Signalweg für alle Kanäle vernachlässigbar klein ist und demgemäas auch At_m« O gesetzt werden kann)

t +(k+1 )T+At_ ~i t

Iu

Us(t-At_m).F_m(t-*t_m) dt

V^kT+Atm

S(t)-F_m(t) dt

t_o+kT

¹ [*> ^{βμ(ΐ) P|i(t}i"^{Fm(t) dt}

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und dieses sich ergebende Integral entspricht nach den allgemeingültigen Integrationsregeln der Summe

F_m(t) dt

Die erwähnte Aussiebung durch Integration beruht nun im Prinzip auf der eingangsgenannten Orthogonalitätsbedingung

t_o+(k+1)T

(t) · F (t) dt -

für μ

const, für μ «

für die als Trägersignale verwendeten Zeitfunktionen F.| (t) bis F_n(O. Denn danach wären - unter der Voraussetzung, dass alle a (t) in dem betrachteten Zeitraum von t_Q+kT bis t_Q+(k+1)T als konstant angesehen werden könnten - alle in der obigen Summe enthaltenen Integrale, bei denen \i ^ m ist, gleich Null und es würde von der ganzen Summe nur noch das"· Integral

t_o+(k+1)T

V^t} *V^{(t) P}mW^dt

verbleiben, das - wieder unter der Voraussetzung eines über den Integrationszeitraura konstanten a_m(t) - gleich dem

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Integral

und damit nach der eingangs genannten Orthcoormalitätsbedin gung gleich »«,(t) · const, wäre.

Das zur Aussiebung des die auf dem m-ten Signalkanal angelieferten Informationen enthaltenden Modulationssignala .e_m(t) aus dem Summensignal S(t) gebildete Integral

S(t-At_m)

• F_m(t-At_m)dt

const,

würde also ale Integrationsresultat gerade wieder das Modulationssignal fiy(t)( multipliziert mit einem konstanten Faktor •bonst.¹¹ ergeben.

Diese Form der Aussiebung kann aber nur dann funktionieren, wenn sämtliche Modulationssignale a.. (t) bis a_n(t) im Integrtitionszeitraum von t_Q+kT bis t_Q+(k+1)T tatsächlich als konstant angesehen werden können, denn wenn sich die Modulationssignale B₁Ct) bis O_nCt) während der-Integrationszeit in ihrer Höhe verändern, dann wird in der obigen Summe

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keines der Integrale, bei denen μ ^ » ist» gleich Null» sondern jedes dieser Integrale ergibt aa Ende des Integrationszeitraumes ein von Null verschiedenes Integrationsresultat, und ausserdem wird dasjenige Integral» bei dem μ « m ist, nicht gleich a^t)«const., sondern es ergibt sich auch für dieses Integral ein von diesem gewünschten Integrationsresultat abweichendes Ergebnis. Die von Null abweichenden Integrationsresultate der Integrale, bei denen μ Φ α ist, treten da,-bei in dem "ausgesiebten" Signal als Rauschen und Nebensprechen in Erscheinung , und das von a_m(t) «const· abweichende Integratlonsresultat des Integrals, bei dem μ■ » m ist, als Verzerrung des Signals a_m(t)«const., das ausgesiebt werden sollte. Es ist klar, dass dabei bei einer grossen Anzahl von Signalkanülen in einem "ausgesiebten" Signal der Rausch- und Nebensprechant eil derart Uberhand nimmt, dass unter Berücksichtigung der zusätzlichen Signalverzerrung des auszusiebenden Signals eine einwandfreie Signalerkennung kaum mehr möglich ist, mit anderen Worten, die Aussiebung funktioniert bei dem bekannten Verfahren nicht mehr, wenn sich die die Informationen enthaltenden Modulationssignale a(t) während der Bildung der genannten Integrale, mit deren Hilfe ausgesiebt wird, zeitlich in ihrer Amplitude ve rundem.

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Nun war aber oben bereite gesagt worden, dass die Modulationssignale Überhaupt nur dann eine Information enthalten können, wenn sie eich zeitlich verändern bzw. wenn eie die Form a(t) haben, und aus diesem Widerspruch, dass die Modulationssignale auf der einen Seite zur Erzielung einer guten Aussiebung eine konstante Amplitude haben sollten, auf der anderen Seite aber nur dann Informationen enthalten und mit sich führen können, wenn sich ihre Amplitude zeitlich verändert, ergibt eich der oben erwähnte prinzipielle systembedingte Nachteil des genannten bekannten Verfahrens.

Bei dem bekannten Verfahren hat man nun versucht, diesem systembedingten Nachteil dadurch entgegenzuwirken, dass man besondere zusätzliche Mittel eingesetzt hat, um - sozusagen auf ktlnstlichera Wege - die Amplitude der Modulationssignale während der Integrationszelt konstant zu halten.

Grundsätzlich gibt es Ja zur Erreichung des Zieles, die Amplituden der Modulationseignale während der Integrationszeit praktisch konstant zu halten, zwei Möglichkeiten! Man kannentweder die Aenderung der Amplitude der Modulationssignale während einer Integrationszeit so gering machen, dass die Amplitude praktisch als konstant angesehen werden kann, oder man kann die Amplitude der Modulationssignale künstlich konstant halten, indem man das wirkliche Modulationssignal nur jeweils am Anfang einer Integrationszeit abtastet und die abgetastete Amplitude unabhängig von dem zeitlichen Verlauf des

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wirklichen Modulationssignale bis zum Ende der Integrationszeit unverändert aufrechterhält und dann eine neue Abtastung vornimmt.

Die erste dieser beiden Möglichkeiten hat Jedoch den Nachteil, dass die Schwingungsdauer des Modulationseignais selbst dann, wenn man eine Aenderung der Amplitude von immerhin 5 % während der Integrationszeit zulassen würde, ca. 100 mal so gross wie die Periodendauer der genannten Walsh-Funktionen sein müsste, d.h. wenn man z.B. ein Sprechfrequenzband bis zu 3,4 kHz übertragen wollte, dann müsste die Repetitionsfrequenz der als Trägersignale verwendeten Walsh-Funktionen mindestens 340 kHz

sein. Da weiterhin Jede Periode der Walsh-Funktionen in eine Anzahl von Taktzeiten unterteilt ist, die grosser als die An-' zahl der Signalkanäle ist und etwa Innerhalb eines Zehntels der Zeitdauer einer solchen Taktzelt ein Funktionssprung der Walsh-Funktionen vonstattengegangen sein muss, müsste ein solcher Walsh-Funktionssprung bei beispielsweise 100 Signalkanälen innerhalb von 1/1000 der Periodendauer einer Walsh-Funktions-Periode vonstattengehen, d.h. der gemeinsame Signalweg, auf dem die als Trägereignale dienenden Walsh-Funktionen übertragen werden, müsste noch eine Frequenz von dem 1000-fachen der Repetitionsfrequenz der Walsh-Funktionen einwandfrei übertragen können, Und dazu müsste der gemeinsame Signalweg in dem betrachteten Beispiel, also bei 100 Signalkanälen für Sprechfrequenzen bis zu 3,4 kHz, eine Bandbreite von mindestens 340 MHz haben. Stellt man dem gegenüber, dass bei

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normalen Trägerfrequenztelefoniesystemen mit unterdrücktem Träger und unterdrücktem einen Seitenband zur Uebertragung der gleichen 100 Kanäle für Sprechfrequenzen bis zu 3,4 kHz nur eine Bandbreite von ca. 400 kHz benötigt wird, so wird sofort klar, dass die genannte erste Möglichkeit, die Amplituden der Modulationssignale während der Integrationszeit konstant zu halten, in der Praxis von vornherein ausscheidet.

Es verbleibt somit nur die erwähnte zweite Möglichkeit, das wirkliche Modulationssignal Jeweils bei Beginn einer Integrationszeit abzutasten und die abgetastete Amplitude dann unabhängig von den zeitlichen Verlauf des wirklichen Modulations-: signals über die Integrationszeit unverändert aufrecht zu erhalten, und in diesen Fall kann eich das Modulationssignal während der Integrationszelt auch beträchtlich verändern, d.h. die Schwingungedauer des Modulationsaignale braucht nicht wesentlich grosser als die Periodendauer der als Trägeraignale verwendeten Walsh-Funktionen zu sein. Damit ergeben sich für diese zweite Möglichkeit im Gegensatz zu der ersten Möglichkeit annehmbare Bandbreiten für den gemeinsamen Signalweg. -Daher wird bei dem genannten bekannten Verfahren von dieser zweiten Möglichkeit Gebrauch gemacht.

Nun hat diese zweite Möglichkeit aber in technischer Hinsicht zwei entscheidende Nachteile. Zunächst einmal wird für die Abtastung der wirklichen Modulationssignale und für die Konstanthaltung der abgetasteten Amplituden bis zur nächsten Abteotung auf der Senderseite sowie für eine entsprechende

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Abtastung der Integrationsresultate und die Konstanthaltung der abgetasteten Amplituden bis zur nächsten Abtastung auf der Einpfüngerseite der technische Aufwand für das Uebertragungssystem beträchtlich erhöht, weil diese Abtast- und Konstanthaltungseinrichtungen Ja für Jeden einzelnen Kanal vorgesehen werden müssen. Hinzu kommt, dass die Uebereinstiminung des so zurückgewonnenen, sich stufenweise verändernden ausgangsseitigen Abtastsignals mit dem ursprünglichen wirklichen Modulationssignal umso schlechter wird, je mehr sich die Schwingungsdauer des Modulationssignals an die Periodendauer der als Trägersignale verwendeten Walsh-Funktionen annühert, d.h. um eine einlgermassen gute Uebertragungsqualität zu erzielen, muss die Schwingungsdauer der wirklichen Modulationssignale möglichst ein Vielfaches der Perlodendauer der Walsh-Funktionen betragen, und dadurch wird natürlich, wie am Beispiel der oben erwähnten ersten Möglichkeit erläutert, die für den gemeinsamen Signalweg erforderliche Bandbreite entsprechend gross« Ausserdem - und das ist bei Uebertragungssystemen der hier in Rede stehenden Art von wesentlicher Bedeutung -wird dann noch am Ausgang Jedes Kanals ein Tiefpassfilter benötigt, wenn aus den sich stufenweise verändernden ausgangsseitigen Abtastsignalen die Tastfrequenzen und deren Oberwellen wieder ausgesiebt werden sollen, denn ganz abgesehen von dem sich dadurch ergebenden weiteren Mehraufwand sind solche Tiefpassfilter bei Uebertragungssystemen der hier in Rede stehenden Art systemfremde Elemente, denn der Vorteil von Uebertragungssystemen der vorliegenden Art liegt in erster

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Linie darin» dass sie aueschllesslich aus digitalen Bauelementen, die heutzutage In Integrierter Schaltungstechnik leicht herstellbar sind, nur einen sehr geringen Platzbedarf haben und insbesondere auch nur einen sehr geringen Kostenaufwand verursachen, aufgebaut werden können. Dieser Vorteil von Uebertragungssystemen der vorliegenden Art wird Ib Prinzip damit erkauftι dass die für die Uebertragung erforderliche Bandbreite des Uebertragungsweges wesentlich grosser als bei vergleichbaren in Analogtechnik aufgebauten Uebertragungssystemen wie z.B. den bereite erwähnten Trägerfrequenztelefoniesysternen sein muss» und es ist klar, dass es natürlich höchst unerwünscht ist» wenn dieser durch grossere Bandbreite des Uebertragungsweges erkaufte Vorteil durch die Notwendigkeit einer Vielzahl von Bauelementen aus der Analogtechnik, nUmlich je einem Tiefpassfliter pro Kanal, mindestens teilweise wieder zunichte gemacht wird.

Ss hat nun nicht an Versuchen gefehlt, den oben erläuterten systembedingten Nachteil des bekannten Verfahrens unter Benutzung der Grundkonzeption von Verfahren der eingangs genannten Art zu umgehen und dadurch die erwähnten speziellen Nachtelle des bekannten Verfahrens, Insbesondere die Abtastung der Modulationssignale und die Konstanthaltung der Abtastwerte sowie die hierfür notwendigen zusätzlichen Einrichtungen auf der Sender- und der Empfängerseite, zu vermeiden. Bei einem den Verfahren der eingangs genannten Art ähnlichen, aus der US-Patentschrift 3.470.324 bekannten Verfahren wird das

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dadurch erreicht, dass nach der Uebertragung, d.h. also auf der Empfängerseite nicht das Integral

t+(k+1)T+At
¹ S(t-At_m).F_m(t-At_m) dt

sondern lediglich das Produkt S(t-At_m)»F_m(t-At_m) bzw., wenn man wieder von der vereinfachten Voraussetzung ausgeht, dass At₁₁₁ vernachlässigbar klein sei, das Produkt S(t)*F_m(t) gebildet wird. Denn wenn man in dieses Produkt als Summensignal S(t)

η das schon oben erwähnte Summensignal S(t) ** t> . a (t).F (t) einsetzt, das sich durch Ueberlagerung der modulierten Trägersignale bei multiplikativer Amplitudenmodulation der einzelnen Trägersignale F (t) mit dem zugeordneten Modulatipnssignal a (t) ergibt," dann erhält man für dieses Produkt die Summe

J> a (t) F.(t) F„(t), und in dieser Summe wird das Glied —τ· μ μ m

^a _m(t)«F (t)»F (t), bei dem μ » m ist, unter der Voraussetzung, dass als Trägersignale F^(t) bis F (t) ebenso-wie bei dem erstgenannten bekannten Verfahren Walsh-Funktionen verwendet werden, gerade wieder gleich dem Modulationssignal a_m(t), weil eine Walsh-Funktion nur die beiden Funktionswerte +1 und -1 annehmen kann und daa Quadrat einer Walsh-Funktion demgemäss, wenn.ihr Funktionawert -1 ist, gleich (-1)*(-1) « ■+ 1 und, wenn ihr Funktionsv/ert +1 lot, ebenfalls gleich (+1)·(+1) «■ +1, also immer gleich +1 lab, und daher das oben genannte Summonglied ⁸B^)'V*) ·"**<*> ■" V^^m²^ " ⁸B₁W-C⁺¹) - a_m(t) wird, während 'ßich bei. allen anderen Summengliedern ^a (t)»F (t)»F_t

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bei denen μ Φ m ist, jeweils das Produkt aus einem Modulationssignal a (t) und zwei voneinander verschiedenen Walsh-Funktionen F (t) und F_m(t) ergibt und Jedes dieser Produkte nur Frequenzen enthält, die oberhalb der um die Modulationssignal-

frequenz f_ verminderten Repetitlonsfrequenz f_P der Walah-^βμ *μ

Funktionen (welches f™ = j» ist), also oberhalb der Frequenz

^U¹

1 U

(y - f_a ) liegen. Alle diese Summenglieder a (t) 'F₁₁(O ^§F_m(t)» büi detiüti |i/i ist, lassen sich daher von dem ^a _u(t)»F (t)»F (t), bei dem μ » m ist und für das sich nach den obigen Ausführungen a_m(t) ergibt, einfach durch ein Tiefpassfilter trennen, sofern nur die Modulationsfrequenzen f_Q odur genauer gesagt die in den Modulationssignalen a (t) enthaltenen bzw. für diese zulässigen höchsten Frequenzen bei allen Modulationssignalen kleiner als die halbe Jlepetltionsfrequanz der Walsh-Funktionen sind. Im Prinzip wird also bei dein letztgenannten, aus der US-Patentschrift 3.470.324 bekannten Verfahren im Vergleich zu dem erstgenannten, aus der US-Patentschrift 3.204.035 bekannten Verfahren nicht durch die Bildung dos Integrals über das Produkt S(t).F (t) ausgesiebt sondern durch Abspaltung des in diesem Produkt S(t)«F (t) enthaltenen niederfrequenten Modulationssignals a_m(t) von den übrigen höherfrequenten Bestandteilen dieses Produktes mittels eine.'j Tiefpassfilters. Dadurch kann bei dem letztgenannten bekannten Verfahren auf die erwähnten, bei dem erstgenannten bekannton Vorfahren notwendigen Einrichtungen zur Abtastung sowie zur Konstanthaltung der Abtastwerte auf der Sender- und der Empfüngerüeite verzichtet werden, und trotzdem ergibt sich bei

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dem letztgenannten bekannten Verfahren nach der Auesiebung auf der Empfängerseite wieder das ursprüngliche eenderseitig angelieferte Modulationssignal a_m(t), zu dessen Wiedergewinnung bei dem erstgenannten bekannten Verfahren noch - genau wie bei dem letztgenannten bekannten Verfahren - ein Tiefpassfilter erforderlich ist. Das letztgenannte bekannte Verfahren bringt also gegenüber dem erstgenannten bekannten Verfahren den Vorteil, dass auf die genannten Abtast- und Konstanthaltungseinrichtungen verzichtet werden kann, es hat aber gegenüber dem erstgenannten bekannten Verfahren auch einen nicht zu. übersehenden Nachteil, und der besteht darin, dass die Modulationssignale bei dem letztgenannten bekannten Verfahren auch senderseitig über Tiefpassfilter geführt werden müssen, damit die genannte Bedingung, dass die Modulationssignalfrequenzen f_Q kleiner als die halbe Repetitlonsfrequenz der Walsh-Funktionen sind, bei möglichst guter Ausnutzung der vorhandenen Bandbreite des Uebertragungsweges eingehalten werden kann, denn eine möglichst gute Ausnutzung der vorhandenen Bandbreite des Uebertragungsweges bedingt, dass die obere Grenze der Modulations-Signalfrequenzen f_a möglichst nahe an die höchstzulässige '· halbe Repetitionsfrequenz der Walsh-Funktionen gelegt wird, und in diesem Fall müssen zum Abschneiden von in den Modulatlonasignalen a_m(t) enthaltenen unerwünschten höheren Frequenzen auch senderseitig Tiefpassfilter vorgesehen werden« Neben diesem Nachteil hat das letztgenannte bekannte Verfahren gegenüber dem erstgenannten bekannten Verfahren noch den Nachteil, dass die empfangsseltigen Tiefpassfilter und ebenso auch die

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eenderseltlgen Tiefpassfliter bei dem letztgenannten bekannten Verfahren - wieder unter der Voraussetzung einer möglichst guten Ausnutzung der vorhandenen Bandbreite dee Vebertragungsweges - eine wesentlich grosserβ'Flankensteilheit als die bei dem erstgenannten bekannten Verfahren empfängerseitig benötigten Tiefpassfilter haben müssen· Das letztgenannte bekannte Verfahren ähnelt somit, da sowohl sender» wie empfängerseitig für Jeden einzelnen Kanal Tiefpassfilter mit relativ grosser Flankensteilheit bzw. mit relativ scharfer Bandbegrenzung benutzt werden müssen» noch wesentlich mehr als das erstgenannte bekannte Verfahren dem allgemein bekannten Trägerfrequenztelefonlesystem, bei dem Ja ebenfalls die Trennung der . einzelnen Kanäle durch auf der Sender- und der Empfängerseite angeordnete Tiefpassfilter mit relativ grosser Flankensteilhelt erfolgt und alle übrigen Bandumsetzungen durch Ringmodulatoren vorgenommen werden, und der einzige wesentliche Unterschied zwischen dem letztgenannten bekannten Verfahren und dem bekannten Trägerfrequenztelefoniesystera besteht eigentlich nur darin, dass beim Trägerfrequenztelefoniesystem die ' einzelnen Kanalbänder toin säuberlich nebeneinander in dem· zur Verfügung stehenden Frequenzband angeordnet werden, während sie bei dem letztgenannten bekannten Verfahren mit Hilfe der Verwendung von Walsh-Funktionen als Trägereignale alle ineinander verschachtelt werden, wofür aber bei gleicher Anzahl von Kanälen ein wesentlich breiteres Frequenzband als beim Trägerfrequenztelefonlesystem erforderlich 1st.

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Der eigentliche Vorteil, den man bei der Verwendung von Walsh-Funktionen bzw. allgemein von zueinander orthonormalen Funktionen als Trägersignale gegenüber dem bekannten Trägerirequenztelefoniesystem erzielen kann und der allein die Inkaufnahme des bei der Verwendung von zueinander orthonormalen Funktionen als Trägersignale erforderlichen, im Vergleich zum Trägerfrequenztelefoniesystem wesentlich breiteren Frequenzumfange β des gemeinsamen Uebertragungsweges rechtfertigt, nämlich die Möglichkeit einer ausschliesslichen Verwendung von digitalen Bauteilen für das gesamte Übertragungssystem einschliesslich der senderseitigen Zusammenfassung und der empfängerseitigen Wiederaufspaltung der einzelnen Kanüle, . wird jedoch weder von dem erstgenannten bekannten Verfahren noch von dem letztgenannten bekannten Verfahren erreicht, denn bei dem erstgenannten bekannten Verfahren werden als analoge Bauteile für jeden Kanal sowohl auf der Sende.. - wie auf der Empfängerseite die erwähnten Abtast- und Konstanthaltungseinrichtungen und bei dem letztgenannten bekannten Verfahren ebenfalls für jeden Kanal sowohl auf der Sender- wie auf der Empfänger sei te die erwähnten Tiefpassfilter benötigt. Dass', dieser im Prinzip bei der Verwendung von zueinander orthonormalen Funktionen als Trägersignale tatsächlich erreichbare Vorteil weder bei den beiden erläuterten bekannten Verfahren noch bei irgend einem anderen Verfahren der eingangs genannten Art bislang erzielt wurde, liegt im Grunde genommen daran, dass alle bekannten Uebertragungsverfahren, bei denen zueinander orthonormale Zeitfunktionen als Trägersignale verwendet

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werden· in ihrem geistigen Gedankengut doch noch der althergebrachten Trägerfrequenztechnik verhaftet geblieben sind. Denn bei allen diesen bekannten Uebertragungsverfahren werden die Trägersignale noch genau'wie in der althergebrachten Trägerfrequenztechnik behandelt, d.h. sie werden wie in dor althergebrachten Trägerfrequenztechnik ständig aufrechterhalten, und die von den einzelnen Trägerfrequenzsignalen zu übertragenden Informationen werden auf die Trägersignäle "auf moduliert*. Diese Aufmodulation auf die ständig vorhandenen Trägersignale ist bei allen diesen bekannten Uebertragungsverfahren, bei denen orthonormale Zeitfunktionen als Trägersignale verwendet werden, leicht daran ersichtlich, dass bei ihnen senderseitlg für Jeden Kanal ein Multiplikator bzw, in der Terminologie der Trägerfrequenztechnik gesprochen, ein Ringmodulator vorgesehen ist. Und diese Dehandlunßsweißo der TrUgersignale beruht auf dem von der Fachwelt aus der althergebrachten Trägerfrequenztechnik übernommenen Vorurteil, dass die die Informationen übertragenden .Trägersignale ständig aufrechterhalten bleiben müssten. Dieses Vorurteil stammt jeübch noch von der Zelt der ersten Funkübertragungen mit Teslawellen her, d.h. von der drahtlosen Telegrafie mittels Funkenentladungen einer über einen Schwingkreis geschlossenen Funkunstrecke, von der die "Funk"-Technik ihren Namen hat, und es ist in der Analogtechnik, wo mit Schwingkreisen endlicher Bandbreite gearbeitet wird und eine Abschaltung der Trägersignale daher zu relativ grossen, für die Informationsübertragung nicht ausnutzbaren Ein- und Ausschwingzeiten dor

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Schwingkreise führt, auch durchaus berechtigt, aber bei der Verwendung von zueinander orthonoraalen Zeltfunktionen als Trägersignale ist dieses Vorurteil nicht «ehr anwendbar, und zwar deswegen nicht, well die "Einschwingzeit" beispielsweise einer Walsh-Funktion voraussetzungsgemäss-wesentlich kleiner als die Taktzeit dieser Walsh-Funktion sein muss und damit inbezug auf die Valsh-Funktlonsperiode vernachlässigbar 1st, mit anderen Worten wenn als Trägersignale zueinander örthonormale Funktionen verwendet werden, dann 1st das Trägersignal im Moment seiner Einschaltung voll vorhanden.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung war nun, , ein Uebertragungsverfahren der eingangs genannten Art zu finden, bei dem der erwähnte Vorteil« dass sich das Mit diesem Uebertragungsverfahren arbeitende Uebertragungssystera ausschliesslich aus digitalen Bauteilen aufbauen lässt, auch tatsächlich realisierbar 1st.

Erfindungsgemäss wird das bei einem Verfahren tter eingangs genannten Art dadurch erreicht, dass die Informationen auf ^ jedem der η Signalkanäle In binärer Fora angeliefert werden und die Dauer einer Informationseinheit von einem Bit bei allen diesen Über die η Signalkanäle angelieferten binären Informationen gleich gross gewählt wird und dass die Periodendauer T der als Trägersignale-verwendeten Zeitfunktionen F₁ (t) bis F_n(t) gleich dieser Dauer einer Informationseinheit der binären Informationen gewählt wird und die einzelnen

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Informationseinheiten der jeweils auf einem m-ten Signalkanal angelieferten binären Informationen je nach der in der. Informationseinheit enthaltenen Binärentscheidung durch Beaufschlagung oder Nichtbeaufschlagung des gemeinsamen Signalweges mit dem dem m-ten Signalkanal zugeordneten Trägersignal über jeweils eine volle Periode der Trägersignale über den gemeinsamen Signalweg Übertragen werden und nach der Uebertragung direkt als Integrationsresultat des Integrals

S(t-At_m) · FJt-AtJ dt

wiedergewonnen werden.

Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform dieses Verfahrene zeichnet sich dadurch aus» dass zur Uebertragung von Informationen von mehreren verschiedenen Sendeorten aus zu einem gemeinsamen Empfangsort der gemeinsame Signalweg vom Empfangeort über jeden der Sendeorte geführt wird und an jedem der· Sendeorte ein separater Sender und am gemeinsamen Empfangsort ein zentraler Empfänger angeordnet wird, und dass in dem zentralen Empfänger zur Aussiebung der den einzelnen Kanälen zugeordneten Informationen aus dem am Empfangsort ankommenden Summensignal η untereinander periodensynchrone Zeitfunktionen F₁ bis F_n und zur Synchronisation der in dem am Empfangsort ankommenden Summensignal enthaltenen Trägersignale mit diesen Zeitfunktionen Synchronisationssignale erzeugt werden, die dem

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Smpfänger und den einzelnen Sendern zugeführt werden und mit deren Hilfe im .Empfänger der Periodenbeginn der Zeitfunktionen Rj bis F und in den einzelnen Sendern der Periodenbeginn der

Trügersignale, mit denen der gemeinsame Signalweg von dem be-

- s

treffenden Sender beaufschlagt wird, so eingestellt wird, dass die Trägeralgnale nach ihrer ein· bestimmte Uebertragungsdauer in Anspruch nehmenden Uebert.ragung von dem betreffenden Sender zu dem zentralen Empfänger am Empfangsort mindestens annähernd periodensynchron mit den im Empfänger erzeugten Zeitfunktionen P₁ bis F_n sind.

Die Erfindung betrifft welter eine Anwendung des vorliegenden Verfahrens in der obengenannten besonders vorteilhaften Ausführungsform zur automatischen Überwachung einer Reihe von an verschiedenen Orten gelegenen Meesatelien von einer Zentral· aus, wobei an den Messstellen je einer der Sender und in der Zentrale der Empfänger angeordnet 1st und dl· «n den einzelnen Messstel-r len ermittelten Messwerte jeweils von dem der betreffenden Messstelle zugeordneten Sender an den Empfänger Übermittelt werden. Grossen Vorteil bringt dies« Anwendung für eine Kabe!Überwachung, insbesondere bei der Ueberwachung «ines Hochspannungskabels bezüglich seiner Temperatur■ durch Temperaturabfühlung und bezüglich etwaiger Leckstellen durch Feststellung tines Leckens von Kabolöl sowie durch Feststellung «ine· Eindringens von Wasser in das Kabel.

Weitere vorteilhafte Ausführungeformen sowie im Rahmen der oben gekennzeichneten Erfindung liegende Weiterbildungen des vorliegenden Verfahrens ergeben sich aus den Unteransprüchen, auf die zur Vermeidung von Wiederholungen verwiesen wird,

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Anhand der nachstehenden Figuren 1st die Erfindung im folgenden an einem AusfUhrungsbeispiel einer Vorrichtung zur Durchführung des vorliegenden Verfahrens näher erläutert. Es zeigern

Fig.1 ein Blockschema einer als Kabelttherwachungsanlage ausgebildeten Vorrichtung zur Durchführung des vorliegenden Verfahrens mit einem zentralen Empfänger und η separaten Sendern 1 bis n, die Über eine gemeinsame Signalleitung mit dem Empfänger verbunden sind;

Pig.2 ein Blockschaltbild des Inneren Aufbaue der in den

I *

einzelnen Sendern 1 bis η in Fig.1 enthaltenen Walsh-Funktions-Generatoren W sowie der in diesen Sendern enthaltenen, je eine wortbildende Steuereinrichtung ST umfassenden T as t β inrichtur^en TA. zur Beaufschlagung oder Nlchtbeaufschlagung der gemeinsamen Signalleitung mit der im Sender erzeugten Walsh-Funktion;

Fig.3 ein Blockschaltbild des inneren Aufbaue der in den einzelnen Sendern 1 bis η in Fig.1 enthaltenen Codiereinrichtungen C zur Umcodierung der von dem zugeordneten Analogdigitalwandler AD angelieferten seriellen'. Digitalwerte in einen Gray-Code;

Fig.4 «in Scheltscheme. der in den einzelnen Sondern 1 bis η in Fig.1 enthaltenen Analogdigitalwandler AD zur Umwandlung der von den el» Temperaturfühler dienenden Thermistoren TH gelieferten Analogwerte in serielle Digitalwerte;

Fig.9 ein Blockschaltbild der in den einzelnen Sendern 1 bis η in Fig.1 enthaltenen Regeneratoren RG zur Regeneration der über die Synchronieationssignalleitung angelieferten Synchronisierimpulse;

Fig.6 ein Schema des inneren Aufbaus der in den einzelnen Sendern 1 bis η in Fig.1 enthaltenen Schwellwertschaltungen SV zur.Abgabe eines Alarmsignals, sobald der als Fühlorgan dienende Widerstand FW einen bestimmten Schwellwert überschreitet;

Fig.7 ein Blockschaltbild des inneren Aufbaue des Im Empfänger in Fig.1 enthaltenen Walsh-Funktions-Generators WE, der von dem ebenfalls im Empfänger in Fig.1 enthaltenen Oszillator OS angetrieben wird und der ausser den Walsh-Funktionen auch die Synchronisationsimpulse und die Taktimpulse und sämtliche Steuersignale für die ebenfalls in Fig.1 enthaltene Auswertungseinrichtung AU liefert;

Fig*θ ein Blockschaltbild des inneren Aufbaue der in Fig.1 enthaltenen Auswertungseinrichtung AU, der eingangs-* seitig das auf der gemeinsamen Signalleitung ankommende Summensignal zugeführt wird und die ausgabeseitig am Ausgang A die Über eine 32 Worte umfassende Auswertungsperiode korrellerten Integrationsresultate der von den einzelnen Sendern 1 bis η übertragenen Informationseinheiten in serieller Darstellung abgibt, wobei zuerst die erste Informationseinheit bzw. das erste Bit

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der korrelierten Worte von allen η Sendern, dann das zweite Bit der korrelierten Worte von allen η Sendern usw. ausgegeben wird;

Fig.9 ein Blockschaltbild des in der Auswertungseinrichtung AU in Fig.1 gezeigten, mit ^w+° bezeichneten Addierwerkes, und zwar in der gleichen Lage wie es in Fig.Θ dargestellt ist;

Fig.10 eine echematische Darstellung des Wirkungsweise eines Senders bzw« der Beaufschlagung oder Nichtbeaufschlagung des gemeinsamen Signalweges mit jeweils einer vollen

■ ι *

Walsh-Periode zur Uebertragung von Je einem Bit bzw. einer Informationseinheit;

Fig,11 und 12 zwei mögliche Blockschaltdiagramme der In Fig.8 gezeigten Uebertragsloglk 41, und zwar in der gleichen Lage, wie der Block 41 in Fig;θ dargestellt ist.

Die in Fig.1 im Blockschema dargestellte KabelUberwachungaanlage arbeitet nach der oben erwähnten besonders vorteilhaften Ausf Uhrungsform des vorliegenden Verfahrens.

An Messstellen längs eines Hochspannungskabels 1st Je einer

t ·

der Sender 1 bis η angeordnet. Bei dem in den Figuren dargestellten AusfUhrungsbeispiel kann die Anzahl der Messstellen bzw. die Anzahl η der Sender bis zu 56 betragen.

Jeder Sender besitzt einen aus zwei Thermistoren TH bestehenden Temperaturfühler, mit dem die Temperatur des Hochspannungskabels an der dem betreffenden Sender zugeordneten Messstelle gemessen wird, sowie drei Oelsondern mit Sondenwiderständen FW, mit denen ein Lecken von Kabelöl aus dem Hochspannungskabel

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an der dem betreffenden Sender zugeordneten Messstelle selbst sowie an zwei Stellen in unmittelbarer Umgebung dieser Messstelle festgestellt wird.

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Die'Messung der Temperatur mittels der Thermistoren TH erfolgt dadurch, dass sich die Widerstände der Thermistoren TH entsprechend der Temperatur an der Messstelle einstellen und dadurch die Schwingfrequenz des in Fig.k gezeigten astabilen Multivibrators¹ beeinflussen. Der in Fig.4 dargestellte astabile Multivibrator, dessen Schwingfrequenz von den Wlderständen der Thermistoren TH bestimmt wird, bildet somit den Analog-Digital-Wandler AD, mit dem die den Analogwert bildende Temperatur an der Messstelle in eine den Digitalwert bildende Serie von Impulsen pro Zeiteinheit umgesetzt wird. Der serielle Digitalwert der gemessenen Temperatur wird am Ausgang TF des Analog-Dlgital-Wandlers AD in Flg.A abgegeben, und zwar an den Eingang TF der in Fig.3 dargestellten Codiereinrichtung C. In der Codiereinrichtung C wird der serielle Digitalwert der Temperatur auf den aus den Flip-Flops 1 bis 10. bestehenden 10-stufigen Binärzähler gegeben und dort zunächst von einem, seriellen Digitalwert in einen im natürlichen Binärcode codierten Digitalwert umgewandelt. Der 10-stufige Binärzähler wird mit Jedem über den Eingang RSY der Codiereinrichtung C einlaufenden Synchronimpuls gelöscht und zählt dementsprechend immer die Anzahl der über den Eingang TF einlaufenden Impulse zwischen zwei Synchronimpulsen. Von dem Zählergebnis werden nur die höchsten fünf Binärstellen berücksichtigt; diese werden

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beim Einlaufen eines Synchronimpulses über den Eingang RSY in fünf Flip-Flops, die mit ihren Eingängen an die Ausgange der höchsten fünf Binärstellen des 10-stufigen Zählers angeschlossen sind, eingespeichert und bleiben dort bis zum Einlaufen des nächsten Synchronimpulses stehen. An die Ausgänge dieser fünf Speicher-Flip-Flops sind Exkluslv-Oder-Schaltungen angeschlossen, mit denen eine Gray-Codierung vorgenommen wird. Dadurch werden die in den fünf Speicher-Flip-Flops stehenden, in natürlichem Binärcode codierten Digitalwerte der Temperatur in in einem Gray-Code codierte Digitalwerte der Temperatur umgewandelt. An den Ausgängen TB der Codiereinrichtung C steht dementsprechend die in der vorangegangenen Synchron-Impuls-Periode mittels der Thermistoren TH gemessene Temperatur des Hochspannungskabels an der betreffenden Messstelle, und zwar als in einem Gray-Code codierter Digitalwert.

Die erwähnte Feststellung eines Leckens von Kabelöl aus dem Hochspannungskabel mittels der Sondenwiderstände FW erfolgt dadurch, dass sich der Widerstandswert der SondenwideratUnde FW erhöht, wenn diese Sondenwiderstände FW mit OeI In Berührung kommen. Als solche Sondenwiderstände FW können z.B. mit Graphit gefüllte Kunststofffolien aus hochmolekularem Polyisobutylen verwendet' werden. Es wird hierzu auf die schweizerische Patentanmeldung der gleichen Anmelderin vom A.10.71

Nr. 14438/71 ( Patent Nr ) verwiesen. Jeder

dieser Sondenwiderstände FW ist an eine in Fig.6 gezeigte Schwellwertschaltung SW angeschlossen. Durch eine Erhöhung

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des Sondenwiderstandes FW, die ein Lecken von Kabelöl aus dem Hochspannungskabel im Bereich der Anbringungsstelle des Sondenwiderstandes Ftf an dem Hochspannungskabel anzeigt, steigt die Spannung an dem Widerstand FV, dem von dem in der Schwellwertschaltung in Fig.6 gezeigten Transistor ein im wesentlichen konstanter Strom zugeführt wird. Sobald die Spannung am Widerstand FV einen bestimmten Schwellwert überschreitet, ändert eich der Eingangswert des an den Widerst arid FV angeschlossenen Nand-Gatters von 0 auf 1, und da an dem anderen Eingang dieses Nand-Gatters ständig 1 steht, ändert sich damit der Ausgang dieses Nand-Gattera von 1 auf 0 und dann der Ausgang des in Serie zu diesem Nand-Gatter geschal-, taten zweiten Nand-Gatters von 0 auf 1, An den Ausgängen AB der Schwellwertschaltungen SV steht also normalerweise, wenn kein Oelleck an dem Hochspannungskabel vorhanden 1st und dementsprechend die Sondenwiderstände FV klein sind, die Binürziffer 0, aber sobald ein Oelleck vorhanden ist und sich dementsprechend der im Bereich dieses Oellecks befindliche Sondenwiderstand FV erhöht und damit die Spannung an diesem Viderstand FV diesen genannten Schwellwert überschreitet, · steht am Ausgang AB der diesem Sondenwiderstand FV zugeordneten Schwellwertschaltung SV die Binärziffer 1·

An den Steuereingöngen TB und AB der wortbildenden Steuereinrichtung ST, die in der Tasteinrichtung TA in einem der Sender in Fig.1 enthalten ist, stehen also jeweils insgesamt 8 binäre Informationseinheiten, und zwar an den SteuereingUngen TB die im Gray-Code codierte Temperatur des Hochspan-

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nungskabele und an jedem der Steuereingänge AB normalerweise die Binärziffer O und im Alarmfall, also im Falle eines OeI-lecks an dem Hochspannungskabel, die Binärziffer 1. Es ist klar, dass eines oder zwei der Alarmbits auch zu anderen Zwecken, z.B. zur Alarmmeldung bei Sindringen von Wasser in das Hochspannungskabel, verwendet werden können»

Die in der Tasteinrichtung TA enthaltene Steuereinrichtung ST sorgt nun dafür, dass diese θ an ihren Steuereingängen AB und TB stehenden binären Informationseinheiten der Reihe nach, und zwar in Fig.2 von rechts nach linke, von dem die betreffende Tasteinrichtung TA enthaltenden Sender gesendet werden, und zwar je eine Informationseinheit in jeder Periode der Walsh-Funktionen, die der an die Tasteinrichtung TA angeschlosaene Walsh-Funktions-Generator W erzeugt. Dazu erhält die Steuereinrichtung ST von dem Walsh-Funktions-Generator W Über den Eingang WP jeweils zu Beginn einer neuen Walsh-Periode ei«. nen Schaltimpuls, der den in der Steuereinrichtung ST enthaltenen 3-stufigen Zähler weiterschaltet. An die. Ausgänge der . einzelnen Zählstufen dieses 3-stufigen Zählers ist in üblicher Weise eine aus Nand-Gattern bestehende Durchschaltlogik angeschlossen, die jeweils eine der θ an den Steuereingängen AB und TB stehenden binären Informationseinheiten auewählt (und zwar diejenige, die an dem dem jeweiligen Zählerstand des 3-stufigen Zählers zugeordneten Steuereingang AB bzw. TB steht) und an den Ausgang von einem der beiden Nand-Gatter 11 und 12 weitergibt. Wenn, nach Ablauf von θ Walsh-Perioden,

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alle 8 an den Steuereingängen AB und TB stehenden binären Informationseinheiten abgefragt und gesendet sind, wird der 3-gtufige Zähler von dem der Steuereinrichtung ST Über den Eingang RSY zugeführten Synchronimpuls auf Null gesetzt und damit synchronisiert. Gleichzeitig mit der Synchronisation dieses 3-stufigen Zählers synchronisiert der Synchronimpuls auch den Walsh-Funktions-Generator W, so dass dieser gleichzeitig mit der Rücksetzung des 3-stufigen Zählers auf Null mit einer neuen Walsh-Periode beginnt. Anschliessend werden von der Steuereinrichtung ST wieder alle 8 an den Steuer.eingüngen AB und TB stehenden Informationseinheiten abgefragt, und dann folgt ein neuer Synchronimpuls, so dass also Jeweils zwischen zwei Synchronimpulsen alle 8 Informationsein- _t helten abgefragt und gesendet werden, Da die Codiereinrich-.

tung C, wie oben erläutert, ebenfalls jeweils zwischen zwei Synchronimpulsen, also pro Synchronimpuls-Periode, einen neuen Temperaturwert bestimmt, der dann in der jeweils folgenden Synchronimpuls-Periode an den Steuereingängen TB der Steuereinrichtung ST steht, wird also in jeder neuen Synchron-

¹ ν ^f

irapuls-Periode ein neu bestimmter Temperaturwert und ausserdem die Abfrage der an den Steuereingängen AB stehenden Alarmbits gesendet, d.h. also in jeder Synchronirapuls-Periode ein neues Wort, das 8 binäre Informationseinheiten umfasst, von denen 5 Bits den neu bestimmten Temperaturwert angeben und die restlichen 3 Bits Alarmblts sind. Da jedes dieser "Worte" mit einer neuen Synchronlmpuls-Perlode zusammenfällt, ergibt sich also eine "Synchronisation pro Wort", und da die

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Synchronimpulae über den in Fig.5 gezeigten, aus zwei hintereinandergeschalteten Nand-Gattern bestehenden Synchronimpuls-Regenerator RG und die in Fig.1 ersichtliche Syn-

chronisatlonssignalleitung vom zentralen Empfänger geliefert werden, ergibt sich zudem eine Zwangssynchronisation des Wortbeginns aller Sender 1 bis η auf jeweils den gleichen Zeitpunkt (natürlich unter der Voraussetzung, dass die Laufzeiten der vom Empfänger gelieferten Synchronisationssignale auf der Synchronisationssignalleitung zu den einzelnen Sendern 1 bis η vernachlässigbar klein sind). Die Anlieferung und Aussendung der von dem Temperaturfühler und den Oelsonden gelieferten Informationen in Form von Worten zu je 8 binären Informationseinheiten sowie die Synchronisation nach jedem Wort 1st in Fig.10 zur besseren Uebersichtlichkeit nochmals graphisch dargestellt.

Wie oben erwähnt, gibt die in der Tasteinrichtung TA enthaltene Steuereinrichtung ST die jeweils abgefragte binare Informationseinheit an den Ausgang von einem der. beiden Nand-Gatter 11 und 12 in Fig.2 weiter. Hierzu ist noch zu erwähnen, dass dabei in jedem Fall an dem Ausgang desjenigen der beiden Nand-Gatter 11 und 12, an den die binäre Informationseinheit nicht abgegeben wird, der Binärwert 0 steht, und am Ausgang desjenigen der beiden Nand-Gatter 11 und 12, an den die binäre Informationseinheit weitergegeben wird, steht ein der binären Informationseinheit entsprechender Binärwert, also eine 1, wenn die Informationseinheit 1 ist, und eine O, wenn die In-

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formationseinheit O ist· Die Ausgänge dieser beiden Nanu-Gatter 11 und 12 sind nun, wie in Fig.2 ersichtlich, an Je einen Eingang der beiden Nand-Gatter 13 und 14 angeschlossen,

deren andere zwei Eingänge parallelgeschaltet sind und mit der von dem Walsh-Funktions-Generator W erzeugten, der Tasteinrichtung TA über den Eingang WA zugefUhrten Walsh-Funktion beaufschlagt werden. Hat nun die binäre Informationseinheit, die am Ausgang eines der beiden Nand-Gatter 11 und 12 steht, den Binärwert 0, so steht an den Eingängen von beiden Nand-Gattern 13 und 14 Je eine 0 und dementsprechend an ihren.Ausgangen Je eine 1, und damit steht am Ausgang des Nand-Gatters 15» an dessen Eingänge die Ausgänge der Nand-Gatter 13 und 1A angeschlossen sind, der Binärwert 0, d.h. der Endstufentran-, sistor des als "Nand-Gatter mit offenem Kollektor¹¹ ausgebildeten Nand-Gatters 15 ist gesperrt. Dieser Endstufentransistor des Nand-Gatters 15 ist in Flg.1 symbolisch als Schalter K dargestellt. Wenn also die am Ausgang von einem der beiden Nand-Gatter 11 und 12 stehende binäre Informationseinheit bzw. die gerade von der Steuereinrichtung ST abgefragte binäre Informationseinheit gleich 0 ist, dann bleibt der Schalter K' in Flg.1 offen, und zwar über die gesamte Walsh-Periode, Über die diese binäre Informationseinheit abgefragt wird bzw. Über die diese binäre Informationseinheit am Ausgang von einem der beiden Nand-Gatter 11 und 12 steht. Hat hingegen die binäre Informationseinheit, die am Ausgang eines der beiden Nand-Gatter 11 und 12 steht, den Binärwert 1, so steht nur am Eingang eines der beiden Nand-Gatter 13 und 14 eine 0 und am

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Ausgang dieses Nand-Gatters dementsprechend eine 1, während bei dem anderen Nand-Gatter 13 bzw. 14 an dem einen Eingang eine 1 und an dem anderen Eingang die Walsh-Funktion steht. Entspricht-nun der Momentanwert tier Walsh-Funktion dem Binarwert 1, dann ergibt sich am Ausgang dieses Nand-Gatters 13 bzw. 14 eine O und damit am Ausgang des Nand-Gatters 15 eine 1, d.h. in diesem Falle wird der Endstufentransistor des Nand-Gatters 15 bzw. der Schalter K in Fig.1 durchgeschaltet, und entspricht der Momentanwert der Walsh-Funktion dem Binärwert O, dann ergibt sich am Ausgang des besagten Nand-Gatters 13 bzw. 14 eine 1 und damit (da am Ausgang des anderen Nand-Gatters 14 bzw. 13 ja,wie erwähnt,eine 1 steht) am Ausgang . des Nand-Gattere 15 eine 0, d.h. in diesem Fall wird der Endstufentransistor des Nand-Gatters 15 gesperrt bzw, der Schalter K in Fig.1 geöffnet. Wenn also die am Ausgang von einem der beiden Nand-Gatter 11 und 12 stehende binäre Informationseinheit bzw. die gerade von der Steuereinrichtung ST abgefragte binäre Informationseinheit gleich 1 ist, dann wird der Schalter K in Fig.1 entsprechend dem Funktionsverlauf der von dem Walsh-Funktions-Generator W erzeugten Walsh-Funktion geöffnet und geschlossen, und zwar wiederum über die gesamte Walsh-Periode, über die diese binäre Informationseinheit abgefragt wird bzw. am Ausgang von einem der beiden Nand-Gatter 11 und 12 steht.

In Fig.1 ist diese Wirkungsw'eise der Tasteinrichtung TA symbolisch so dargestellt, dass die der Tasteinrichtung TA über den

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Eingang WA vom Walsh-Funktions-Generator W zugeftihrte Walsh-Funktion den Schalter K antreibt bzw. entsprechend ihrem Funktionswert ein- bzw. ausschaltet und die Steuereinrichtung ST im Fall, dass die von ihr abgefragte Informationseinheit eine 1 ist, die Antriebsverbindung zwischen Walsh-Funktion und Schalter K herstellt und im Fall, dass die von ihr¹abgefragte Informationseinheit eine O ist, die Antriebsverbindung zwischen Walsh-Funktion und Schalter K unterbricht.

In diesem Zusammenhang 1st noch darauf hinzuweisen, dass der besagte durch den Schalter K in Fig.1 symbolisierte Endstufentransistor des Nand-Gatters 15 tatsächlich nur als elektro-

nischer Schalter wirkt, dass also von den einzelnen Sendern 1 bis η keine Sendeleistung auf den gemeinsamen Signalweg gegeben wird sondern lediglich der in'Fig.1 in Reihe zu dem Schalter K liegende Widerstand (der dem Widerstand 16 in Fig.2 entspricht) an die gemeinsame Signalleitung angeschlossen wird· bzw. parallel an die beiden Adern "gemeinsame Signalleitung" und ^HRUckleiter^H angeschaltet wird. Durch Schliessen des Schalters K fliesst über diesen Widerstand ein Strom, der Von der im Empfänger in Fig.1 enthaltenen Spannungsquelle U an- ' getrieben wird. Dieser Strom wiederum ergibt einen dem Strom proportionalen Spannungsabfall an dem im Empfänger enthaltenen Widerstand R, der als Signal des betreffenden Senders, bei dem der Schalter K geschlossen wurde, behandelt werden kann. Damit jeder einzelne Sender bei Schliessung des Schalters K den gleichen Spannungsabfall am Widerstand R im·. Empfänger erzeugt,

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müssen die Widerstände in den einzelnen Sendern Jeweils um den ohmjschen Leitungswiderstand der gemeinsamen Signalleitung und dea RUckleiters zwischen dem Empfänger und dem betreffenden Sender verringert werden, und" zwar gegenüber einem für alle Sender gleichen nominalen Widerstandswert, der sich für diese Widerstände bei vernachlässigbar kleinem Leitungswiderstand ergeben würde. Dieser nominale Widerstandswert muss grosser als der Leitüngswlderstand der gemeinsamen Signalleitung und des RUckleiters zwischen dem Empfänger und dem auf der Signalleitung am weitesten entfernt liegenden Sender sein. Damit ferner der Spannungsabfall am Widerstand R im Empfänger bei Schliessung des Schalters K in einem der Sender auch unabhängig davon, bei wievielen anderen Sendern der Schalter K gerade geschlossen ist, immer gleich gross ist, sollte der Widerstand R im Empfänger vorteilhaft wesentlich kleiner als der besagte nominale Widerstandswert seinj und*zwar vorzugsweise kleiner als der durch die Anzahl der Sender bzw. durch die Anzahl η der Signalkanäle dividierte nominale Wideratandswert. Lässt man eine Toleranz des besagten Spannungsabfall« am Widerstand R von maximal χ Prozent zu und bezeichnet man den besagten nominalen Widerstandswert als W , dann iat dor Widerstand R zu R » ' ^nom ^zu *>^{ΘΠ1β313θη}· Vorteilhaft kann der Widerstand R kleiner oder gleich . ·ρ— ^ _m sein; man erhält dabei zwar eine maximale Toleranz des besagten Spannungsabfalls an R von 20 %, aber das wäre nur der Fall", wenn zufäll Lg einmal die Schalter K von allen'Sendern gleichzeitig geschlossen wären, und dieser Fall hat nur eine ntisaorordtmt-

i ¹J "1

lieh geringe Wahrscheinlichkeit, und im Mittel erhält man bei dieser Bemessung R «= 4jj ^v _nom ^nur eine Toleranz des besagten Sp anntingsabf alles von etwa 5 %»

Da also somit von den einzelnen Sendern 1 bis η keine Sendeleistung auf die gemeinsame Signalleitung gegeben wird sondern die Uebertragungsleistung bzw. die Signalleistung der von den Sendern zum Empfänger übertragenen Signale aus der Spannungsquelle U im Empfänger stammt, braucht den einzelnen Sendern über die in Fig.1 gezeigte Speiseleitung lediglich die Leistung für die Steuerung des Schalters K sowie die in den einzelnen Sendern intern"verbrauchte Leistung zugeführt werden. Das hat bei einer grossen Anzahl η von Sendern wesentliche Vorteile., da dadurch die Speiseleitung ganz wesentlich entlastet wird.

Die den Schalter K in Fig.1 bzw, die Nand-Gatter 13 und 14 in Fig.2 steuernde Walsh-Funktion wird in dem im Sender enthaltenen Walsh-Funktions-Generator W erzeugt, und zwar, wie in Fig.2 ersichtlich, aus den Taktimpulsen, die dem Empfänger, zugeführt werden. Diese dem Walsh-Funktions-Generator W über den Eingang TK zugeführten Taktimpulse werden zunächst mittels zwei in Reihe angeordneten, als Inverter geschalteten Nand-Gattern 17 und 18 regeneriert bzw. wieder in rechteckige Impulse zurUckverwondelt (die Taktimpulse verschleimen sich meist etwas auf der Taktleitung bei der Uebertragung vom Empfänger zu den einzelnen Sendern) und dann einem 5-stufigen Binärzähler zugeführt. Am Eingang dieses 5-stufigen Binär-

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Zählers und an den Ausgängen seiner einzelnen Zählstufen entstehen dann die Rademacher-Funktionen und deren Komplementär-Funktionen, die den Klemmen B, C, D, B, F und A, B, C, D, E, F zugeführt werden. Die zu der am Zählereingang des 5-stufigen Binärzählers liegenden Rademacher-Funktion komplementäre Rademacher-Funktion wird, vie in Fig.2 ersichtlich, zwischen den zwei Nand-Gattern 17 und 18 entnommen und der Klemme A zugeführt. Aus diesen an den Klemmen A, A bis F, F stehenden Rademacher-Funktionen sowie ihren Komplementär-Funktionen können in bekannter Weise mittels einer Logik,. >die die binären Funktionswerte der an sämtlichen Eingängen dieser Logik stehenden Rademacher-Funktionen in der nullten BinUr- · stelle, d.h. also ohne Uebertrag, binär addiert und das Addi-. tionsresultat binär abgibt, die Walsh-Funktionen erzeugt werden. Insgesamt stehen an den Klemmen A, A bis F, F sechs aufeinanderfolgende Rademacher-Funktionen sowie deren Komplementär-Funktionen, und aus diesen lassen sich mit der aus Nand-Gattern bestehenden Logik 19 insgesamt 50 verschiedene Walsh-Funktionen erzeugen, und weitere 6 von diesen £o Walsh-Funktionen verschiedene Walsh-Funktionen können direkt an den Klemmen A bis F bzw. an den Komplementärausgängen A bis F abgenommen werden. Jedem einzelnen Sender wird eine dieser .56 Walsh-Funktionen zugeordnet, und dann werden die entsprechenden Verbindungen zwischen den Eingängen Q, Q; R, R; S, S; T, 7 der Logik 19 und den Klemmen A, A" bis F, 7 hergestellt, wobei jeweils 1,2,3 oder 4 der Eingangspaare Q, Q bis T, T an eine entsprechende Anzahl von Klemmenpaaren A, A bis F, F

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angeschlossen werden, z.B. Q an A» Q an A, R an Β» R an B₉ S an C₁ S an C, T an D und T an D. Werden nur 1, 2 oder 3 der vier Eingangspaare Q, Q bis T, T an eine entsprechende Anzahl von Klemmenpaaren A, A bis F, F angeschlossen, z.B. nur Q an B und Q an B, dann ist bei den nicht an Klemmenpaare angeschlossenen Eingangspaaren, im vorgenannten Beispiel also bei den Eingangspaaren R, R und S. S und T, T, den Komplementäreingangen, im vorgenannten Beispiel also den Eingängen R, S und T, ständig der Binärwert 0 und den Normaleingängen, im vorgenannten Beispiel also den Eingängen R, S und T, ständig der Binärwert 1 zuzuführen. Die vorstehend beschriebene Programmierung der Sender wird vor ihrer Inbetriebnahme durchgeh führt. ·

Im Betrieb wird dann ständig die "programmierte* Walsh-Funktion erzeugt. Durch dem Walsh-Funktions-Generator W über den Eingang RSY zugeführte Synchronimpulse wird der genannte 5-stufige Binärzähler im Walsh-Funktions-Generator W auf Null gesetzt und damit der Beginn einer neuen Walsh-«-Periode eingeleitet. Ueber den Ausgang WP gibt der Walsh-Funktions-Generator W jeweils bei Beginn einer Walsh-Periode an die Steuereinrichtung ST den bereits erwähnten Schaltimpuls ab. Ueber den Ausgang WA gibt der Walsh-Funktions-Generator W die von ihm aus den Über den Eingang TK zugeführten Taktimpulsen erzeugte Walsh-Funktion an die Tasteinrichtung TA ab.

Prinzipiell ist zu dem Walsh-Funktiona-Generator W noch zu bemerken,, dass dieser eigentlich keine echten Walsh-Funktionen

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aondern vielmehr Walsh-Funktionen, denen eine konstante Grundspannung Überlagert ist, erzeugt. Diese Grundspannung ist gleich der Hälfte der den Binärwert 1 repräsentierenden

Spannung. Für das Funktionieren der Sender spielt dies aber keine Rolle, weil mit den in den Sendern erzeugten Walsh-Funktionen Ja nur die Nand-Gatter 13 und 14 gesteuert werden, und für diese ist es gleichgültig, ob die sie steuernden Walsh-Funktionen mit 1 und -1 oder mit 1 und 0 angeliefert werden, weil sie bei -1 genau so sperren wie bei 0. Das Gleiche gilt sinngemäss aber auch für die durch Oeffnen und Schliessen des Schalters K in Fig.1 verursachten Signalströine in der gemeinsamen Slgnalleitung. Alle diese Signalstrüme haben natürlich die gleiche Stromrichtung, da sie Ja alle von der Spannungsquelle U im Empfänger angetrieben werden. Es lässt sich aber zeigen, dass dies für die einwandfreie Uobertragung der Signale und auch für eine einwandfreie Trennung der einzelnen Kanäle bzw. der von den einzelnen Sendern gelieferten Informationen im Empfänger keine bzw. keine wesentliche Rolle spielt, im Prinzip deswegen nicht, weil die Walsh-Funktion nullter Ordnung einen zeitlich unveränderlichen Funktionswert hat, also eine konstante Grosse ist, und alle Walsh-Funktionen von der nullten bis zu einer beliebig hohen Ordnung überlagert und dann durch synchrone Korrelation wieder voneinander getrennt werden können. Ein den Walsh-Funktionen auf der gemeinsamen Signalleitung überlagerter konstanter Grundwert des Stromes (der dem zeltlichen Mittelwert sämtlicher von den einzelnen Sendern verursachten Signalatröme entspricht) spielt daher für die Trennung der einzelnen Kanäle im Empfänger keine Rolle.

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Die von den einzelnen Sendern durch Schließen und Oef&.su der in ihnen enthaltenen Schalter K verursachten Signalströme überlagern eich auf der gemeinsamen Signalleitung zu einem Summenatrom, der das erwähnte über den gemeinsamen Signalweg Übertragene Summonsignal bildet. Dieser Summenstrom erzeugt an dem Widerstand R im Empfänger eine dem Summenstrom proportionale Spannung, die dem Eingang S der im Empfänger enthaltenen! in Fig.θ gezeigten Auswertungseinrichtung AU zugeführt wird. In dieser Auswertungseinrichtung AU wird diese dem Summenstrom proportionale Spannung zunächst in den Analog-Digital-Wandler eingegeben, der diese Spannung digitalisiert wieder abgibt, und zwar in Form eines dem Betrag dieser um ihren zeitlichen Mittelwert verminderten Spannung proportionalen 6-stelligen Binärwortes. Dem von dem Signalstrom eines Senders am Widerstand R' im Empfänger verursachten Spannungsabfall AU entsprechen 2 Einheiten der digitalisierten Spannung. Der zeitliche Mittelwert der Spannung ist beispielsweise bei 56 Sendern gleich 28 AU bzw. gleich 56 Einheiten und allgemein bei η Sendern gleich £} AU bzw. gleich η Einheiten, Ist also der Betrag der in den Analog-Digital-Wandler eingegebenen Spannung gleich 10 AU, .dann gibt der Analog-Digital-Wandler bei 56 Sendern 20-56 * -36 Einheiten aus, wobei an den Ausgängen für den Betrag von S der Wert 36 und am Vorzeichen-Ausgang ^K-^H das negative Vorzeichen ausgegeben wird. Allgemein wird von dem Analog-Digital-Wandler 20 an den Ausgängen für den Betrag S ein dem Betrag der um ihren zeitlichen Mittelwert verminderten Spannung proportionaler Binärwort ausgegeben, wobei bei über diesem Mittelwert liegenden Mornentanspannungen am Vorzeichen-Ausgang "+" eine binüre 1 und bei unter diesem Mittelwert liegenden Monientarißpnni'Cf-n an Vorzeichen-Ausgang °-^M eine binäre 1 abgegeben wird,

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Mit diesem von dem Analog-Digital-Wandler 20 in Binärform abgegebenen Summensignal S(t) wird zur Bestimmung des schon eingangs erwähnten Integrale

F_m(t-At_m) dt

für jeden einzelnen der Kanäle 1 bis η die diesem Integral proportionale Summe 64

S(t_o+kT + I^T) - F_m(VkT ₊ I^T)

der Produkte gebildet, die sich in den 64 einzelnen Taktzeiten der vom Zeitpunkt (t_o+kT) bis zum Zeitpunkt (t_Q+(k+1)T) reichen

den Walsh-Periode (die Uebertragungsdauer At_n wird fUr alle Kanäle bzw. für alle Sender 1 bis η als vernachlässigbar klein vorausgesetzt) aus der Multiplikation des Jeweiligen Wertes S(t +kT+^tr—T) dee Summensignals S(t) in der betreffenden· fr-Taktzeit der Walsh-Periode mit dem jeweiligen Wert F_m(t_Q+kT^p der dem betreffenden m-ten Kanal zugeordneten Walsh-Funktion in dieser J-ten Taktzeit ergeben.

Zu diesem Zweck wird in Jeder einzelnen der 64 Taktzeiten, in die im vorliegenden Fall eine Walsh-Periode unterteilt ist, jeweils in der ersten Hälfte der Taktzeit aus der in dieser Zeitspanne am Eingang des Analog-Digital-Wandlers 20 stehenden Spannung das Summensignal S(t) abgeleitet, und in der zweiten

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Hälfte der Taktzeit wird dieses in der ersten Hälfte der Taktzeit ermittelte und über die gesamte zweite Hälfte der Taktzeit am Ausgang des Analog-Digital-Wandlera 20 stehende Sunimensignal S(t) dann nacheinander mit den einzelnen für die betreffende Taktzeit geltenden Funktionswerten der Walsh» Funktionen nullter bis 63-ter Ordnung F_Q(t) bis F^,(t) multipliziert.

Zur Ableitung des Summensignals S(t) aus der am Eingang des Analog-Digital-Wandlers 20 stehenden Spannung sind im Analog-Digital-Wandler 20 eine Spannungsquelle, eine Graetz-Schaltung, ein Umsetzer und sieben Flip-Flops vorgesehen» Die Spannung?- quelle liefert eine konstante Spannung von 28 AU und ist in Reihe zum Eingang des Analog-Digital-Wandlers 20 geschaltet, und zwar mit zur Eingangsspannung entgegengesetzter Polarität. Die aus der Eingangsspannung und dieser konstanten Spannung resultierende Spannung liegt demgemäss um 28 AU niedriger als . die Eingangsspannung und stellt die um ihren zeitlichen Mittelwert verminderte Eingangsspannung dar. Die Graqtz-Schaltung (Doppelweggleichrichter aus vier in Brtickenförm zusammenge-n'_v schalteten Dioden) ist mit ihrem Eingang an die Reihenschaltung der Spannungequelle und des Eingangs des Analog-Digital-Wandlers angeschlossen und gibt an ihrem Ausgang den Betrag der genannten resultierenden Spannung und damit den Betrag der um ihren zeitlichen Mittelwert verminderten Eingangsspannung des Analog-Digital-Wandlers ab. Der Umsetzer ist mit seinem Eingang an den Ausgang der Graetz-Schaltung angeschlossen und setzt in Ver<-bindung rnjLt sechs der genannten sieben Flip-Flops den an seinem

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^mhZm 223*079

Eingang liegenden Analogwert des Betrages der um ihren zeitlichen Mittelwert verminderten Eingangsspannung des Analog-Digital-Wandlers im Umsetzungsverhältnis von zwei Binäreinheiten auf ein ΔΙΪ in einen dem Analogwert entsprechenden eechsatelligen Binärwort um. Der Umsetzer umfasst einen Sägezahngenerator, der eine innerhalb einer bestimmten Anatiegsdauer von höchstens einer halben Taktzeit linear von Null auf 28 AU ansteigende Spannung liefert, einen Impulsgenerator, der innerhalb der genannten Anstiegsdauer des Sägezahngenerator 56 Impulse liefert, eine Diode und eine Und-Schaltung mit drei , Eingängen. Der Sägezahngenerator und die Diode sind in Reihe geschaltet, und diese Reihenschaltung ist an den Eingang des , Umsetzers angeschlossen. Der Sägezahngenerator ist dabei so gepolt, dass seine Spannung der Spannung am Eingang des Umsetzers entgegengerichtet ist. Die Diode ist in Bezug auf die Spannung am Eingang des Umsetzers in Sperrichtung geschaltet, Ueber der Diode liegt einer der drei Eingänge der Und-Schaltung und am Ausgang des Impulsgenerators ein zweiter Eingang der Und-Schaltung. Der dritte Eingang der Und-Schaltung ist an die das Arbeitssignal für den Analog-Digital-Wandlerliefernde Steuerleitung HT angeschlossen. Die genannten sechs , Flip-Plopa sind zu einer Zählkette zusammengeschaltet, deren Zähleingang mit dem Ausgang der Und-Schaltung verbunden ist. Der Umsetzer arbeitet folgendermassen: Am Eingang des Umsetzers liegt, wie oben schon erwähnt, eine Spannung, die gleich dem Betrag der um ihren zeitlichen Mittelwert verminderten Eingangsspannung des Analog-Digital-Wandlers 20 ist.

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Der Sägezahngenerator wird von der Anstiegeflanke des de α Analog-Digital-Wandler 20 zugeführten Arbeitβsignals HT gestartet und gibt demgemäss eine mit Beginn des Arbeitssignals HT von Null an linear ansteigende 'Spannung ab, die der Eingangsspannung des Umsetzers entgegengerichtet 1st. Die von der Eingangsspannung des Umsetzers in Sperrichtung vorgespannte· Diode bleibt daher so lange gesperrt, bis die Spannung des Sägezahngenerators die gleiche Höhe wie die Spannung am Eingang des Umsetzers erreicht hat. Danach wird die Diode in Durchlassrichtung geschaltet. Solange die Diode gesperrt ist, liegt an ihr die Differenz zwischen der Spannung am Eingang dos Umsetzers und der Spannung des Sägezahngenerator als . Sperrspannung, und sobald die Diode in Durchlassrichtung geschaltet wird, ist der Spannungsabfall an ihr praktisch Null. Dementsprechend erhält die Und-Schaltung an ihrem über der Diode liegenden Eingang vom Beginn des Arbeitseignais HT an bis zu dem Uebereinstimmungszeitpunkt, zu dem die Spannung des Sägezahngenerators die gleiche Höhe wie die am Eingang des Umsetzers liegende Spannung erreicht hat, ein Durchschaltsignal. An dem genannten dritten Eingang der Und-Schaltung liegt während dieser Zeit das Arbeitssignal HT und damit ebenfalls ein Durchßchaltsignal. Die Und-Schaltung lässt daher vom Beginn des Arbeitssignals HT an bis zu dem genannten Uebereinstimmungszeitpunkt die Impulse des mit seinem Ausgang an ihren zweiten Eingang angeschlossenen Impulsgenerators durch, so dass die mit ihrem Zähleingang an den Ausgang der Und-Schaltung angeschlossene Zählkette die von dem Impulsgenerator vom Beginn

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dee Arbeitesignals HT an bis zu dem genannten Uebereinetlramungszeitpunkt abgegebenen Impulse zählt, wobei die abgezählte Anzahl von Impulsen dann in der Zählkette in Binärform gespeichert ist. Da dor Impulsgenerator, wie oben erwähnt, pro AU Spannungsanstieg des Sägezahngenerators zwei Impulse abgibt und zu dem UebereinstimmungsZeitpunkt die Spannung dee Sägezahngenerators mit der Spannung am Eingang des Umsetzers Übereinstimmt, wird somit, wie oben ausgeführt, die Spannung am Eingang des Umsetzers innerhalb des Umsetzers im Verhältnis von zwei Binäreinheiten auf ein AU umgesetzt und der erhaltene Binärwert in der aus den sechs Flip-Flops bestehenden Zählkette gespeichert* Die Ausgänge der sechs Zählstufen der Zählkette bilden gleichzeitig die sechs Ausgänge des Analog-Digital-Wandlers 20 für . den in Form eines sechsstelligen Binärwertes abgegebenen Betrag js| des Summensignals S(t). In Fig.8 sind die sechs Ausgänge für den Betrag J s| auf der rechten Seite des Analog-Digital-Wandlers 20 dargestellt. Von diesen sechs Ausgängen sind der oberste der niedrigsten Binärstelle und die nach unten zu folgenden Ausgänge der Jeweils nächsthöheren Binärstelle zugeordnet. Die beiden weiteren in Fig.8 dargestellten Ausgänge des Analog-Digital-Wandlers 20, die mit "+" und "-" bezeichnet sind und über die das Vorzeichen des Suramensignale S(t) abgegeben wird, sind innerhalb des Analog-Digital-Wandlers mit den Ausgängen des siebenten Flip-Flops verbunden, und zwar der •'+"-Ausgang mit dem "1 "-Ausgang und der "-"-Ausgang mit dem "0^H-Ausgang dieses Flip-Flops. Der Setzeingang "1" dieses siebenten Fllp-Flops ist über eine Und-Schaltung mit derjenigen Außgangßklemme der Graetz-Schaltung verbunden, die bei einer

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über 28 AU liegenden Eingangsspannung des Analog-Digital-Wandlers 20 eine positive Spannung gegen den Masseanschluss der beiden Eingangsklemmen des Analog-DigitalWandlers 20 aufweist. Die Und-Schaltung hat zwei weitere Eingänge, von denen einem das Arbeltssignal HT zugeführt wird und von denen der andere an den Ausgang eines als Inverter arbeitenden Nand-Gatters angeschlossen ist, dessen einem Eingang ständig eine binäre ^M1^M zugeführt wird und dessen anderer Eingang Über der erwähnten Diode des Umsetzers liegt. Die Und-Schaltung wird durchgeschaltet, sobald der Betrag |S| von den sechs, zu einer Zählkette zusammengeschalteten Flip-Flops ausgezählt ist, und im Falle, dass die Eingangsspannung des Analog-Digital-Wandlers 20 grosser als 28 AU ist und damit das Suminensignal S(t) ein positives Vorzeichen hat, wird im Durchschaltmoment der Und-Schaltung das siebente Flip-Flop auf ¹M" gesetzt, während es andernfalls auf ^M0" stehenbleibt, DiB Durchschaltung der Und-Schaltung wird mit dem Ende des Arbeitssignals HT beendet. Aus der Anstiegsflanke des Arbeitssignals HT wird ferner noch ein Löschsignal abgeleitet, das allen sieben Flip-

Flops des Analog-Digital-Wandlera 20 zugeleitet wird und mit dem dieselben tiei Beginn des Arbeltssignals HT sämtlich auf Null gesetzt werden. Anstatt die Zählimpulse für die aus den sechs Flip-Flops zusammengesetzte Zählkette mittels des erwähnten Impulagenerators innerhalb des Umsetzers bzw« des Analog-Digit al-Wandle rs 20 zu erzeugen, können diese Zählimpulse dem Analog-Digital-Wandler 2Q auch von aussen zugeführt werden, und zwar von der in Fig.8 gezeigten Steuerleitung D. Ueber diese Steuerleitung D werden während der Dauer des Arbeite-

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signals HT 64 Impulse zugeführt. Daher iat in diesem Falle der zeltliche Spannungsanstieg des Sägezahngenerators so zu bemessen, dass die von dem Sägezahngenerator gelieferte Spannung während der Dauer des Arbeitssignala HT linear von Null auf 32 Δϋ ansteigt, damit sich wiederum das Verhältnis von zwei Binäreinheiten pro AU Spannungsanstieg ergibt. Zu bemerken wäre schliesslich zu der oben beschriebenen Ausbildung des Analog-Digital-Wandlers 20 noch, dass AU beim Ausführungsbeispiel mit 2 Volt so gross bemessen war, dass der Spannungsabfall an den im Umsetzer und in der Graetz-Schaltung enthaltenen. Dioden im Durchschaltzustand derselben vernachlässigt werden konnte. Bei wesentlich kleineren Werten von AU müssen die

durch den Spannungsabfall an den Dioden i» Durchschaltzustand derselben entstehenden Fehler korrigiert werden, oder es muss für den Analog-Digital-Wandler 20 eine andere als die oben beschriebene Ausbildung gewählt werden. Entsprechende Möglichkeiten für solche andere Ausführungsformen des Analog-Digital-Wandlers 20 sind aus der Datenverarbeitungstechnik Ja allgemein bekannt.

Jeweils vom Ende der ersten Hälfte jeder einzelnen Taktzeit bis zum Beginn der nächsten Taktzeit und somit über die gesamte zweite Hälfte jeder Taktzeit steht also am Auegang des Analog-Digital-Wandlers 20 das Summensignal S(t) in Form eines den Betrag )S| dieses Signale angebenden, sechsstelligen Binärwortes und des Vorzeichens dieses Signals· Dieses Summensignal S(t) wird, wie schon erwähnt, dann in der zweiten Hülfte der Taktzelt nacheinander mit den einzelnen für die betreffende

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Taktzeit geltenden Funktionswerte der Walsh-Funktionen null« ter bis 63-ter Ordnung F₀(t) bis Fg,(t) multipliziert·

Da die Funktionswerte der Walsh-Funktionen nur +1 oder -1 sein können« ist der Betrag der sich aus diesen Multiplikationen ergebenden Produkte S(t)»F₀(t) ... S(t)»Fg,(t) in jedem Fall gleich dem für die betreffende Taktzeit ermittelten Betrag |Sj des Summensignals S(t), d.h. die in der zweiten IlUlfte der Taktzeit durchzuführenden Multiplikationen des Summensignals S(t) mit den Funktionswerten F_m(t) betreffen ausachliesslich das Vorzeichen dieser ihrem Betrag j S(t) *F_m("t) nach ßüintlich dem Betrag |s| entsprechenden Produkte. Bei der oben erwUhnten, für Jeden einzelnen der Kanäle 1 bis η Jeweils über die 64 Taktzeiten einer Walsh-Periode durchzuführenden Summenbildung

64

S(t_o+kT

sind daher die in ein und derselben Taktzeit zu den η zu bildenden Summen hinzuzufügenden Summenglieder alle dem Betrag nach gleich gross, nämlich gleich dem in der ersten Hälfte der betreffenden Taktzelt ermittelten Betrag | s| , und die sich bei den einzelnen, in der zweiten Hälfte der betreffenden T&ktzeit durchgeführten Multiplikationen ergebenden Vorzeichen der Produkte S(t)»F_m(t) « ±|s| bestimmen, ob der Betrag js| jeweils zu der dem m-ten Kanal zugeordneten Summe hlnzuzuaddieren oder von derselben zu subtrahieren ist.

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In der Auswertungseinrichtung AU in Fig,8 werden sowohl die Additionen als auch die Subtraktionen dieses Betrages I Sl zu bzw. von den einzelnen zu bildenden Summen in Form von binären Additionen durchgeführt, und zwar indem zu dem die Summe darstellenden Binarwert bei einer Addition der Binärwert des Betrages |s| und bei einer Subtraktion das Komplement des Binürwertes des Betrages |S| und ferner in der niedrigsten Binärstelle noch der Uebertrag aus der höchsten Binärstelle hinzuaddiert wird.

Die binären Additionen werden bei der Auswertungeeinrichtung in Fig.8 im Prinzip mittels des Schieberegisters 21, dies Addierwerkes 26 und des Schieberegisters 24 durchgeführt.

In das Schieberegister 21, das 16 Binärstellen hat und aus einer Kette von 16 Flip-Flops besteht, wird jeweils unmittelbar vor Beginn einer solchen binären Addition der Binärwert des Betrages |s| parallel eingespeichert, und zwar indem die Setzeingänge der letzten 6 Stellen des Schieberegisters 21 mittels eines Jeweils unmittelbar vor Beginn einer solchen, binären Addition auf der Steuerleitung D einlaufenden und die an diese Steuerleitung D angeschlossenen UND-Gatter durchschaltenden Steuerimpulses an die | S| -Ausgänge des Analog-Digltal-Wandlers 20 angeschlossen und damit die letzten 6 Stellen des Schieberegisters 21 auf den an diesen Ausgängen des Analog-Digital-Wandlers 20 stehenden Binärwert des Betrages j S gesetzt werden. Dabei werden in das letzte Flip-Flop des Schieberegisters 21 die niedrigste Binärstelle und in die nach dem Eingang des Schieberegisters 21 zu folgenden fünf

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Fiip-Flopa die jeweils nächsthöheren Binärstellen des Binärwortes von lsi eingespeichert. Alle weiteren» nach dem Eingang des Schieberegisters 21 zu folgenden zehn Flip-Flops stehen, da am Eingang des Schieberegisters 21 mit Jedem Schiebeirapuls eine ^H0^M eingegeben wird, sämtlich auf "0" (diese weiteren zehn Flip-Flop3 können auch weggelassen werden, wenn die "0" am Eingang des sechstüetzten Flip-Flops des Schieberegisters 21 eingegeben wird).

In dem Schieberegister 24, das 64 Registerstufen mit je 16 Binärstellen hat und aus einer Kette von 64·16 Flip-Flops besteht und in dem die den Kanälen 1 bis η zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summen 2_^s(t)»F_m(t) in Form von je einem eine Registerstufe füllenden i6-stelligen Binärwert gespeichert werden, steht bei Beginn einer solchen binären ι Addition in den 16 Stellen seiner letzten Registerstufe 29 der Binärwert der einem m-ten Kanal zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summe, wobei - in gleicher Weise wie bei dem Schieberegister 21 - in dem die letzte Stelle dieser Registeratufe 29 bildenden Flip-Flop 32 die niedrigste Binärstelle und in den nach dem Anfang der Registerstufe 29 zu folgenden Flip-Flops die jeweils nächsthöheren Binärstellen dieses Binärwertes stehen.

Von dem Addierwerk 26 wird nun im Falle eines sich bei der Multiplikation des Summensignals S(t) mit Funktionswert F_m(t) der Walsh-Funktion ergebenden positiven Vorzeichens der in dem Schieberegister 21 stehende Binärwert des Betrages I S I

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-JO-

und im Falle eines eich bei dieser Multiplikation ergebenden negativen Vorzeichens das Komplement dieses Binärwertes stellenweise zu dem in der letzten Registerstufe 25 des Schieberegisters 24 stehenden Binärwert der dem m-ten Kanal zugeordneten Summe hinzuaddiert· Dies erfolgt so, daas jeweils die im letzten Flip-Flop des Schieberegisters 21 stehende Binärziffer bzw. - bei negativem Vorzeichen - deren Komplement von dam Addierwerk 26 zu der im letzten Flip-Flop 32 der ite^lsterstufe 25 stehenden Binärziffer addiert wird und dazu noch ein eventueller, in dem Flip-Flop gespeicherter Uebertrag aus der, vorangegangenen Binärstelle und - bei negativem Vorzeichen in der niedrigsten Binärstelle noch ein eventueller Uebertrag. aus der höchsten Binärstelle hinzuaddiert wird und von dem Ergebnis dieser Addition die in dieselbe Bjlnärstelle fallende Binärziffer in das Flip-Flop 32 und ein eventueller Uebertrag in das Flip-Flop 33 eingespeichert wird und anschliessond ßowohl der Binärwert im Schieberegister 21 als auch alle 64 Binärwerte im Schieberegister 24 um eine Binärstelle vorwärtsgeschoben werden und danach die gleiche Addition in der nächsten Binärstelle durchgeführt wird, bis nach Jeweils 16 solchen AtUU-tionsschritten die gesamte Addition oder Subtraktion du« anfangs im Schieberegister 21 stehenden Binärwertes zu bsw, von dem anfangs in der letzten Regiatorötufe 25 dos Schieberu^iaters

24 stehenden Binärwert abgeschlossen ist und infolge des mit den 16 Additionsschritten verbundenen VorrUckans der BinUrwurte im Schieberegister 24 um 16 Binärstellen der vor Beginn dieser 16 Additionsschritte in der vorletzten Regiateratufe des Schieberegisters 24 stehende Binärwert in die letzte Regieteratufe

25 vorgex'ückt ist.

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Danach wiederholt sich der gleiche Vorgang jeweils mit einer neuen Einspeicherung des Binärwertes des Betrages |sl in das Schieberegister 21 und der anschliessenden stellenweisen Addition dieses Binärwertes oder seines Komplements zu dem Jeweils in der letzten Registerstufe 25 des Schieberegisters stehenden Binärwert, bis nach insgesamt 64 solchen Addiervorgüngen zu Jedem der im Schieberegister 24 stehenden 64 Binärwerte entweder der Binärwert des Betrages js| oder das Komplement dieses Binärwertes hinzuaddiert ist. Diese 64 Addiervorgänge finden Jeweils in der zweiten Hälfte Jeder Taktzeit statt und stellen die oben erwähnte HinzufUgung von dem Betrag nach gleich grossen, dem Jeweils in der ersten Hälfte der Taktzeit ermittelten Betrag |s| entsprechenden Summengliedern zu den η zu bildenden Summen dar.

Zur Steuerung dieser Addiervorgänge werden von dem in Fig.7 dargestellten Walsh-Funktionsgenerator WE an die in Fig.θ gezeigte Auswertungseinrichtung AU Steuersignale über die Steuerleitungen H, D, E und HT und ausserdem noch die Funktionswerte der Walsh-Funktionen F_Q(t) bis Fg,(t) und deren Komplomentärwerte über die Leitungen WA und Wk geliefert, und zwar über die Steuerleitung H in Jeder halben Taktzeit 64·16 Impulse, über die Steuerleitungen D und E in Jeder halben Taktzeit 64 Impulse und über die Steuerleitung HT in Jeder Taktzeit ein Impuls und ferner Über die Leitung WA in Jeder halben Taktzeit die 64 für die betroffende Taktzeit geltenden Funktionawerte der Walsh-Funktionen F (t) bis Fg,(t) und Über die Leitung WK Jeweils der Komplementärwert des zur gleichen Zeit Über die Leitung WA gelieferten Funktionswertes.

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Die über die Steuerleitung H gelieferten Η-Impulse fallen, da die Steuerleitung H am ^H1"-Ausgang des die Η-Impulse erzeugenden Flip-Flops angeschlossen ist, jeweils In die zweite Hälfte ihrer Impulsperiode, wenn der Periodenbeginn dieser Impulsperioden so definiert ist, dass mit dem Beginn der zweiten Hälfte einer Taktzeit (bei dem die ersten 11 Flip-Flops der Zählkette in Fig.7 auf ^w0^M stehen) auch eine solche Impulsperiode beginnt. Die über die Steuerleitung D gelieferten D-Impulse fallen, vom Beginn der zweiten Hälfte einer Taktzeit aus gesehen, mit dem 16-ten, 32-ten, 48-ten usw. H-Inipula,zusammen; der 64-te D-Impuls in der ersten Hälfte einer Taktzeit liegt unmittelbar vor dem Beginn der zweiten Hälfte dieser Taktzeit und leitet diese mit seiner RUckflanke ein. Die über, die Steuerleitung B gelieferten Ε-Impulse fallen, vom Beginn der zweiten Hälfte einer Taktzeit aus gesehen, Jeweils in die erste Hälfte der Impulsperiode des ersten, 17-ten, 33-ten usw. Η-Impulses; der erste E-Impula in der zweiten Hälfte einer Taktzeit beginnt gleichzeitig mit dieser zweiten Hälfte der Taktzeit. Allgemein, folgt unmittelbar auf jeden D-Impuls in der nächsten halben Η-Impulsperiode ein Ε-Impuls. Die über ' die Steuerleitung HT gelieferten HT-Impulse sind jeweils über die gesamte erste Hälfte jeder Taktzeit vorhanden. Die über die Leitung WA gelieferten Funktionswerte und ebenso deren über die Leitung WK gelieferte Komplementärwerte sind Jeweile über 16 Η-Impulsperioden vorhanden und fallen, vom Beginn der zweiten Hälfte einer Taktzeit aus gesehen, mit der 1.-16., der 17.-32., der 33.-48, usw. Η-Impulsperiode zusammen.

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Zur Erläuterung der Steuerung der oben beschriebenen Addiervorgänge mittels der Steuersignale D, B, H und HT soll der erste Addiervorgang in der zweiten Hälfte einer Taktzeit betrachtet werden. Schon unmittelbar vor Beginn der zweiten Hälfte der Taktzelt, nämlich mittels des bereits oben erwähnten 64-ten D-Impulses in der ersten Hälfte dieser Taktzeit, wurden die letzten 6 Binärstellen des Schieberegisters 21 auf den an den I Si -Ausgängen des Analog-Digital-Wandlers 20 stehenden, in der ersten Hälfte der Taktzeit ermittelten Binärwert des Betrages |sl gesetzt. Bei Beginn der zweiten Hälfte der Taktzeit und somit auch bei Beginn des ersten Addiervorganges in der zweiten Hälfte der Taktzeit steht also in dem Schieberegister 21 der Binärwert des Betrages |S| und in der letzten Registerstufe 29 des Schieberegisters 24 der Binärwert der einem m-ten Kanal zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summe. Ferner stehen an den Leitungen WA und $Ä* über die ersten 16 H-Impulsperioden der zweiten Hälfte der Taktzeit und damit über den gesamten ersten Addiervorgang in der zweiten Hälfte der Taktzelt der für die betreffende Taktzeit geltende Funktionswert F_m(t) und dessen Komplementärwert ^(t)·. Weiterhin stehen Jeweils Über die gesarate zweite Hälfte der Taktzeit an der Steuerleitung HT eine binäre "0^H und an den Vorzeichen-Ausgängen "+" und "-" des Analog-Digital-Wandlers 20 das Vorzeichen des in der ersten Hälfte der Taktzeit ermittelten Summensignals S(t).

Es soll nun zunächst einmal angenommen werden, dass der für die betrachtete Taktzeit geltende Funktionswert F_m(t) der dem

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m-ten Kanal zugeordneten Walsh-Funktion m-ter Ordnung gleich +1 sei. Dann steht während des gesamten ersten Addiervorganges an der Leitung WA eine binäre ¹M ⁿ und an der Leitung WK eine binäre ^H0^M. Ferner soll angenommen werden, dase das in der ersten Hälfte der betrachteten Taktzeit ermittelte Vorzeichen des Summensignals S(t) negativ sei. Dann steht während der gesamten zweiten Hälfte der betrachteten Taktzeit an dem Vorzeichen-Ausgang ^M-^H des Analog-Digital-Wandlers 20 eine binäre ^H1^H und am Vorzeichen-Ausgang ^H+^M eine binäre "0". In diesem Fall ist das Multiplikationsergebnis dea Funktionswertes F_m(t) mit dem Vorzeichen von S(t) gleich -1, d.h. es wäre das Komplement des im Schieberegister 21 stehenden Binärwortes des Betrages ISl zu dem in der letzten Registerstufe 2|? des Schieberegisters 24 stehenden Binärwert der dom m-ten

Kanal zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summe hlnzuzuaddieren. Da, wie erwähnt, an der Leitung WA eine binäre "1^M und am Vorzeichen-Ausgang ^H+^w eine binäre ¹¹O" steht, steht am Ausgang des Nandgattera 34 eine ^Mt^M, und da ferner an der Leitung WK eine binäre "0" und am Vorzeichen-Ausgang ^M-^H eine binäre ^H1" 3teht, steht am Ausgang des Nandgattera 35 ebenfalls eine "1ⁿ, Demgemäss steht am Ausgang des Nandgatters 36 eine ⁿ0" und am Ausgang des Nandgatters 37 eine °1^M, und zwar Jeweils vom Beginn der zweiten Hälfte der betrachteten Taktzeitfwährend des gesamten ersten Addiervorganges. Da am Auagang dee Nandgatters 36 eine "0^w und am Ausgang des Nandgatters 37 eine "1" steht, ist von den beiden an den ^H1^M-Auagang und den ^M0^M-Ausgang des Schieberegisters 21 angeschlos-

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senen Und-Gattern 38 und 39 das Und-Gatter 38 gesperrt und das Und-Gatter 39 durchgeschaltet.

Bei einem sich bei der Multiplikation von F_m(t) mit dem Vorzeichen von S(t) ergebenden negativen Vorzeichen wird also der ^HO"~Ausgang bzw. der Komplement-Ausgang des Schieberegisters über das Und-Gatter 39 und die Leitung AO an das Addierwerk angeschlossen und auf diese Weise das Komplement des im Schieberegister 21 gespeicherten Binärwertes des Betrages Isf zu der in der Registerstufe 25 stehenden, in der Bildung begriffenen Summe hinzuaddiert, während im Falle eines sich bei 'der Multiplikation von F_m(t) mit dem Vorzeichen von S(t) ergebenden positiven Vorzeichens am Ausgang des Nandgatters 36 eine "1" und am Ausgang des Nandgatters 37 eine ^M0" stehen würde * und dementsprechend das Und-Gatter 38 durchgeschaltet und das Und-Gatter 39 gesperrt wäre und daher der "1"-Ausgang des Schieberegisters 21 über das Und-Gatter 38 und die Leitung 40 an das Addierwerk 26 angeschlossen wäre, so dass bei positivem Vorzeichen der Binärwert des Betrages |s| zu der in der Registerstufe 25 stehenden, in der Bildung begriffenen Summe hinzuaddiert würde. Die Ausspeicherung des im Schieberegister 21 stehenden Binärwertes des Betrages lsi entweder über den "1^M-Ausgang oder über den ^w0^w-Ausgang des Schieberegisters 21 entspricht also einer Multiplikation entweder mit +1 oder mit -1

Bei dem betrachteten Addiervorgang ergab sich aber ein negatives Vorzeichen und damit ein Anschluss des Komplement-Ausganges des Schieberegisters 21 an das Addierwerk 26. Wie

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ferner oben erwähnt, stehen im ausgabeseitigen letzten Flip-Flop des Schieberegisters 21 und im letzten Flip-Flop 32 der Registerstufe 25 zum Zeitpunkt des Beginnes des Addiervorganges die niedrigsten Binärstellen der dort gespeicherten Binärwerte. Bei der Addition der niedrigsten Stellen zweier Binärwerte gibt es natürlich keinen Uebertrag aus einer vorangegangenen Binärstelle, well Ja der niedrigsten Binärstelle keine Binärstelle vorangeht. Hingegen ist aber bei negativem Vorzeichen - wie es fUr den hier betrachteten Addiervorgang vorausgesetzt war - entsprechend den obigen Ausführungen,ein eventueller Uebertrag aus der höchsten Binärstellö der beiden zu addierenden Binärwerte in der niedrigsten Binärstelle hin·» zuzuaddieren. Da nun aber der Uebertrag aus der höchsten Binärstelle bei Beginn des Addiervorganges, wenn der erste Additlon3schritt zur Addition der Binärziffern in der niedrigsten Binärstelle durchgeführt wird, noch nicht vorliegt (dieser Uebertrag würde sich erst bei dem letzten Additionaschritt und damit erst am Ende des Addiervorganges ergeben), wird schon bei Beginn des Addiervorganges mit der Uebertragalogik 41 festgestellt, ob sich in der höchsten Binärstelle ein Uebertrag ergibt oder nicht. Ein Blockschaltbild der Uebertragslogik ist In Fig.11 gezeigt, und zwar in der gleichen Lage, wie der Block 41 in Fig.8 dargestellt ist. Die Uebertragslogik besteht aus 16 .hintereinandergeschalteten Stufen, die alle gleich ausgebildet sind und von denen eine in ihrem inneren Aufbau in Fig.11 dargestellt ist. Die in Fig.11 oberen 16 Eingänge sind an die "(^-Ausgänge der 16 Flip-Flops des Schie-

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beregisters 21 und die in Pig.11 unteren 16 Eingänge an die ⁿ 1"-Ausgänge der 16 Flip-Flops der Registeratufe 25 angeschlossen. Der in Fig.11 nach rechts hinausführende Ausgang der Uebertragslogik führt in Fig.8 zu dem Und-Gatter 42, In die in Fig.11 ganz rechts angeordnete erste Stufe der Uebertragalogik wird an dem in der Mitte dieser Stufe angedeuteten Uebertragseingang ständig eine binäre ^H0^M eingegeben. Anstatt der in Fig.11 gezeigten Uebertragslogik, für die 64 Nandgatter benötigt werden, kann auch die in Fig.12 gezeigte Uebertragslogik verwendet werden, für die nur 20 Nandgatter und 4 Und-Gatter benötigt werden. Die Einsparung von beinahe zwei Dritteln der für die Uebertragslogik Xn Fig.11 notwendige Anzahl von Gattern bei der Uebertragslogik in Fig.12 beruht :ia wesentlichen darauf, dass die ersten zehn Flip-Flops des Schieberegisters 21, wie oben erwähnt, immer auf ¹¹O" stehen und in der Uebertragslogik daher auch als feste Werte vorausgesetzt werden können'und demgemäss nicht abgetastet werden brauchen. Die Uebertragslogik in Fig.12 wird daher mit den oberen sechs Eingängen nur an die letzten sechs Flip-Flops des Schieberegisters 21 angeschlossen und zwar an deren ¹¹O"- · Eingänge. Von den unteren 16 Eingängen der Uebertragslogik in Fig.12 werden die mit ^H1^M bezeichneten sechs Eingänge an die ¹M "-Ausgänge der letzten sechs Flip-Flops der Registerstufe 25 und die mit "0" bezeichneten Eingänge an die ^H0^w-Auögänge der ersten zehn Flip-Flops der Registerstufe 25 angeschlossen. Der in Fig.12 nach rechts hinausführende Ausgang der Uebertragslogik führt in Fig.8 zu dem Und-Gatter 42.

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Die Ueberbragsloglk 41 in Fig.8 stellt also schon bei Beginn des Addiervorganges aus den zu diesem Zeitpunkt im Schieberegister 21 und in der Registerstufe 25 gespeicherten Werten fest, ob sich bei der Addition des in der Registerstufe 25 stehenden Binärwertes und des Komplementärwertes des im Schieberegister 21 stehenden Binärwortes ein Uebertrag aus der höchsten Binärstelle ergibt, und gibt diesen Uebertrag, falls sich ein solcher ergibt, in Form einer binären ^M1^M über das Und-Gatter 42 in das Addierwerk 26 ein. Das Und-Gatter 42 ist zu diesem Zweck im Falle eines negativen Vorzeichens des Produktes S(t)»F (t) - denn nur in diesem Falle ist der liebertrag aus der höchsten Binärstelle zu berücksichtigen - von der bei negativem Vorzeichen am Ausgang des Mand^atters 37 stehenden binären "1^w und dem weiter über die Steuerleitung E während der ersten Hälfte der ersten H-Itnpulsperiode des hier betrachteten Addiervorganges zugefUhrten B-Impuls durchgeschaltet.

Während der Dauer dieses in der ersten Hälfte der ersten H-Impulsperiode in der zweiten Hälfte der Taktzeit vorhandenem Ε-impulses (der sich dann Jeweils in der ersten Hälfte der ersten Η-Impulsperiode Jedes der Jeweils 16 H-Iropulsperioden umfassenden Addiervorgänge wiederholt) wird nun der erste Additionsschritt des hier betrachteten Addiervorganges durchgeführt. Hierzu werden in das Addierwerk 26 erstens über das Ünd-Gatter 39 das Komplement*der im letzten Flip-Flop dea Schieberegisters 21 stehenden Binärziffer (oder im Falle eines positiven Vorzeichens des Produktes S(t)«F_m(t) über das

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Und-Gatter 38 diese Binärziffer selbst), zweitens über das Und-Gatter 43 die im letzten Flip-Flop 32 der Registerstufe 25 stehende Binärziffer und drittens (nur bei negativem Vorzeichen des Produktes S(t)-F_1nCt))über das Und-Gatter 42 ein eventueller Uebertrag aus der höchsten Binärstelle eingegeben.

Ein eventuell im Flip-Flop 33 stehender Uebertrag (der aus der höchsten Binärstelle des letzten vorangegangenen Addler-Y>rganges stammen würde) wird bei dem ersten Additionsschritt eines Jeden Addiervorganges nicht berücksichtigt, weil während des ersten Additionsschrittes jedes Addiervorganges auf der Steuerleitung E der Ε-Impuls liegt und demgemäss am Eingang des Nandgattera 44 eine binäre "1^H und damit an dessen Ausgang eine binäre ^MO" steht und infolgedessen das Und-Gatter 45, über das der Ausgang des Flip-Flops 33 mit dem Uebertrags-Eingang des Addierwerkes 26 verbunden ist, gesperrt ist. Beim zweiten bis 16-ten Additionsschritt eines Jeden Addiervorganges ist dieses Und-Gatter 45 Jedoch durchgeschaltet, da während dieser Additionsschritte auf der Steuerleitung E kein Impuls liegt. Beim zweiten bis 16-ten Additionsschritt eines Addiervorganges wird demgemäss als dritter Summand über das Und-Gatter 45 am Uebertrags-Eingang des Addierwerkes 26 ein eventuell in dem Flip-Flop 33 stehender Uebertrag aus der Jeweils vorangegangenen Binärstelle eingegeben.

Die drei Eingabewerte, d.h. also die beiden Werte aus dem Schieberegister 21 und der Registerstufe 25 und der eventuelle Uebertrag, werden in dem Addierwerk 26, dessen innerer Aufbau

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in Fig.9 gezeigt ist, binär addiert, und von dem Ergebnis dieser Addition wird die in dieselbe Binärstelle fallende Binärziffer über die in Fig.8 linksseitigen unteren Ausgänge des Addierwerkes 26 sowie über die Und-Gatter 46 bzw. 47 in das Flip-Flop 32 eingespeichert und ferner wird ein sich bei dieser Addition ergebender Uebertrag über die in Flg.8 linksseitigen oberen Ausgänge des Addierwerkes 26 in das diesen Uebertrag bis zum nächsten Additionsschritt speichernde Flip-Flop 33 eingespeichert. Sind also alle drei Eingabewerte "O¹*, dann werden beide Flip-Flops 32 und 33 von dem Addierwerk*26 auf "O" gesetzt, ist ein Eingabewert ^M1* und die anderen beiden *O^W, dann wird das Flip-Flop 32 auf "1" und das Flip-Flop 33 auf ^M0" gesetzt, sind zwei Eingabewerte ¹M" und der . dritte "0^M, dann wird das Flip-Flop 32 auf "0^w und das Flip-Flop 33 auf "1^W gesetzt, und sind alle drei Eingabewerte ¹¹I", dann werden beide Flip-Flops 32 und 33 auf ¹M" gesetzt.

Zur Steuerung der das Flip-Flop 32 während dieses Additionsachrlttes mit dem Addierwerk 26 verbindenden Und-Gatter 43, 46 und 47 sowie zur Steuerung aller weiteren mit diesem Additionsschritt verbundenen logischen Operationen dienen die auf der Steuerleitung 48 liegenden Steuerimpulse. Diese Steuerimpulse werden von den auf der Steuerleitung H liegenden H-Impulsen durch Inversion mittels des Nandgattera 49 abgeleitet und sind dementsprechend H-Impulsej sie fallen also Jeweils in die erste Hälfte der Η-Impulsperioden. Durch die Nandgatter 50 und 51 und die Und-Gatter 52 und 53 wird dafür Sorge getragen, dass diese IT-Impulse ausschliesslich in der zweiten Hälfte

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Jeder Taktzeit auf der Steuerleitung 48 liegen und daaa Jeweils während der ersten Hälfte Jeder Taktzeit auf der Steuerleitung 48 eine binäre ^WO" steht. Im Prinzip wird dies dadurch bewirkt, dass die auf der Steuerleltung HT liegenden, Jeweils während der ersten Hälfte der Taktzelt vorhandenen HT-Impulse mittels des Nandgatters 50 invertiert werden, so dass auf der Steuerleitung 54 Jeweils während der zweiten Hälfte Jeder Taktzeit ein HT-Impuls bzw. eine binäre "1" und Jeweils während der ersten Hälfte der Taktzeit eine binäre "O" steht und dementsprechend das Und-Gatter 53# an dessen Ausgang die Steuerleltung 48 angeschlossen ist, nur während der zweiten Hälfte Jeder Taktzeit durchgeschaltet 1st. Zwar liegt auf der am Ausgang des Nandgatters 50 angeschlossenen Steuerlei- . tung 54 aus Gründen, Über die später noch zu sprechen sein ' wird, auch während der ersten halben Taktzeit in Jeder Walsh-Periode eine binäre "I", weil über die Steuerleitung WP Jeweils in der ersten halben Taktzelt einer Walsh-Periode ein VP-Impuls bzw. eine binäre "1" geliefert wird und daher an dem sonst immer eine binäre "1" liefernden Ausgang des Nandgatters 51 während der Dauer dea WP-Impulses eine binäre "Ö* steht (was zu einer binären "1" am Ausgang des Nandgattera 50 führt), aber das Ünd-Gatter 53» an dessen Ausgang die Steuerleitung 48 angeschlossen ist, wird auch in diesem Falle nicht während der ersten Hälfte der Taktzeit durchgeschaltet, weil am Eingang des Und-Gatters 53 als weiteres Durchschaltkritβriura der Ausgangswert des Nandgatters 51 liegt und das Und-Gatter 53 dementsprechend Jeweils dann, wenn durch eine binäre "0" am Ausgang des Nandgatters 51 eine binäre ¹M" am Ausgang des

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Nandgatters 50 und damit auf der Steuerleitung 54 verursacht wird, durch eben diese am Ausgang des Nandgatters 51 stehende binäre "0" gesperrt wird. Da somit auf der Steuerleitung 48 während der ersten Hälfte Jeder Taktzeit eine binäre "0" steht, ist die gesamte Addierschaltung mit dem Addierwerk 26, dem Flip-Flop 33» dem Schieberegister 21, dem Analog-Digital-Wandler 20 und den Gattern 34 bis 39» 42, 44 und 45 sowie der Uebertragslogik 41 durch die Und-Gatter 43, 46 und 47 während der ersten Hälfte Jeder Taktzeit von dem Schieberegister 24 und allen mit diesem verbundenen weiteren Schaltungsteile ■ wirkungsmässig getrennt, und es spielt aus diesem Grunde und weil die Addiervorgänge alle erst in der zweiten Hälfte der* · Taktzeit stattfinden, für das Funktionieren der in Fig.8 ge- . zeigten Auswertungseinrichtung keine Rolle, was die dieser Addierschaltung über die Leitungen WA, WK, D und E in der ersten Hälfte jeder Taktzeit zugeführten Signale innerhalb dieser Addierschaltung bewirken, mit anderen Worten, eine Sperrung der Leitungen WA, WT, D und E Jeweils während der ersten Hälfte der, Taktzeit ist, obwohl die Addiervorgänge sämtlich erst in der zweiten Hälfte der Taktzeit durchgeführt werden, aufgrund der genannten wirkungsmäseigen Trennung der Addierschaltung von dem Schieberegister 24 und den übrigen Schaltungsteilen durch die in der ersten Hälfte Jeder Taktzeit geschlossenen Und-Gatter 43, 46 und 47 überflüssig (der letzte D-Impuls in der ersten Hälfte der Taktzeit 1st, wie oben erwähnt, zur Einspeicherung von |s| in das Schieberegister 21 sogar erforderlich),

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In der zwöiiSfen Hälfte Jeder Taktzeit liegen also an der Steuerleitung 48 die besagten IT-Impulse, die von dem Nandgatter 49 durch Inversion der während der zweiten Hälfte der Taktzeit Über das während dieser Zeit dürchgeschaltete Und-Gatter 52 zugeführten, auf der Steuerleitung 55 liegenden H-Impulae erzeugt werden und der Steuerleitung 48 über das während der zeiten Hälfte der Taktzelt durchgeschaltete Und-Gatter 53 zugeleitet werden. Der erste dieser IT-Impulse beginnt unmittelbar mit Beginn der zweiten Hälfte der Taktzeit und verursacht mit seinem Erscheinen die Durchschaltung der Und-Gatter 43» 46 und 4? und mit seiner Rückflanke"die Einspeicherung des nunmehr an den Eingängen der Flip-Flops 32 und 33 stehenden Ergebnisses der Addition des ersten Additionsschrittes in die Flip-Flops 32 und 33 und ferner ebenfalls mit seiher Rückflanke ein Weiterschieben des im Schieberegister 21 stehenden Binärwertes um eine Binärstelle. Da der TT-Iiiipuls oder genauer gesagt dessen Rückflanke auf die Flip-Flops 32 und 33 und das Schieberegister 21 als Schiebeimpule wirkt, werden gleichzeitig mit der Einspeicherung des Additionsergebnisses in die Flip-Flops 32 und 33 sowie mit dem V/eiterschieben im Schieberegister 21 die zuvor in den Flip-Flops 32 und 33 und im letzten Flip-Flop des Schieberegisters 21 gespeicherten Werte gelöscht. Während des Vorhandenseins dieses IT-Impulses, während dem auf der Steuerleitung 48 eine binäre "1° steht und dementsprechend das Flip-Flop 32 über die Und-Gatter 43, 46 und 47 an das Addierwerk 26 angeschlossen ist, steht auf der Steuerleitung 55 - da während des Vorhandenseins des IT-Impulses kein Η-Impuls vorhanden ist - eine

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. « 64 -

binäre "O** und die an diese Steuerleitung 55 angeschlossenen Und-Gatter 56, 57 und 58 sind daher gesperrt und damit die Verbindungen zwischen dem Flip-Flop 32 und der Registerstufe 25 unterbrochen. Mit dem Verschwinden des IT-Impulses und dem gleichzeitigen Erscheinen des Η-Impulses werden die Und-Gatter 43» 46 und 47 gesperrt und die Und-Gatter 56, 57 und 58 durchgeschaltet und damit das Flip-Flop 32 von dem Addierwerk 26 getrennt und in die Registerstufe 25 geschaltet. Das Flip-Flop 32 wird also in der zweiten Hälfte der Taktzeit von den aufeinanderfolgenden TT- und Η-Impulsen abwechselnd an das, Addierwerk 26 und in die Registerstufe 25 geschaltet. Nachdem das Flip-Flop 32 von dem auf den ersten IT-Impuls der zweiten . Hälfte der Taktzeit folgenden ersten Η-Impuls der zweiten Hälfte der Taktzeit durch Durchschaltung der Und-Gatter 56, 57 und 58 und gleichzeitige Sperrung der Und-Gatter 43, 46 und 47 wieder in die Registerstufe 25 des Schieberegisters 24 eingeschaltet worden ist, werden mit der RUckflanke des H-Impulsea sämtliche in dem Schieberegister 24 stehenden 64 Binärwerte um je eine Binärstelle vorwärtsgeschoben, so dass danach im Flip-Flop 32 die Binärziffer der zweitniedrigsten Binärsteile des in der Registerstufe 25 stehenden Binärwertes der dem m-ten Kanal zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summe steht. Zu erwähnen ist in diesem Zusammenhang, dass die Und-Gatter 56, 57 und 58 so auszubilden sind, dass ihre Durchschaltung gegenüber der Vorderflanke und ihre Sperrung gegenüber der RUckflanke des sie durchschaltenden Η-Impulses etwas zeitverzögert erfolgt, so dass auf Jeden Fall schon vor der Durchschaltung der Und-Gatter 56 und 57 die Und-Gatter 46 und 47

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gesperrt sind und ferner auf Jeden Fall vor der Sperrung des Und-Gattera 58 noch über dieses Und-Gatter 58 das von der Rückflanke des Η-Impulses verursachte Weiterschieben des im Flip-Flop 32 stehenden Binärwertes erfolgen kann. Mit der Rückflanke des ersten Η-Impulses der zweiten Hälfte der Taktzeit ist der erste Additionsschritt des ersten Addiervorganges in der zweiten Hälfte der Taktzeit abgeschlossen und es beginnt der zweite Additionsschritt- dieses ersten Addiervorganges, der im Prinzip in der gleichen Weise wie der oben beschriebene erste Additionsschritt abläuft· Unterschiedlich ist lediglich, wie oben schon erwähnt,dass beim zweiten und allen darauffolgenden Additionsschritten des gleichen Addiervorgangeβ kein E-Impuls vorhanden ist und daher dem Addierwerk 26 der Uebertrag aus dem Flip-Flop 33 und nicht wie beim ersten Additionsschritt unter Voraussetzung eines negativen Vorzeichens von S(t)*F_m(t) aua der u^, ■■a*¹'· ^l zugeführt wird. Am Ende des zweiten und Jedes weiteren Additionsschrittes des betrachteten Addierorganges werden dann sowohl die 64 Binärwerte Im Schieberegister 24 als auch der Binärwert im Schieberegister 21 wieder um je eine Binärstelle vorwärtsgeschoben, bis nach Insgesamt 16 Additionsschritten der betrachtete Addiervorgang beendet und infolge des mit den 16 Additionsschritten verbundenen Vorrückens der Binärwerte in den Schieberegistern 21 und 24 um 16 Binärstellen das Schieberegister 21 vollständig leer ist bzw. in jeder Binärstelle die Ziffer "0" atehen hat und im Schieberegister 24 der vor Beginn des betrachteten Additionsvorganges in der vorletzten Registerstufe des Schieberegisters 24 stehende Binärwert am Ende des betrachteten Addiervorganges

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in die letzte Registerstufe 25 vorgerückt ist. Durch den mit dem letzten Η-Impuls des ersten Addiervorgangea zusammenfallenden. D-Impula wird dann der Binärwert des Betrages |Sl erneut in daa Schieberegister 21 eingespeichert, und mit der RUckflanke dieses D-Impulses beginnt dann der zweite Addiervorgang, bei dessen Beginn an der Leitung WA der für die betreffende Taktzeit geltende Funktionswert einer Walsh-Funktion anderer Ordnung, beispielsweise der Walsh-Funktion (m+1)-ter Ordnung, und an der Leitung WK der Komplementärwert dieses Funktionawertes erscheint. Danach laufen der zweite und alle folgenden Addiervorgänge in gleicher Weise wie der oben beschriebene erste Addiervorgang ab, bis nach insgesamt 64 aolchen Addier— vorgängen zu jeder der im Schieberegister 24 stehenden, Je- . weils einem der Kanäle 1 bis η zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summen das sich für die betreffende ^~te Taktzeit

Cl CI

ergebende Summenglied S(t_Q+ kT + |^pP)^e^(t₀+ kT + ^pI) hinzuaddiert ist (hierbei ist VaIe Nummer des Kanals, dem die betreffende Summe zugeordnet ist und gleichzeitig die Ordnungszahl der diesem Kanal zugeordneten Walsh-Funktion). Gleichzeitig mit dem Abschluss des 64-ten Addiervorganges ist die zweite Hälfte der Taktzeit, die mit dem oben beschriebenen ersten Addiervorgang begonnen hatte, beendet.

Da das Schieberegister 24 durch Verbindung seines Ausganges über das Und-Gatter 59 und die Verbindungsleitung 60 mit seinem Eingang 23 zu einem Ring geschlossen ist, wird bei dem erwähnten Vorwärtsschieben aller 64 Binärwerte im Schieberegister um Je eine Binärstelle bei jedem der genannten Additionsachritte

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Jeweils in das eingangsseitige erste Flip-Flop des Schieberegisters 24 die zuvor in dem ausgangsseitigen letzten Flip-Flop 32 des Schieberegisters 24 gespeicherte Binärziffer weitergeschoben, so dass bei Jedem der genannten, Jeweils 16 Additionsschritte umfassenden Addiervorgänge der resultierende Binärwert, der sich aus der Addition des bei Beginn des Addiervorganges in der letzten Registerstufe 25 des Schieberegisters 24 gespeicherten Binärwertes und des bei Beginn des Addiervorganges im Schieberegister 21 gespeicherten Binärwertes bzw, dessen Komplementes ergibt, am Ende des Addiervorganges in der ersten Registerstufe des Schieberegisters 24 steht und demgemäss die einem bestimmten m-ten Kanal zugeordnete, in der Bildung begriffene Summe während der genannten . 64 Addiervorgänge,, die in der zweiten Hälfte einer J-ten Taktzeit durchgeführt werden, innerhalb des 64 Registerstufen aufweisenden Schieberegisters 24 einen vollen Umlauf vollführt.

Nach Durchführung der 64 Addiervorgänge, also am Ende der -ten Taktzeit, ist daher Jeder der den Kanälen 1 bis η zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summen in dem Schieberegister 24 in derselben Registerstufe gespeichert, in der sie vor Beginn der 64 Addiervorgänge, also bei Beginn der zweiten Hälfte der j-ten Taktzeit gespeichert war. Da nun die Reihenfolge, in der die 64 Funktionswerte F_Q(t) bis Fß^ dor Yfalsh-Funktionen nullter bis 63-ter Ordnung sowie deren Komplementärwerte F_o(t) bis Fg^(t) in der zweiten Taktzeithälfte über die Leitung WA und WK geliefert werden, in Jeder Taktzeit die gleiche ist und nach dem Obengesagten auch die

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Reihenfolget in der die den Kanälen 1 bis η zugeordneten, in der Bildung begriffenen Summen in der zweiten Taktzeithälfte in die letzte Registerstufe 25 des Schieberegisters 24 gelangen» in Jeder Taktzeit die gleiche sein muss» erscheint in jeder Taktzeit einer Walsh-Periode der für die betreffende Taktzeit geltende Funktionswert F_m(t) und dessen Komplementärwert F_m(t) ^de** einem bestimmten Kanal zugeordneten Walsh-Funktion m-ter Ordnung zu der gleichen Zeit auf der Leitung WA bzw, WlT_# zu der die diesem m-ten Kanal zugeordnete.| in der Bildung begriffene Summe in die Registerstufe 29 gelangt, und daher wird in Jeder Taktzeit einer Walsh-Periode zu der dem m-ten Kanal zugeordneten,.in der Bildung begriffenen Summe das sich für die betreffende Taktzeit ergebende, dem m-ten Kanal züge-, ordnete Summenglied S(t)*F_M(t) hinzuaddiert, so dass sich am Ende einer Walsh-Periode die obengenannte Summe 64

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ergibt. Je eine solche, jeweils einem der Kanäle 1 bis η zugeordnete Summe steht also am Ende einer Walsh-Periode in jeweils einer der 64 Registerstufen des Schieberegisters 24.

Alle diese am Snde einer Walsh-Periode in den 64 Registersufen des Schieberegisters 24 gespeicherten Werte werden nun in der ersten Hälfte der ersten Taktzeit der folgenden Walsh-Periode aus dem Schieberegister 24 hinaus- und in das 7»64 Registerstufen umfassende Schieberegister 28 weitergeschoben. Hierzu wird erstens der Ausgang 22 des Schieberegisters 24 durch

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,Durchschaltung des Und-Gattere 61 mit dem Eingang 27 des Schieberegisters 28 verbunden und gleichzeitig die über das Und^-Gatter 59 führende Verbindung zwischen dom Ausgang 22

und dem Eingang 23 des Schieberegisters 24 durch Sperrung des Und-Gatters 59 unterbrochen, und zweitens werden die Und-» Gatter 52 und 62 durchgeschaltet und damit den Schieberegistern 24 und 28 von der Steuerleitung H die zum Weiterschieben notwendigen Schiebeimpulse zugeführt.

Zur Steuerung dieses Weiterschiebens dient der Jeweils während der ersten Hälfte der ersten Taktzeit Jeder Walsh-Periode über die Steuerleitung ¥P zugeführte WP-Impuls, der über die Lei,- . tung 63 das Und-Gatter 61 durchschaltet und gleichzeitig über, das Nandgatter 5t und 4i® Leitung 64 das Und-Gatter 59 sperrt und ausserdem über das tiandgatter 51 und die Leitung 65 und weiter über die Nandgatter 50 und 66 die Und-Gatter 52 und 62 durchschaltet. Durch diese Durchschaltung der Und-Gatter 52 und 62 in der ersten HUIfte der ersten Taktzeit Jeder Walsh-Periode werden den Portschalteingängen der Schieberegister 24 und 28 während dieser Zeitspanne 64·16 H-Irapulse zügeführt ,*.von denen Jeder die in den Schieberegistern 24 und 28 gespeicherten Binärwerte um Jeweils eine Binärstelle vorwärtsschiebt» so dass die. am Ende einer Walsh-Periode im Schieberegister 24 gespeicherten 64 16-stelllgen Binärwerte innerhalb der ersten Hälfte der ersten Taktzeit der folgenden Walsh-Periode alle in das Schieberegister 28 weitergeschoben werden.

In der zweiten Hälfte der ersten Taktzeit und Jeder weiteren

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Taktzelt dieser folgenden Walah-Perlode werden dann wiederum» wie oben beschrieben, die sich für die betreffende Taktzeit ergebenden« den Kanälen 1 bis η zugeordneten Summenglieder

S{t)«F (t) gebildet und zu den Jeweils im Schieberegister 24 stehenden Werten hinzuaddiert, nachdem am Ende der ersten Hälfte der ersten Taktzeit mit der Beendigung des WP-Impulses das Und-Gatter 59 wieder durchgeschaltet und gleichzeitig das Und-Gatter 61 gesperrt wurde.

Auf diese Weise werden in 8 aufeinanderfolgenden Walsh-Perioden, die mit einem Synchronisationsimpuls auf der Synchronisationseignalleitung SY (siehe Fig.7) beginnen und mit einem solchen enden, die oben im Zusammenhang mit der Erläuterung der Sender erwähnten, von Jedem einzelnen Sender innerhalb dieser 8 Walah-Perioden gesendeten 8 binären Informationseinheiten ermittelt, und zwar in der ersten Walsh-Periode die erste Informationseinheit für alle η Kanäle, in der zweiten Wälsh-Periode die zweite Informationseinheit für alle η Kanäle usw. Jeweils in der ersten Hälfte der ersten Taktzeit der zweiten bis achten Walsh-Periode erfolgt dann das oben beschriebene Weiterschi'eben der in der Jeweils vorausgegangenen Walsh-Periode fUr die η Kanäle ermittelten η Informationseinheiten aus dem Schieberegister, 24 in das Schieberegister 28, wobei gleichzeitig auch alle im Schieberegister 28 gespeicherten Werte um Jeweils 64 Registerstufen weitergeschoben werden. Am Ende der 8 Walsh-Perioden stehen demgemäss dann in den 7«64 Regiaterstufen des Schieberegisters 28 in der an dessen Ausgang 29 angrenzenden Gruppe von 64 Registerstufen die erste Informationseinheit von allen

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η Kanälen (wobei Jede dieser η ersten Informationseinheiten in einer der 64 Registerstufen steht und von dem dort gespeicherten Binärwert gebildet wird) und in den nach dem

Eingang 27 des Schieberegisters 2Θ zu folgenden Gruppen von je 64 Registerstufen die zweite, dritte usw. bis siebente Informationseinheit von allen η Kanälen* während die achte Informationseinheit der ή Kanäle am Ende der 8 Walsh-Perloden noch in dem Schieberegister 24 steht.

V/ie nun oben Im Zusammenhang mit der Erläuterung der Sender beschrieben worden ist, sendet jeder Sender in den nächsten 8 Walsh-Perloden - sofern sich in der Zwischenzeit keine Aenderung der Kabeltemperatur und der zu übertragenden Alarmfülle (Oellecks) ergeben hat - wiederum die gleichen 8 binären Informationseinheiten wie in den gerade beendeten 8 Walsh-Perioden. Von jedem der η Sender wird also bei unverändertem ' Kabelzustand Immer das gleiche, aus 8 gleichbleibenden binären'' Informationseinheiten bestehende ^MWort^N gesendet. Das eröffnet die Möglichkeit, über eine grössere Anzahl von· aufeinanderfolgenden Worten zu korrelieren und durch diesen Korrelations- > prozess den Störabstand bzw. die Pegeldifferenz, um die das Korrelationsergebnis höher als der Rauschpegel liegt, erheblich zu verbessern. Diese Korrelation ist insbesondere im vorliegenden Anwendungsfall von wesentlicher Bedeutung, weil die Signalleitung - ebenso wie die Sender - ja innerhalb des Mantels des Hochspannungskabels angeordnet ist, also in unmittelbarer Umgebung des Hochspannungskabels verläuft, und daher der von dem Hochspannungskabel in der Signalleitung durch induktive und kapazitive Kopplung verursachte Rauschpegel relativ hoch ist.

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Zum Zwecke einer solchen Korrelation werden daher Jeweils 32 aufeinanderfolgende Worte korreliert, indem die ersten Informationseinheiten aller 32 Worte (bzw. die dieselben darstellenden Binärwerte) zueinander' addiert werden, die zweiten Informationseinheiten aller 32 Worte zueinander addiert werden usw. Dazu werden in der sich an die erste Folge von 8 Walah-Perioden anschliessende nächste Folge von θ Walsh-Perioden Jeweils in der ersten Hälfte der ersten Taktzeit Jeder Walsh-Periode die am Ende der vorausgegangenen Valsh-Periode im Schieberegister 28 in der ausgangsseitigen letzten Gruppe .von 64 Registerstufen stehenden Informationseinheiten Über das Und-Gatter 67 in das Schieberegister 24 und gleichzeitig die , am Ende der vorausgegangenen Walsh-Periode im Schieberegister. 24 stehenden Informationseinheiten über das Und-Gatter 61 in das Schieberegister 28 in dessen eingangsseitige erste Gruppe von 64 Flegisterstufen weitergeschoben· Die Durchschaltung des Und-Gatters 67 erfolgt dabei gleichzeitig mit der Durchschaltung des Und-Gatters 61 und der Sperrung des Und-Gattora 99 durch den schon oben erwähnten, Jeweils während der ersten Hälfte der ersten Taktzeit Jeder Walsh-Periode vorhandenen ■ VP-Impuls. Da₁ wie oben erläutert, am Ende der ersten Folge von β Walsh-Perioden im Schieberegister 28 in dessen 7 Gruppen von Je 64 Registerstufen vom Ausgang 29 aus der Reihe nach die erste, zweite, dritte usw. bis zur siebenten Informationseinheit von allen η Kanälen und im Schieberegister 24 die achte Informationseinheit von allen η Kanälen stehen, gelangt somit in der anschliessenden nächsten Folge von 8 Walsh-Perioden am Anfang der ersten Walsh-Periode die erste Informationsein-

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heit von allen η Kanälen, am Anfang der zweiten Walsh-Periode die zweite Informationseinheit von allen η Kanälen usw. in das Schieberegister 24, wo jeweils die erste bzw, zweite uaw. Informationseinheit von allen η Kanälen nochmals hinzuaddiert wird, und dies wiederholt eich über eine volle Auswertungaperiode von inagesamt 32 aolchen Folgen von ,je 8 Walah-Perioden.

Am Ende dieser 32 Folgen von Je 8 Walsh-Perioden und damit am Ende der Auswertungsperiode stehen dann im Schieberegister 28 in dessen 7 Gruppen von Je 64 Registeratufen in der vom Ausgang 29 aus ersten Gruppe die 32 mal korrelierte erste Informationseinheit von allen η Kanälen, in der zweiten Gruppe (Jie

32 mal korrelierte zweite Informationseinheit von allen η Kanälen usw. und im Schieberegister 24 die 32 mal korrelierte achte

Informationseinheit von allen η Kanälen, In der ersten Hälfte der ersten Taktzeit der auf das Ende der Auswertungsperiode folgenden ersten Walsh-Periode (die schon zu der sich unmittelbar an die beendete Auswertungsperiode anschlieseenden nächsten Auswertungsperiode gehört) werden nun die im Schieberegister 24 stehenden Werte - genau wie am Anfang Jeder anderen Waläh-Perlode - über das von dem WP-Impula durchgeschaltete Und-Gatter 61 in das Schieberegister 28 in dessen eingangsseitige erste Gruppe von 64 Registerstufen weitergeschoben, wobei gleichzeitig mit der Durchschaltung des Und-Gatters 61 das Und-Gafter 59 gesperrt wird und gleichzeitig mit dem Weiterschieben der zuvor im Schieberegister 24 stehenden Werte in das Schieberegister 28 auch alle im Schieberegister 28 gespeicherten Werte um Jeweils 64 Registeratufen weitergeschoben

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werden. Die dabei über den Ausgang 29 aus dem Schieberegister 28 herausgeschobenen Werte, nämlich die 32 mal korrelierte erste Informationseinheit von allen η Kanälen, werden - da sie Ja Bndwerte sind - nunmehr Über das Und-Gatter 68 und den Ausgang A der Auswertungseinrichtung aus der Auswertungseinrichtung AU herausgeschoben. Das Und-Gatter 68 wird von dem über die Steuerleitung AP gelieferten, jeweils über die ersten acht halben Taktzeiten der ersten» auf das Ende einer Auswertungsperiode folgenden Walsh-Periode vorhandenen AP-Impuls durchgeschaltet. Gleichzeitig mit der Durchschaltung des Und-Gattera sperrt der AP-Impuls über das Nandgatter 69 das Und-Gatter 67· Da aus diesem Grunde in der ersten Hälfte der ersten Taktzeitder ersten, auf das Ende einer Auswertungsperiode folgenden . Walsh-Periode, also während des Weiterschiebens der Werte aus dem Schieberegister 24 in das Schieberegister 28, am Eingang des Schieberegisters 24 eine binäre "Ο" steht (weil sowohl das Und-Gatter 67 wie auch das Und-Gatter 59 gesperrt ist), wird das Schieberegister 24 in dieser Zelt vollständig geleert und bei Beginn der zweiten Hälfte dieser ersten Taktzeit, wenn also mit dem Einspeichern der ersten in der neuen Auswertungsperlode ermittelten Produkte S(t).F_m(t) in das Schieberegister 24 begonnen wird, steht daher in Jeweils allen 16 Stellen aller 64 Registerstufen des Schieberegisters 24 eine binäre "0", und damit ist bezüglich des Schieberegisters 24 die Anfangsbedingung für die neue Auswertungsperiode erfüllt.

In der zweiten bis achten halben Taktzeit der ersten, auf das Ende eine'r Auswertungsperiode folgenden Walsh-Periode läuft

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dann im Schieberegister 24 schon die neue Auswertungsperiode (da nach der ersten halben Taktzeit mit dem Ende des WP-Impulses ja das Und-Gatter 59 wieder durchgeschaltet und das Und-Gatter 61 gesperrt wurde) und gleichzeitig werden in dieser zweiten bis achten halben Taktzeit aus dem Schieberegister die dort noch gespeicherten Endwerte der vorangegangenen Auswortungsperiode über das in dieser Zeit von dem AP-Impuls durchgeschaltete Und-Gatter 68 und den Ausgang A der Auswartungoeinrichtung aus der Auswertungseinrichtung AU herausgeschoben. Damit dem Schieberegister 28 in dieser zweiten bis achten halben Taktzeit über die Steuerleitung H und das Und-Gatter 62 die notwendigen Schiebeimpulse zugeführt werden, wird t

das Und-Gatter 62 von dem AP-Impuls Über die'Nandgatter 69 und 66 bis zum Ende dieser achten halben Taktzeit offengehalten. Da das Und-Gatter 61 schon am Ende der ersten halben Taktzeit der ersten, auf das Ende der Auswertungsperiode folgenden Valsh-Periode gesperrt wird, steht in der anschliessenden zweiten bis achten halben Taktzeit am Eingang 27 des Schieberegisters 28 eine biniire ⁿO^M, so dass am Ende der achten halben Taktzeit, wenn alle Endwerte aus dem Schieberegister 28 aus"» gespeichert sind, auch in Jeweils allen 16 Stellen aller 7*64 Registerstufen des Schieberegisters 28 eine biniire "Ο¹¹ steht und damit auch bezüglich des Schieberegisters 28 die Anfangsbedingung für die neue Auswertungsperiode erfüllt ist.

Die über den Ausgang A aus der Auswertungseinrichtung AU aus dieser herausgeschobenen Endwerte können dann entweder in der vorhandenen Form einer Folge von Impulsen über eine Leitung

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einer vom Standort des Empfängers entfernt angeordneten Ueberwachungszentrale zugeführt und dort ausgewertet oder direkt In einer an den Empfänger angeschlossenen Sortlereinrichtung in

bekannter Welse sortiert und ausgewertet werden.

In der genannten neuen und auch in jeder weiteren Auswertungsperiode laufen dann die Vorgänge in gleicher Weise wie bei der oben beschriebenen Auswertungsperlode ab. Jede Auswertungeperiode umfasst 32*8 Walsh-Perioden, und die einzelnen Auswertungsperioden schliessen sich, wie oben schon erwähnt_f unmittelbar aneinander an.

Die für die Steuerung der Auswertungeeinrichtung AU notwendigen Steuersignale und die Funktionswerte der Walsh-Funktionen nullter bis 63-ter Ordnung sowie.deren tfomplementärwerte und ferner die der Synchronlsatlons-Signalleltung zuzuführenden Synchronisationssignale liefert sämtlich der in Flg.7 dargestellte Walsh-Funktions-Generator WB, und zwar über die zur Auswertungseinrichtung AU führenden Steuerleitungen AP, Wp, HT, B, D und H und die ebenfalls zur Auswertungeeinrichtung führenden Leitungen WA und ΨΚ und über die zur Synchronisatlons-Signalleitung führende Steuerleitung SY und die zur Taktsignalleitung führende Steuerleitung TK. Der Walsh-Funktions-Generator WB wird von einem Oszillator OS (siehe Fig.1) angetrieben, der dem Walsh-Funktlons-Generator über die Zuführungsleitung OS eine Rechteckoder Sinus-Schwingung konstanter Frequenz und Amplitude zuführt. Die Höhe dieser Frequenz ist im Prinzip beliebig, aber für die im vorliegenden Anwendungsfall wünschenswerte Auswertungsperiode von der Dauer von ca einer Minute ist eine Oszillationsfrequenz

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von ca 1 Megahertz erforderlich. Die von dem Oszillator OS gelieferte Schwingung wird im Walsh-Funktiona-Qenerator WE dem Eingang der in Fig.7 gezeigten 26-stufigen Zählkette zugeführt, die am ^H1"-Ausgang der ersten Zählstufe die Η-Impulse, am ¹¹O"-Ausgang der 12-ten Zählstufe die HT-Impulse und am ¹M "-Ausgang der 13-ten Zählstufe die Taktimpulse liefert und die ferner mit den "1 "-Ausgängen der ersten bis fünften Zählstufe das die D-Impulse liefernde Und-Gatter 70, mit den ^"-Ausgängen der ersten bis fünften Zählstufe das die Ε-Impulse liefernde Und«* Gatter 71 und mit den "O^w-Ausgängen der 12-ten bis 26*ten· Zähletufe die Und-Gatter 72 bis 75 steuert, die ihrerseits wiederum das die WP-Impulse liefernde Und-Gatter 76 und das die AP-Iinpulse liefernde Und-Gatter 77 steuern. Ausserdem steuert die Zählkette mit den "1"-Ausgängen ihrer 6-ten bis 11-ten und ihrer 13-ten bis 18-ten Zählstufe die Und-Gatter 78 bis 83» die mit der an ihren Ausgängen angeschlossenen logischen Schaltung in Jeweils einer halben Taktzeit die für die betreffende Taktzeit geltenden Funktionswerte F_Q(t) bis Fg,(t) der Walsh-Funktionen nullter bis 63.Ordnung sowie deren Koraplemeritärwerte F₀(t) bis

erzeugen. Schliesalich stösst die Zählkette mit der * Vorderflanke des vom "©"-Ausgang ihrer 21-ten Zählstufe gelieferten Impulses den monostabilen Multivibrator 30 und mit der Vorderflanke des vom "©"-Ausgang ihrer 26-ten Zählstufe gelieferten Impulees den monostabilen Multivibrator 31 an. Der Multivibrator 30 erzeugt die an die Steuerleitung SY und Über diese an die Synchronisations-Signalleitung gelieferten Synchronisationsimpulse, die mit ihrem Erscheinen die erste bis 21-te-Zählstufe der Zählkette auf Null setzen und damit

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jeweils eine neue Folge von 8 aufeinanderfolgenden Walsh-Perioden einleiten. Der Multivibrator 31 erzeugt bei Beginn . jeder neuen Auswertungsperiode den Synchronisationsimpuls für die gesamte Zählkette. Dieser wird der 22-ten bis 26-ten Zählstufe direkt und der ersten bis 21-ten Zählstufe über das Und-Gatter 84 zugeführt. Die Dauer der von den raonostabilen Multivibratoren 30 und 31 gelieferten Synchronisationsimpulse ist geringer als die Dauer eines Η-Impulses. Durch Anstossen des Multivibrators 31 bei Inbetriebsetzung der KabelUberwachungsanlaga werden im Moment der Inbetriebsetzung alle Zählstufen der Zählkette und auch alle η Sender synchronisiert, so dass im Moment der Inbetriebsetzung mit einer neuen Auswertungs- · periode begonnen wird und schon die erste Auswertungsperiode · zutreffende Ergebnisse liefert. Andernfalls fällt die Inbetriebsetzung irgendwo in den Bereich einer Auswertungsperiode, und dann liefert erst die zweite bzw. die erste vollständige Auswertungsperiode zutreffende Ergebnisse.

Bei einer Oszillatorfrequenz von 1 Megahertz ist die Dauer der H-, D- und Ε-Impulse gleich 1 Mlkrosekunde, die Dauer der HT-Impulse gleich 2,048 Millisekunden, die Dauer der Taktimpulse bzw. der TK-Impulse gleich 4,096 Millisekunden, die Dauer einer Valsh-Periode gleich 0,262144 Sekunden, die Dauer eines Wortes gleich 2,097152 Sekunden und die Dauer einer Auswertuhgsperiode gleich 67,108864 Sekunden, also etwa gleich einer Minute.

Zu bemerken ist schliesslich zu den Multivibratoren 30 und 31 noch, dass die von diesen gelieferten Impulse bei.einer Oazilla-

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torfrequefaz von 1 Megahertz eine Dauer von etwa einer halben Mikrosekunde haben und hoch genug sind, dass sie auch nach ihrer Uebertragung auf der Synchronisations-Signalleitung noch den vom Empfänger am weitesten entfernten Sender einwandfrei synchronisieren können. Zum gleichen Zweck einer einwandfreien Uebertragung auf alle Sender werden die vom "1"-Ausgang der 13-ten Zählstufe der Zählkette gelieferten Taktimpulse noch von dem Verstärker 85 verstärkt, ehe sie auf die Taktsignalleitung gegeben werden.

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Claims (1)

1. S P a te η t an s p r ü cn β. . t · '

   r\ ' -■·■ ·■." ' ■ "■■ ''■ ·' ' ■■■·■

   /1,»Verfahren zur gleichzeitigen Uebertragung von gleichzeitig

   auf η gesonderten Signalkanälen angelieferten Informationen Über einen gemeinsamen Signalweg mit Hilfe von η je einem , der Signalkanäle zugeordneten Trägersignalen, die mit den auf dem jeweils zugeordneten Signalkanal angelieferten Informationen beaufschlagt werden, wobei als Trägersignale η voneinander verschiedene, zueinander orthonormale Funk¹-¹ , tionen F₁ (t) bis F_n("t) der Zeit t verwendet werden, die sich jeweils nach Ablauf einer bei. allen Funktionen F₁(t) bis F_n(t) zum gleichen Zeitpunkt t_Q+ kT beginnenden und Über· die gleiche'Zeitdauer T andauernden,Periode wiederholen und die für beliebige im Bereich von 1 bis η liegende*Indexwerte μ und V und beliebige ganzzahlige positive Werte k der Bedingung , ' '

   t_o+(k+1)T

   für μ jf-V- ty'-,-

   ^ const, für μ ■ τΓ

   v^kT · - · -

   genügen, und wobei die mit den Informationen je eines Signalkanals beaufschlagten Trägersignale auf dem gemeinsamen Signal· weg überlagert werden und dadurch ein Summensignal S(t) gebildet wird, das über den gemeinsamen Signalweg übertragen wird und aus dem die jeweils auf 'einen m-ten Signalkanal

   3098 IS/0686

   ■ ι -

   angelieferten, in dem Summensignal enthaltenen Informationen nach ihrer eine Uebertragungsdauer At_m\in Anspruch nehmenden Uebertragung mit !Hilfe der Bildung 'des Integrals.

   1* f

   m S(Wt )·-> Fjt-AtJ

   πτ

   ' . V^kT+Atm -■ . ..■■■.■■'■'■".■ ' . ·

   durch synchrone Korrelation zwischen dem um die Uebertragungsdauer At_ffl zeitversetzten'Summen3ig'nal S(t-at_m) und einer dem Trägersignal für den m-ten Signalkanal entsprechenden, mit dem Summensignal S(t-At ) periodensynchronen Zeitfunktiozi F (t-At ) wieder ausgesiebt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Informationen auf jedem der η Signalkaiiäle in binärer Form angeliefert werden und die Dauer einer Informationseinheit von einem Bit bei allen diesen über die η Signalkanäle angelieferten binären Informationen gleich gross gewählt wird und dass die Periodendauer T der als Trä^gersignale verwendeten Zeitfunktionen F₁(t) bis F_n(t) gleich dieser Dauer einer Informationseinheit der binären Informationen gewählt wird und die einzelnen Informationseinheiten der jeweils auf einem m-ten Signalkanal angelieferten binären Informationen je nach der in der Informationseinheit enthaltenen Binärentscheidung durch Beaufschlagung oder Nichtbeaufschlagung des gemeinsamen -Signalwegea mit dem dem m-ten Signalkanal zugeordneten Trägersignal über jeweils eine volle Periode der Trägorsignale Über

   81-5706-8 0'

   den gemeinsamen Signalweg übertragen werden und nach der Ue-bertragimg direkt, als Integrationsresultat des Integrals

   wiedergewonnen

   ,F_ffi(t-AtJ dt

   .2. Verfahren nach Anspruch 1 » dadurch gekennzeichnet, dass die Informationen' auf den einzelnen Signalkanälen von

   ·*■ zugeordneten Informationsquellen in Form von unmittelbar aufeinanderfolgenden Worten angeliefert werden, von denen jodes ,tie vorbestimmten für alle auf dem gleichen Signalkanal angelieferten Worte gleiche Anzahl ρ von binären Informati· einhalten umfasst, wobei vorzugsweiße die die Informationen beinhaltenden Worte bei unveränderten Informationen der In-

   ■ formationsquellen solange wiederholt werden, bis sioh die Informationen ändern.

   3. Verfahren nach Anspruch 2 ,dadurch gekennzeichnet, dass auf jedem der η Signalkanäle ,jedes der angelieferten Worte

   eine für all© Worte gleiche Anzahl ρ von binären Informationa- ·»»■■"· '

   einigelten umfasst. ,

   309018/0686

   4. Verfahren nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Vermeidung von durch Störeinflüsse auf dem gernein-'. samen. Signalweg verursachbaren Fehlern bei der Uebertragung der Informationen die einzelnen Worte Von den dieselben lie- . fernden Informationsquellen (Jeweils vielmals wiederholt werden und nach der Uebertragung e.ine Mehrzahl aufeinanderfolgender Worte für die Bestimmung des Informationsinhaltes dieser Worte ausgewertet wird, und dass hierzu die Wortdauer der von den Informationsquellen gelieferten Worte um ein Vielfaphea kleiner als die Zeitdauer gewählt wird, über die eine Information dieser Informationsquellen konstant bleibt bzw. über die eine, eine analoge Grosse darstellende Information dieser Informationsquellen im Falle einer maximalen gleichsinnigen Aenderung dieser Gx^össe mindestens andauert» ' ·

   5« Verfahren nach Anspruch 4 » dadurch gekennzeichnet, dass Jeweils q unmittelbar aufeinanderfolgende Worte, von denen jedes ρ Informationseinheiten in ρ aufeinanderfolgenden Stellen "umfasst und von denen das erste in "einer-z-ten Auswertungsperiode z\x einem Anfangszeitpünkt ΐ_Α=ΐ_η+^Τ+(ζ«1 )pqT+At„ be-

   A O ν ΠΙ

   ginnt, für die Bestimmung des Informationsinlialtes ausgewertet werden, indem für jede einzelne Stelle dieser Worte die Summe

   der Integrationsresultate von allen q.Worten in dieser x-ten Stelle gebildet wird und aufgrund des Ergebnisses dieser Summen-

   9815/06 06

   bildung, vorzugsweise mit Hilfe von Schwellwertschaltung!!, öine Binarentscheidung für die betreffende Stelle getroffen wird. ' . ■

   6. Verfahren nach Anspruch 4 » dadurch gekennzeichnet, dass die Informationen zur Uebermittlung der Werte von zeitlich veränderlichen physikalischen odfer chemischen Grossen benutzt werden, und dass hierzu der maximal mögliche Schwankungabereich dieser über einen m-ten Signalkanal zu übermittelnden Werte in eine Mehrzahl von aneInder angrenzenden Teilboreichen, vorzugsweise in 2^W Teilbereiche, unterteilt wird und Jedem diener Teilbereiche eine für denselben charakteristische, w binäre Informationseinheiten umfassende Binarzahl zu-

   geordnet wird, die als V/ort oder Teil eines Wortes auf dem m-ten Signalkanal angeliefert wird, wenn der zu übermittelnde Wert in diesem zugeordneten Teilbereich liegt, und dass die Dauer der einzelnen, über den m-ten Signalkanal zu übennlttelnden_#V/orte um ein Vielfaches klsiner als die Zeitdauer gewühlt wird, die die zeitlich veränderliche Grosse, deren Wert über den m-ten Signalkanal Übermittelt v/ird, mindestens zum Durchlaufen eines Teilbereiches benötigt! ' '

   7. Verfahren nach den AnsprUch'on 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, dass die den einzelnen Teilbereichen zugeordneten Binärzahlen so gewählt oder vor ihre;- Uebertragung über den gemeinsamen Signalweg durch Gray-Codierung· so umgeformt werden, dass sich benachbarte Teilbereiche bezeichnende Binarzahlen jeweils nur in einer ihrer w Stellen voneinander unterscheiden,

   309 81 5/06'öe

   und dass nach der genannten'Summenbildimg für jede der genannten 'p Vortstellen festgestellt wird, ob.das Ergebnis der Sunimenbildung entweder in einen in. seiner Breite vom zugelassenen Störpegel abhängigen vorbestimmten»Toleranzbereich um einen die Binäretitscheidung "Null" repräsentierenden Wert, dessen Grosse gleich Null ist, oder in einen entsprechenden vorbestimmten Toleranzbereich um einen die Binärentscheidung "Eins" repräsentierenden Wert, dessen Grb'ßse gleich dem q~ fachen des genannten Integrati,onsresultates ist, welches sich bei völliger Störfreiheit für eine einzelne durch Beaufschlagung des gemeinsamen Signalweges mit dem zugeordneten Trägersignal übertragene Informationseinheit ergibt, oder in · •einen Bereich ausserhalb dieser'beiden Toleränabereiche fällt, und dass aufgrund dieser Peststellungen ein Wort gebildet wird, wenn in mindestens (p-1) der ρ Stellen das Ergebnis der Summenbildung in einen der beiden Toleranzbereiche fällt und sich somit eindeutige Binärentscheidungen für die betreffenden Stellen ergeben, und dass dieses-Wort,.aus dem entnehmbar ist, dass der zu übermittelnd© Wert der physikalischen oder chemischen Grosse- innerhalb von zwei bestimmten benachbarten Teilbereichen des genannten Schwankungsbereiches liegt, als Uebertragungse-rgebnis weitergegeben.und vorzugsweise vor der Weitergabe noch aus,dem Gray-Code in den natürlichen BlAär-Code umgewandelt wird.. ■ · . .

   309816/0686

   23407S

   θ. Verfahren nach einem der

   Ansprüche 1 bia 7, dadurch gekennzelehnet, dass als zueinander orthonoi^vinale Funktionen F₁ (t) bis F_n(t) Walsh-Funktionen verwendet werden» deren Periode in s gleichgrosso Taktzeiten, an deren Uebergängen von einer zur nächsten Sprünge der "Walsh-Funktionen liegen können, unterteilt ist, wobei a eine Zweierpotenz ist, die mindestens gleich der gegenüber η nächst·* höheren Zweierpotenz ist. .

   9. Verfahren nach Anspruch 8 , dadurch gekennzeichnet,

   ι Ί .

   dass zur Bestimmung des Integrals

   t_o+(k+l)T+zrt_m ■·

   ) dt .

   die diesem entsprechende, durch a geteilte Summe

   der Produkte gebildet wird, die sich in den s einzelnen Taktzeiten der vom Zeitpunkt'(t_o+kT+At_m) bis zürn Zeitpunkt (t +(k+1)T+At ) reichenden·Bestimmungsperiode aus der Multiplikation des jeweiligen Wertes S(t^-fkT+ &-^~T) des zeit-

   ο s

   versetzten Sumraensignala S(t-At ) in der betreffenden *ξ-ten Taktzeit der BeBtimmungsoeriode mit den jeweil^gön Wert

   F_m(t.,+kT+ ""'T) der mit dein zeitversetzten Suaunensignal perio-

   densynchronen Ze it funktion fßii^**^^) in dieser ^ »ten Takt zeit '^ebüi: 3098 15/0686

   . 2234073

   10. . Vorfahren nach Anspruch 9 » dadurch ge kenn te lehnet» dass das zeitversetzte Sumatenslgnal S in jeder einzelnen Taktzelt mit jeder der η Zeltfunk'tionen F., bis F multipliziert wird und die sich aus diesen Multiplikationen ergebenden η Produkte S^F₁ bis 3»F einzeln der Reihenfolge \ nach in die ausgangsseitige letzte Registerstufe eines durch. Verbindung seines Ausganges mit seinem Eingang zu einem Ring geschlossenen n-stufigen Schieberegistere zu dem jeweils dort befindlichen Wert hinzuaddiert werden und jeweils nach einer solchen Addition die in den »einzelnen Registerstufen des Schieberegisters befindlichen Werte um eine Registerstufe weitergeschoben werden, so dass die In dem Schieberegister befindlichen Werte in jeder Taktzelt einen vollen Umlauf im Schieberegister vollführen und deragemäss die einem.bestimmten m-ten Signalkanal zugeordneten, in aufeinanderfolgenden Taktzeiten jeweils im Zeitabstand von einer Taktzeit gebildeten Produkte S·F_m in dem Schieberegister zueinander hinzuaddiert werden und so innerhalb einer BestiiMiungsper'iode die genannte Summe der Produkte S·Ρ gebildet wird.

   11. Verfaliren nach den Ansprüchen 3» 5 und 10idadurch gekennzeichnet, dass über eine volle, p.q aufeinanderfolgende Böstiramungsperloden umfassende Außwertungsperiode jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgenden Bestimmungsperioden die Verbindung zwischen Ausgang und-Eingang des n-stufigen

   309815/068$ ·" '.

   Schieberegisters getrennt und.daraufhin άβη Ausgang des η-stufigen Schieberegisters an den Eingang eines weiteren (p-1)*n Stufen umfassenden Schieberegisters und der Eingang des n~stufigen Schieberegisters an den Ausgang dieses weiteren Schieberegisters angeschlossen wird und daaa dann in dem so gebildeten Ring aus dem n«stufigen Schieberegister und dem weiteren Schieberegister die in den einzelnen Registerstufen befindlichen'Werte um jeweils η Stufen weitergeschoben werden und danach das weitere Schieberegister wieder von dem η-stufigen Schieberegister getrennt und die Verbindung zwischen Ausgang und Eingang des n-stu£igen Schieberegisters wieder hergestellt wird, und daes am Ende der Auöwertungaperio de die in dem η-stufigen und dem weiteren Schieberegister befindlichen Werte, von denen Jeder die Suiniae

   der Integrationsresultate einer x-ten Stelle von allen in der gerade beendeten z-ten Auswertungsperiode Über einen Hi-ten Signalkanal angelieferten q Worten bildet, aus diesen beiden Schieberegistern ausgespeichert werden und nach dem Ausspeichern der Werte aus dem n-ßtüfigen Schieberegister eine neue Auswertungsperiode begonnen wird.

   11.. Verfahren nach Unteranapruch 10,dadurch gekennzeichnet, dass zur Ausspeicherung der in den beiden Schieberegistern be-

   309815/0686

   findlichen Werte die Verbindung zwischen Bingang und Ausgang des η-stufigen Schieberegisters getrennt und der Ausgang das«

   * ■

   selben an den Eingang des weiteren Schieberegisters angeschlossen und die in den beiden Schieberegistern befindlichen Werte dann.durch Weiterschieben um n*p Stufen über den Ausgang des weiteren Schieberegisters aus den beiden Schieberegistern herausgeschoben werden, und dass nach deaf V/eitersohioban um die ersten η Stufen das dadurch geleerte n~stufige Schiebe-» register von dem weiteren Schieberegister wieder getrennt wird und' die Verbindung zwischen Eingang und Ausgang des η-stufigen Schieberegisters wieder hergestellt wird und dann die höuö'Auswertungsperiode begonnen wird.

   13. Verfahren nach Anspruch 1 » dadurch gekennzeichnet, dass 2ur Uebertragung von Informationen von mehreren verschiedenen Sendeorten aus zn e^nem gemeinsamen Empfangsort der ge« . meinsame Signalweg vom Empfangsort Über ^Jeden der Sendeorte geführt wird und an jedem der Sendeorte ein separater Sender und am geraeinsamen Empfangsort ein zentraler Empfänger angeordnet wird, und dass in deoi zentralen Empfänger zur Aussiebung der den einzelnen Kanälen zugeordneten Informationen aus dem am Empfangsort ankoEunenden Summensignal a untereinander periodensynchrone Zeitfunktionen F^ biß F_n und zur Synchronisation der in dem am Eapfangsort ankommenden Summensignal enthaltenen Trägersignale mit diesen Zeitfunktionen Synchronlaationssigna^e erseugt werden, die dem Bmpfängör

   ' . 309815/0686 '

   2234073 " ⁹⁰ ""■■ : -

   * ■ ■

   und den einzelnen Sendern zugeführt werden und mit deren Hilfe im Empfänger der Periodenbeginn der Zeitfunktionen F^ bis P und in dsn einzelnen Sendern der Periodenbeginn der Trägersignale, mit denen der gemeinsame Signalweg von dem "betreffenden Sender beaufechlagt wird, so eingestellt wird, dass die Trägersignale nach ihrer eine bestimmte Uebertragungsdauer in Anspruch nehmenden Uebertragung von dem betreffenden Sender zu dem zentralen Empfänger am Empfangsort mindestens annähernd periodenaynchron mit den im Empfänger erzeugten Zeitfunktionen F^ bis F sind.

   14. Verfahren nach den Ansprüchen 8 und 13 » dadurch gekennzeichnet, dass die dem Empfänger und den einzelnen Sendern zugeführten Synchronisationssignale mit ihrem Auftreten im Empfänger den Periodenbeginn der Zeitfunktionen F₁ bis F_n, die im Smpfänger erzeugt werden, und in den einzelnen Sendern den Periodenbeginn der Trägersignale, mit denen der gemeinsame Signalweg von dem betreffenden Sender beaufschlagt wird, auslösen ,und dass die Zeitdauer der Taktzeiten grosser als die Zeitsumme aus der Uebertragungsdauer der Synchronisationssignale vom Empfänger bis zu dem auf dem geraeinsamen .Signalweg entferntesten Sender und der Uebertragungsdauör der Trägeräignale von diesem entferntesten Sender zum Empfänger gewählt wird.

   309815/0686

   15* Verfahren nach ά®η Ansprüchen 8 und 13 » dadurch gekennzeichnet, dass aus den dem Smpfänger züge führten Synchroni sationssignalen 'Steuersignale abgeleitet'werden, die im Empfänger eine Nachversetzung des Periodenbeginns der dort erzeugten Zeitfunktionen F^ bis F_n"gegenüber den im Empfänger erzeugten Synchronisationssignalen um einen Zeitabstand auslösen, der mindestens gleich der Zeitsuirime aus der Uebertragungsdauer der Synchronisationssignale vom Empfänger bis zu dem auf dein gemeinsamen Slgnalweg nächstgelegenen Sender und der Uebertragungsdauer der Trägersignale von diesem nächst- · gelegenen Sender zum Empfänger und höchstens gleich der Zeitsumme aus der Uebertragungsdauer der Synchronisationseignale vom Empfänger bis zu dem auf dem gemeinsamen Slgnalweg entferntesten Sender und der Uebertragungsdauer der Trägereignale von diesem entferntesten Sender zum Empfänger ist und Vorzugs« weise gleich dem Mittelwert zwischen dieson beiden' Zeitsummen ist, vorzugsweise indem diese Steuersignale den Synchronisationssignalen in dem genannten Zeitabstand nachfolgen und mit ihrem Auftreten"den Periodenbeginn der im Empfänger erzeugten ZeI^funktionen F^ bis F auslösen, und dass die den Sendern zugeführten Synchronisationssignale mit ihrem Auftreten in. den einzelnen Sendern den Periodenbeginn der Trägersignale, mit denen der gemeinsame Signalweg von dem betreffenden Sender beaufschlagt wird, auslösen, und dass die Zeitdauer der Taktzeiten sowohl.grosser als die Differenz zwischen der Dauer des genannten Zeitabstandes und der Zeitdauer , die für die . Uebertragung der Synchronisationssignale vom Empfänger zu dem

   309815/068 6

   nächstgelegenen Sender und die Uebertragung der Trägersignale von dem nächstgolegenen Sender zum Empfänger insgesamt erforderlich ist, als auch grosser als die Differenz gewählt wird, die sich zwischen der .Zeitdauer, .die für die Uebertragung der Synchronisationssignale vom Empfänger zu dem entferntesten Sender und die Uebertragung der Trägersignale von dem entferntesten Sender zum Empfänger insgesamt erforderlich ist, und der Dauer des genannten Zeitabstandea ergibt.

   16. ' Verfahren nach Anspruch13 , dadurch gekennzeichnet, dass in den einzelnen Sendern der Periodenbeginn der Trägersignale, mit denen der gemeinsame Signalv/eg von dem betreffenden Sender beaufschlagt wird, zeitlich relativ zu dem Periodenbeginn der im Empfänger erzeugten Zeitfunktionen F. bis F utn die Uebertragungsdauer von dem betreffenden Sender zu dem zentralen Empfänger vorversetzt wird und diese Vorversetzung durch die von dem zentralen Empfänger zugefUhrten Synchronisationasignale aufrechterhalten wird.

   17. Verfahren nach Anspruch 16 , dadurch gekennzeichnet, dass aus den dem Empfänger und den einzelnen Sendern zügeführten Synchronisationssignalen Steuersignale abgeleitet werden die im Empfänger eine Nachversetzung des Periodenbeginns der dort erzeugten Zeitfunktionen F₁ bis F_n und in den einzelnen ' Sendern eine Nachversetzung des Periodenbeginns der dort erzeugten Trägersignale jeweils um einen Zeitabstand gegenüber den zugeführten Synchroniaationsslgnalen auslösen, der beim

   309815/0686

   223Λ079

   Γ ι

   Empfänger gleich der Zeltsumme .aus der Uebertragungsdauer dor Synchronisationssignale vom Empfänger bis zu dem auf dem gemeinsamen Signalweg entferntesten Sender und der üebertragungsdauer der Trägereignale von".diesem entferntesten Sender zum !Empfänger und einer wählbaren» im Bereich von Null bis zur Zeitdifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Synchronisationssignalen liegenden zusätzlichen Zeitverschiebung und bei-den einzelnen Sendern' gleich der Zeitsumme aus der liebertragungsdauer der Synchronisationssigriale .von dem betreffenden Sender bis zu dem entferntesten Sender und der Uebertragungsdauer der Trägersignale vom dem entferntesten Sender bis zu dem betreffenden Sender und der genannten zusätzlichen Zeitverschiebung ist, vorzugsweise, indem die aus dem zugeführten SynchronisationsSignalen abgeleiteter! Steuersignale diesen Synehronisatiohssignalen .indem genannten Zeitabstand nachfolgen und mit ihrem Auftreten im Empfänger den Periodenbeginn der Zeitfunktionen F₁ bis P_n und in den·einzelne» Sendern den Periodenbeginn der Trägersignale auslösen. ■

   18. Verfahrennach Anspruch 17 * dadurch gekennzeichnet, dass die SynchronisatIonssignale periodisch erzeugt werden und' die zusätzliche Zeitverschiebung gleich der Differenz zwischen der Dauer einer Synchronisationssignäl-Periode und der für die Uebertragung.der Synchronisationssignale vom Empfänger zu dem entferntesten Sender und die Uebertragung der Trägersignale von dem entferntesten Sender zum Empfänger insgesamt erforderlichen Zeitdauer gewählt wird,, so" dass der. .Zeifcabstand, um den

   ■ . · ■ * ■

   3-0 9? 16/0686 ' ^: '

   ,223AOT9 :

   die Steuersignale im Brapffinger den Perlc-denbeginn der dort erzeugten Zeitfunktionen F^ bis F_n gegenüber den dem Empfänger zügeführten Synchronisationssignalen nachversetzen, gleich der Dauer einer Synchronisationssignal-Periode ist und daher als Steuersignale im !Empfänger, die periodisch erzeugten Synchro» nisatlonssignale selbst verwendet werden können.

   19. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 13, dadurch ge~

   ■ ■ ■ <

   kennzeichnet« dass die Synchronisatlonesignale periodisch er«» zeugt werden und die· Dauer einer Synchronisationss + grial-Periode gleich der 'Dauer eines Wortes gewa'hlt wird, und dass in den einzelnen Sendern der Wortbeginn der von den zugeordneten Informationsquellen angelieferten Worte jeweils auf den gleichen Zeitpunkt-wie der mit Hilfe der Synchronisationssignale ein«* gestellte Periodenbeginn der Trägers!gnale» mit denen der gemeinsame Signalweg von dem betreffenden Sender beaufschlagt wird, eingestellt wird, so dass die Worte von allen Sendern

   ⁵ r

   jeweils nach ihrer Uebertragung von dem betreffenden Sender zu dem zentralen Empfänger am Empfangsort zu einem mindestens annähernd gleichen Zeitpunkt beginnen,

   20, Verfahren nach den Ansprüchen 1t und I3 » dadurch gekennzeichnet, dass die Synohronisationssignale periodisch er« zeugt werden und die Dauer einer Syrichronisationasignal-Perlode gleich der Dauer einer q aufeinanderfolgende Worte umfassenden Auswertungsperiode gewählt'wird, und dass in den einzelnen

   09815/0686

   ^: 223A079 ■' , ■ "■-■.■ ' ' . . '· Sendern der Wortbeginn der von den zugeordneten Informationsquellen angelieferten ersten Worte jeder Auswertungsperiode auf den gleichen Zeltpunkt wie der mit Hilfe der Synchronisa«· tionssignale eingestellte Periodenbeginn der Trägersignale, mit denen der gemeinsame Signalweg von dem betreffenden Sender

   beaufschlagt wird, eingestellt wird, so dass die ersten Worte Jeder Auswertungsperiode von allen Sendern jeweils nach ihrer Übertragung von dem betreffenden Sender zu dem zentralen Empfänger am Empfangsort zu einem mindestens annähernd gleichen Zeitpunkt' beginnen, . . . . .

   21, Verfahren nach Anspruch 13 » dadurch gekennzeichnet, dass ala untereinander periodensynchrone Zeitfunktionen F₁ bis F und als Trägersignale Walsh-Funktionen verwendet werden, deren Perlode in s gleichgroße Taktzeiten unterteilt ist, wobei s eine Zweierpotenz 2^r 1st, die mindestens gleich der gegenüber η nächsthöheren Zweierpotenz ist, und dass in dem zentralen Empfänger eine Taktschwingung in Form einer Rechteckschwingung mit einer der doppelten Taktzeit entsprechenden Periodendauer erzeugt und den einzelnen Sendern zugeführt wird, und dass die Taktschwingung im Empfänger zur Erzeugung der die Zeitfunktionen PV bis F„ bildenden Walsh-Funktionen und in den

   1 η ..

   einzelnen Sendern zur Erzeugung der die Trägersignale bildenden Walsh-Funktionen, mit denen der geraeinsame Signalweg von,dem betreffenden Sender beaufschlagt wird, verwendet wird,

   309815/088 6'

   22, Verfahren nach Anspruch 21 » dadurch gekennzeichnet, dass die Walsh-Funktionen im Empfänger und in den einzelnen Sendeim von Radeinacher-Funktionen abgeleitet werden, die ihrerseits mit Hilfe eines von der Taktschwingung gesteuerten und. mit jeder Periode der Taktschwingung um eine Zähleinheit weiterzählenden (r-1)-stufigen Binärzählers aus der Taktschwingfung erzeugt werden, wobei zur Ableitung einer'vorbestimmten Walsh-Funktion aus den am Zählereingang und an den Aua« ganzen der Zählstufen des (r-1)-stufigen Binärzählers auftretenden Rademacher-Funktionen vorbestimmte, der abzuleitenden Walsh-Funktion zugeordnete Rademacher-Funktionen ausgewählt werden und die von diesen dargestellten Binärwerte in der Binarstelle nullter Ordnung binär addiert werden und je nach der Binärentscheidung der sich als Resultat dieser Addi«* tion ergebenden Binärziffer der eine oder der andere der beiden Funktionswerte, die eine Walsh-Funktion annehmen kann, eingestellt wird und wobei der so eingestellte Funktionswert, der Funktloncvört der abgeleiteten V/alsh^-Funktion in der dem '/Zählerstand des (r-1)-stufigen Binärzählers und. dem Funktionen wert der Taktschwingung zugeordneten Taktüeit ist,

   23, Verfahren nach den Ansprüchen 10 und 22 » dadurch ge« ' kennzeichnet, dass im Empfänger zur Erzeugung der Funktionswerte von allen η die Zeitfunktionen F₁ bis F_n bildenden ■Walsh-Funktionen in jeder einzelnen Taktzeit jede der am Zählereingang und an den Ausgängen der einzelnen Zählstufen

   309818/0688

   m 97

   des (r^1)«stufigen Binärzählers auftretenden r Raderaacher-r Funktionen auf eine an den betreffenden Sin- 'bsw, Ausgang angeschlossene, über' einen elektronischen Schalter führende und von diesem durchschaltbare Leitung gegeben wird» und dass joder dieser elektronischen Schalter von einer der r Zählstufen eines weiteren, in Jeder Taktzeit η vorbestimmte Zähleinstellungen durchlaufenden r-,etufigen Binärzählers gesteuert und dabei Je nach.der Stellung der jLhn steuernden Zähliätufe geöffnet oder geschlossen wird» und dass über die. Jeweils durchgeschalteten Leitungen die von den auf diese durchgeschalteten Leitungen gegebenen Rademacher-Funktionen dargestellten Binärwerte und Über die jeweils nicht durchgeh schalteten Leitungen die Binärwerte Null in eine Addiereinrichtung eingegeben werden, in der die von sämtlichen Leltun·· gen eingegebenen Binärwerte in der Binäretelle nullter Ordnung binär addiert werden und von der je nach der Binärentscheidung der sich, als Resultat dieser Addition ergebenden BinärzifXer der eine oder der andere der beiden Funktionierte, dl© eine Walsh-Funktion annehmen kann* eingestellt wird, wobei der so eingestellte Funktionswert der Funktionswert der dein momentö»-

   •ψ ...

   .neu Zählerstand des genahnten r-stufigen Binärzählers zugeord+ rieten Walsh-Funktion in der dem Zählerstand des (r~1)-stufigen Binärzählers und dem Funktionswert der Taktschwingung zugeordneten Taktzeit ist. "

   24♦ Verfahren nach den Ansprüchen 1-4 und 22 , dadurch «ge~ kennzeichnet, daaa die (r«1)«stufigen BinÜrzähler im Empfänger

   309815/0688

   und in den einzelnen Sendern von den dem Smpfänger und den einzelnen Sendern zugeführten Synchronisationssignalen auf den Zählerstand des Periodenbeginns, vorzugsweise den Zähler« atand Null, gesetzt werden.

   25. Verfahren nach den Ansprüchen 1? und 22 ·, dadurch gekennzeichnet, dass der (r-1)»stufige Binärzähler im Empfänger von die genannten Steuersignale bildenden Setzimpulsen, die mindestens annähernd gleichzeitig mit den sie verursachenden Synchrcmisatlon&signalen auftreten, jeweils auf einen Zähler*· 3tand gesetzt wird, der dem Zählerstand deß Periodenbeginna, · vorzugsweise dem Zählerstand Null, dieses Binärz;ählei^v3 um den genennten Zeitabstand bzw. um eine dem Quotienten Zeitabstandj Taktzeit entanrechende Anzahl von Zähleinheiten vorangeht, und dass die (r-1)-stufigen Binärzähler in den einzelnen Sen~

   ■im von den den einzelnen Sendern zugeordneten Synchroniaationssi^malen auf den Zählerstand des Periodenbeginns, vorzugsweise den Zählerstand Null, gesetzt werden,

   26. Verfahren,nach den Ansprüchen 17 und 22 , dadurch gekennzeichnet, dass die (r-1)-stufigen Binärzähler im Empfänger und in den einzelnen Sendern von die genannten Steuersignale bildenden Setziinpulseri, die mindestens annähernd gleich* zeitig mit den sie verursachenden Synchronlsationasignalen, auftreten, jeweils auf einen Zählerstand gesetzt werden, der dem Zählerstand des Periodenbeginna, vorzugsweise dem Zählerstand Mull, des mit den Setzimpulsen beaufschlagten Binär-

   309815/0686

   Zählers um den genannten Zeitabstand, der sioh für άϋη die« stm Binärsähler umfassenden Empfänger oder Sender ergibt, bzw, um eine Anzahl von Zähleinheiten, die dem aus diesem Zeitabstand und der Taktzeit gebildeten Quotienten Zeitab*· starnt jTaktzeit entspricht, vorangeht. .

   ' -■ -■

   27. /Verfahren nach den Ansprüchen 8 und 13 , dadurch ge* kennzeichnet, dass als gemeinsamer Signalweg eine zweiadrige Leitung verwendet wird und am Empfangsort an die beiden Adern der Leitung die Reihenschaltung einer Impedanz, vorzugsweise eines ohmschen Widerstandes, und einer Spannungsquelle angeschlossen wird und über der Impedanz das am Kropfangsort an*· kommende Summensignal abgegriffen wird, und dass an jedem .Sendeort für Jeden gesonderten Signalkanal, über den an dem batreffenden Sendeort Informationen angeliefert werden, an die beiden Adern der Leitung ^e eine gesonderte, dem betreffenden Signalkanal zugeordnete Reihenschaltung von Je einer weiteren Impedanz, vorzugsweise ebenfalls einen! ohmschen Widerstand, und einem elektronischen Schalter angeschlossen wird und der·elektronische Schaluer bei Nichtbeaufschlagung des gemeinsamen Signalweges mit dem dem betreffenden Signal» kanal zugeordneten Trögersignal in eine seiner beiden Schaltstellungen "offen" und "geschlossen¹¹, vorzugsweise in die Schaltstellung "offen", gebracht wird und bei Beaufschlagung des gemeinsamen Signalweges mit dem dem betreffenden 3igna,l~ kanal zugeordneten, von einer Walsh-Funktion gebildeten Trägersignal Jeweils in eine seiner beiden Schaltetellungen

   309815/068

   gebracht wird» wenn die das Trägersignal bildende Walsh»* Funktion den einen der beiden Punktionswerte» die diese Walsh-Funktion annehmen kann» annimmt» und in die andere seiner beiden Schaltstellungen gebracht wird, wenn die das Trägersignal bildende Walsh-Funktion den anderen der beiden Funktions« werte, die sie annehmen kann,' annimmt.

   28» Verfahren nach Anspruch 27 > dadurch gekennzeichnet, dass die weiteren Impedanzen in den an den einzelnen Sende-.. ... orten an die Leitung angeschlossenen Reihenschaltungen so eingestellt werden, dass sich an der in der Reihenschaltung am ümpfangsort liegenden Impedanz bei Schliessung ,jedes beliebigen elektronischen Schalters in den an den einzelnen Sendeorten an die Leitung angeschlossenen Reihenschaltungen Jeweils die gleiche . £paiwungserhöhung ergibt, vorzugsweise indem als Impedanzen ;Ln allen Reihenschaltungen ohmsche Widerstände verwendet werden und die Grossen dieser ohmschen Widerstände jeweils gleich der Differenz zwischen einem vorbestimmten, gegenüber dem Wert des ohmschen Leitungswiderstandes der Leitung vom Eropfangsort zu dem auf der Leitung entferntesten Sendeort grösseren Widerstandswert und dem Wert des-ohmachen Leitungswiderstandes der. Leitung vom Empfangsort zu dem Sendaort, an dem die dan betreffenden ohmschen Widerstand umfaeaen-f de Reihenschaltung an die Leitung angeschlossen ist, gewählt werden,

   09315/0686

   29 ♦' Anwendung des ,Verfahrens nach den Ansprüchen 1 und 1? zur automatischen Vaberw&ehimg einer Reih« von an verschiedenen Orten gelegenen Meagstellen von einer Zentrale aus» vföböl an d&n Masastellen je einer dey Sender und in der Xöiitrale der Smpfanger angeordnet ist und die en am einzelnen f-Jeasstellea ermittelten Hesewerte ^evieils von dem der bötröi¹« fanden Messstelle zugeordneten Sender an a&ti Esipfanjger übermittölt werden·

   30» Anwendung nach Anspruch 29 £ur KabelUberwaohung, ins·· besondere zur Ueberwachun^ eines Bochspanmmgskateala besUg«· Hch seiner temperatur duroh Temperaturabfühlung· und bezüglich etwaiger LeefesteXXen durch Feststellung- eines Leckana von Kabelöl sowie durch Feststellung eines Eindringens von V/aeaer in daa Kabel

   1 ■

   3Q9315/0688