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Verfahren zur Regelung der Schwingungsamplitude von elektromechanischen
Schwingern in Uhren zum Unterhalten der Schwingungen von elektromechanischen Schwingern,
wie sie in Uhren als Unruhen, Stimmgabeln, Pendel etc. verwendet werden, können
bekanntlich elektronische Transistorschaltungen dienen. Diese Schaltungen lassen
sich in zwei Klassen einteilen, nämlich in solche, die mit zwei Spulen - einer Steuer-
und einer Antriebs spule - die mechanische Schwingung aufrechterhalten und solche,
die nur eine einzige (Antriebs-r Spule benötigen.
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Bei beiden Arbeitsprinzipien spielt die Konstanthaltung der Schwingungsamplitude
des mechanischen Schwingers eine erhebliche Rolle, da dessen Schwingungsamplitude
die Ganggenauigkeit der Uhr wesentlich beeinflußt. Andererseits ist jedoch die Schwingungsamplitude
von einer ganzen Reihe äußerer Einflüsse abhängig, wie z.B. der Umgebungstemperatur
oder der Bewegung und räumlichen Lage der Uhr (insbesondere bei Armbanduhren, Taschenuhren
und Reiseweckern von Bedeutung).
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Die Kqnstanthaltung der Schwingungsamplitude ist bei Zweispulenschaltungen
mit einfachen Mitteln möglich. Bei Einspulenschaltungen
jedoch
bereitete sie bisher erhebliche Schwierigkeiten.
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Die Erfindung betrifft somit ein Verfahren zur Regelung der Schwingungsamplitude
von elektromechanischen Schwingern in Uhren (Unruh, Stimmgabel, Pendel etc.) beim
Antrieb über eine einzige Spule, die von einer elektronischen Schaltung mit einem
Arbeitstransistor und einem dazu komplementären Steuertransistor erregt wird und
in den Kollektorzweig des Arbeitstransistors geschaltet ist, wobei die Basis des
Arbeitstransistors vom Kollektorstrom des Steuertransistors gespeist wird und die
Basis des Steuertransistors über einen Kondensator mit dem Kollektor des Arbeitstransistors
verbunden ist.
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Eine solche.Schaltung ist in Fig. 1 der Zeichnung dargestellt.
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Die Spule L liegt einerseits an dem mit "+"bezeichneten Pol der Betriebsspannungsquelle
UB und mit ihrem anderen Ende am Kollektor des Arbeitstransistors T1, dessen Basis
vom Kollektorstrom des komplementären Steuertransistors T2 gesteuert wird. Der Emitter
des Steuertransistors T2 ist über den Gegenkopplungswiderstand R1, der gegebenenfalls
auch entfallen kann, am Pluspol der Betriebsspannungsquelle UB angeschlossen. Die
Basis des Steuertransistors T2 liegt einerseits über einen Widerstand R2 am mit
"-"bezeichneten Pol der Betriebsspannungsquelle, der mit dem Schaltungsnullpunkt
identisch ist, und ist andererseits über den Kondensator C mit dem Kollektor des
Arbeitstransistors T1 verbunden. Über den Widerstand R2 fließt der zum Anschwingen
der Schaltung erforderliche Basisstrom des Steuertransistors T2 Eine solche Schaltung
stellt den bekannten astabilen Multivibrator mit komplementären Transistoren dar
(vgl. deutsche Auslegeschriften 1 0 « 756 und 1 205 141), deren Anwendung bei
elektronisch gesteuerten Uhren ebenfalls seit langem bekannt ist
(val. deutsche Auslegeschrift 1 166 101).
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Diese bekannte Schaltung ist sowohl für Ein- als auch Mehrmagnetsysteme
geeignet, d.h. mit der Spule L können ein oder mehrere Magnetpolpaare zum Aufrechterhalten
der mechanischen Schwingungen zusammenwirken, wobei entweder die Spule feststeht
und sich die. Magnete mit dem Schwinger bewegen oder bei feststehenden Magneten
die Spule mit dem Schwinger beweglich ist.
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Zur Vereinfachung der Darstellung wird im folgenden ein Einmagnetsystem
betrachtet. Bei diesem hat im eingeschwungenen Zustand die Spannung UCEl am Kollektor
des Arbeitstransistors T1 den in Fig. 2 dargestellten zeitlichen Verlauf (Abszisse
ist die Zeit t, Ordinate die Spannung .UCE1 Die durch die Relativbewegung zwischen
Magnetsystem und Spule in dieser induzierte Spannung mit dem Amplitudenwert uind
ist proportional ind der Schwingungsamplitude des mechanischen Schwingers.
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Während der Zeit tl ist der Arbeitstransistor T1 durchgesteuert, und
es fließt in seinem Kollektor und damit praktisch auch in 6' der Spule L der Strom
1Cl' dessen Impulsamplitude mit i bezeichnet ist. Diese hängt u.a. von der in der
Spule induzierten Spannung ab, und zwar ist die Amplitude ni des Kollektor-A stroms
IC1 klein bei großer Amplitude Uind der induzierten Spannung und groß bei kleiner
Amplitude der induzierten Spannung, da der Arbeitstransistor T1, ausgehend von dem
in Fig. 2 mit UB bezeichneten Gleichspannungsniveau, immer bis auf etwa die gleiche
niedrige Kollektor-Emitter-Spannung durchschaltet. Die Breite des Stromimpulses
wird durch die Zeitkonstante, mit der sich der Kondensator C über die Basis des
Steuertransistors T2 entlädt, bestimmt.
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Auf die Schwingungsamplitude des mechanischen Schwingers wirken sich
die Betriebsspannung, die Umgebungstemperatur, die Lage
des Schwingers
und deren Anderungen aus.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, durch geeignete Maßnahmen
die auf die Schwingungsamplitude des mechanischen Schwingers einwirkenden Umwelteinflüsse
auszuregeln. Als Maß für die Schwingungsamplitude kann dabei grundsätzlich die in
der Spule induzierte Spannung dienen. Die Lösung dieser Aufgabe bei Einspulenschaltungen
bereitet jedoch im Vergleich zu der gleichen Aufgabenstellung bei Zweispulenschaltungen
die Schwierigkeit, daß es nicht möglich ist, die im Zeitpunkt des Durchschaltens
des Arbeitstransistors auftretende induzierte Spannung als Maß für die Regelung
zu benutzen, da bei Einspulenschaltungen an der Spule.zusätzlich die durch den Kollektorstrom
des Arbeitstransistors am ohmschen Widerstand der Spule abfallende Spannung auftritt.
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Zur Lösung der Aufgabe der Erfindung wurde bereits vorgeschlagen (vgl.
deutsche Patentanmeldung P 20 36 330.8-52), einer der beiden Steuerelektroden des
Steuertransistors eine Gleichvorspannung zuzuführen,-deren Höhe durch die vor dem
Auftreten des Antriebs impulses in der Spule induzierte Spannung so geregelt wird,
daß sich mit zunehmender Amplitude der induzierten Spannung die Ansprechschwelle
der den Steuertransistor enthaltenden Schaltungsstufe vergrößert und damit die Dauer
des in der Spule fließenden Stromimpulses verringert wird.
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Schaltungen nach diesem Verfahren sind jedoch nur dann einfach zu
realisieren, wenn die induzierte Spannung mindestens die Basis-Emitter-Schwellspannung
der verwendeten Transistoren erreicht. Das ist aber nicht bei jedem elektromechanischen
Schwingungssystemrealisierbar, so daß nach dem vorgeschlagenen älteren Verfahren
keine universell anwendbare Schaltung möglich
ist, was sich insbesondere
dann als nachteilig herausstellt, Wenn diese Schaltung nach einer der in der Halbletertechnik
üblichen Integrierungsverfahren, insbesondere beispielsweise durch monolithische
Integration, hergestellt werden.soll.
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Die Erfindung schlägt zur Lösung der oben geschilderten Aufgabe einen
anderen Weg ein und besteht darin, daß während der Dauer des in der Spule fließenden
Stromimpulses ein dessen Impulsamplitude proportionaler Regelstrom erzeugt wird
und daß der Regelstrom die Entladung des Kondensators iderart-steuert, daß der Kondensator
sich bei kleiner Impuls amplitude schnell und bei großer Impulsamplitude langsam
entlädt. Hierbei ist es besonders vorteilhaft, wenn die Stromstärke des Regelstroms
kleiner als die Impulsamplitude des Kollektorstroms gewählt wird, da dies zur Verringerung
des Gesamtstromverbrauchs beiträgt. Das erfindungsgemäße Verfahren gewährleistet
also, daß sich bei großer Impulsamplitude des Kollektorstroms des Arbeitstransistors
und entsprechend bei niedriger in der Spule induzierter Spannung, was wiederum einer
kleinen, d.h. zu geringen Schwingungsamplitude entspricht, eine große Impulsbreite
bzw.
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eine große Stromflußzeit in der Spule L und damit ein großer Antriebsimpuls
ergibt, während im umgekehrten Falle bei kleiner Impulsamplitude und entsprechend
hoher induzierter Spannung, d.h. bei großer Schwingungsamplitude eine geringe Impulsbreite,
d.h. Stromflußzeit in der Spule und somit ein geringerer Antriebsimpuls wirksam
ist.
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Schaltungsanordnungen zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens
sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet und werden nun anhand der weiteren Fig.
3 bis 6 der Zeichnung näher erläutert.
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Die in Fig. 3 gezeigte Schaltungsanordnung arbeitet nach dem der Erfindung
zugrundeliegenden Verfahrensprinzip. Hierzu ist zusätzlich zu den in der Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 vorhandenen Schaltelementen der Zusatztransistor T3 vorgesehen, der
vom gleichen Leitungstyp ist wie der Arbeitstransistor T1, im vorliegenden Beispiel
also vom npn-Typ. Es ist klar, daß die gesamte Schaltungsanordnung auch so aufgebaut
werden kann, daß Arbeits- und Zusatztransistor vom pnp-Typ sind, wobei dann der
Steuertransistor T2 vom npn-Typ ist und die Polung der Betriebsspannungsquelle UB
vertauscht werden muß, d.h. das kollektorferne Ende der Spule und das emitterferne
Ende des Widerstandes R1 liegen dann am negativen Pol der Betriebsspannungsquelle
UB.
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Der Zusatztransistor T3 ist so geschaltet, daß dessen Basis mit der
Basis des Arbeitstransistors T1 direkt verbunden ist, während der Emitter des Zusatztransistors
T3 am Schaltungsnullpunkt angeschlossen ist. Der Kollektor des Zusatztransistors
T3 ist mit dem Emitter des Steuertransistors T2 direkt verbunden, so daß der Kollektorstrom
des Zusatztransistors ebenfalls durch den Emitterwiderstand R1 des Steuertransistors
T2 fließt.
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Im eingeschalteten Zustand von Arbeits- und Steuertransistor, d.h.
also während der Zeit tl nach Fig. 2 entlädt sich der Kondensator C über die Basis-Emitter-Strecke
des Steuertransistors T2 und dessen Emitterwiderstand R1. Bei der erweiterten Schaltung
nach Fig. 3 fließt jedoch ein Teil des über den Emitterwiderstand R1 fließenden
Stromes über die Kollektor-Emitter-Strecke des Zusatztransistors T3. Der Kollektorstrom
des Zusatztransistors ist dem Kollektorstrom des Arbeitstransistors aufgrund der
Tatsache proportional, daß diese beiden
Transistoren mit derselben
Basis-Emitter-Spannung betrieben werden. Diese Proportionalität ist dann besonders
gut, wenn die beiden Transistoren als Transistorstrukturen einer monolithisch integrierten
Schaltung realisiert werden, da sie dann mittels ein und derselben Verfahrensschritte
hergestellt werden.
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Beim Verfahren mit der erwähnten geringeren Regelstromstärke ist es
vorteilhaft, als Bauelement für den Zusatztransistor T3 einen Transistor mit kleinerer
Basis-Emitter-pn-Ubergangsfläche als die des Arbeitstransistors T1 zu wählen. Im
Falle des Aufbaus der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mittels diskreter Bauelemente
ist es leichter, aus der gleichen Typenfamilie. diese Transistoren auszusuchen,
d.h. es werden Transistoren verwendet, deren Basis-Emitter-pn-Übergangsfläche gleich
ist. In diesem Falle werden in den Emitter- und/oder Basis zuleitungen von Arbeits-
und Zusatztransistor jeweils entsprechende Widerstände vorgesehen. Diese Maßnahme
kann auch bei einer Integration der Schaltung zweckmäßig sein, insbesondere wenn
sonst die Basis-Emitter-pn-Ubergangsflächen von T1 und T3 extrem unterschiedlich
sein müßten.
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In Fig. 4 ist eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach Fig.
3 gezeigt. Diese Schaltungsanordnung enthält einen weiteren Transistor, den Transistor
T4, der vom gleichen Leitungstyp wie der Steuertransistor T2 ist, alsd im vorliegenden
Beispiel vom pnp-Typ. Dieser Transistor ist so geschaltet, daß dessen Kollektor-Emitter-Strecke
der Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors T2 derart parallelliegt, daß die
beiden Emitter miteinander verbunden sind. Die Basis des weiteren Transistors T4
ist am Kollektor des Arbeitstransistors T1 angeschlossen.
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Dieser Transistor hat die Aufgabe, für ein definiertes, d.h.
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von Schwankungen der Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren T1
und T2 unabhängiges Umschalten in deren ausgeschalteten Zustand zu sorgen. Dieses
Umschalten wird nämlich dadurch bewirkt, daß der Kondensator C sich über die Basis-Emitter-Strecke
des Steuertransistors T2 so lange entlädt, bis dessen Kollektorstrom nicht mehr
ausreicht, um den zu einer Durchsteuerung des Arbeitstransistors T1 benötigten Basis
strom zu liefern.
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Durch Zuschalten des weiteren Transistors T4 wird erreicht, daß die
Schaltungsanordnung bereits dann selbsttätig in den nichtleitenden Zustand von Steuer-
und Arbeitstransistor umkippt, wenn die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T4
dessen Basis-Emitter-Schwellspannung erreicht und dieser Transistor somit leitend
wird, wodurch die Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors kurzgeschlossen und
somit der Steuertransistor gesperrt wird. Bezogen auf die am Kondensator C vorhandene
Spannung tritt dieses Umkippen also etwa bei der Spannung null ein. Durch das Einschalten
dieses weiteren Transistors T4 ist das Umkippen nicht mehr von dem nach einer e-Funktion
erfolgenden Entladevorgang des Kondensators C abhängig, sondern es erfolgt bei einem
definierten am Kondensator C auftretenden Potential.
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In Fig. 5 ist eine weitere Schaltungsanordnung zur Durchführung des
erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt, die gegenüber der Schaltungsanordnung in Fig,
3 ein günstigeres Anlaufverhalten zeigt. Hierbei wird der Kondensator C zusätzlich
über die Kollektor-Emitter-Strecke des Hilfstransistors T5 entladen.
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Der Kollektor des Hilfstransistors T5 ist mit der Basis des Steuertransistors
T2, der Emitter des Hilfstransistors T5 über
den Emitterwiderstand
R3 mit dem Pluspol der Betriebsspannungsquelle UB und die Basis des Hilfstransistors
T5 mit dem Kollektor des Arbeitstransistors Tl verbunden. Der Zusatztransistor T3
nach Fig. 3 ist in der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 in gleicher Weise vorhanden,
lediglich ist der Kollektor des Zusatztransistors T3 mit dem Emitter-des Hilfstransistors
T5 und.
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nicht mit dem Emitter des Steuertransistors T2 verbunden. Die Steuerung
der Kondensatorladung erfolgt also bei dieser SchZltung durch'die Steuerung des
Emitterstromes des Hilfstransistors.
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Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 kann ebenfalls wie diejenige nach
Fig. 3 durch den weiteren Transistor T4 nach Fig. 4 ergänzt werden. Dies ist in
Fig. 6 gezeigt. Es ergeben sich hierbei die gleichen Wirkungen wie bei der Schaltungsanordnung
nach Fig. 4.
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Die in den Fig. 3 bis 6 gezeigten Schaltungsanordnungen zur Durchführung
des erfindungsgemäßen Verfahrens können je nach Ausführung des elektromechanischen
Schwingers an geeigneter Stelle einen Kondensator zur Unterdrückung höherfrequenter
Schwingungen zugeschaltet erhalten. Ebenso können in Reihe mit den Elektroden der
Transistoren ohmsche oder nichtlineare Widerstände, insbesondere in Flußrichtung
betriebene Dioden, vorgesehen werden, durch die unerwünschte Impulse unterdrückt
oder ausgenutzt werden können.
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Die Schaltungsanordnungen nach den Fig. 3 bis 6 zur Durchführung des
erfindungsgemäßen Verfahrens lassen sich besonders gut in monolithisch integrierter
Bauweise ausführen. Hierbei kann ss erforderlich werden, eventuell vorhandene hochohmige
Widerstände durch Konstantstromtransistoren zu ersetzen. Es können sämtliche Bauelemente
der Schaltungsanordnungen monolithisch integriert werden mit Ausnahme der- Spule
L und des Kondensators C. Da
diese beiden Bauelemente einen gemeinsamen
Verblndungspunkt aufweisen, benötigt eine solche monolithisch integrierte Schaltung
lediglich vier äußere Anschlußpunkte, nämlich zwei für die Betriebsspannungsquelle
und zwei für den Kondensator. Somit läßt sich für diese monolithisch integrierte
Schaltung ein übliches vierpoliges TransistOrgehSuse verwenden