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tung eine der zweiten Harmonischen entsprechende Spannung auf~ tritt,
wodurch der Umwandlungswirkungsgrad des Oszillators verbessert wird. Dem Oszillator
wird Leistung mit Hilfe eines Pilterkreises entnommen, der so abgestimmt ist, daß
er die Grundfrequenz durchläßt und die Harmonische zurückhält.
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Stand der Technik: Bisher wurden bei Nikrowellenoszillatorschaltungen
für Vorrichtungen, die einen durch Raumeffekte bedingten negativen Widerstand aufweisen,
ein offener Halbwellenlängen-Resonanz abschnitt einee Bandleiters verwandt, der
an seinen einander gegenüberliegenden Enden Kondensatoren aufwies, wobei die die
Raumeffekte zeigende Vorrichtung parallel zu dem Bandleiter an einem Punkt in der
Nähe einer Nullapannung des Grundmodus geschaltet war, Eine derartige Oszillatorschaltung
ist in der USA-Patentschrift 3 416 099 der Anmelderin bebeschrieben. Es wurde festgestellt,
daß bei einer solchen Schaltung der Umwandlungswirkungsgrad im L-Band für durch
schnittliche Gunn Dioden bei annähernd 6 ffi lag, und die übliche von einer Gunn
Vorrichtung erhaltene Stromwellenform bestand au. kurzen Impulsen, die sich mit
der Grundfrequenz des Oszillators wiederholten. Es soll eine ähnliche Schaltung
mit einem verbesserten Umwandlungswirkungsgrad angegeben werden, Es ist bereite
bekannt, daß der Umwandlungswirkungsgrad einer Vorrichtung, die einen durch Raumeffekte
bedingten negativen Widerstand zeigt, wie etwa eine Gunn-Dlode, dadurch verbessert
werden kann, daß die Gunn-Diode in einen Resonanzkreis eingebaut wird, bei dem die
Hochfreqvlenzfelder der zweiten Harmonischen der Schaltung in die Gunn-Dlode eingekoppelt
werden. Es wird angenommen, daß die Vetbesserung,
die sich für den
Umwandlungswirkungsgrad ergibt, auf der Erzeugung eines annähernd rechteokwellenförmigen
Stroms durch die Gunn-Vorrichtung beruht, wenn sie durch eine EF-Spannung, wie etwa
die halbsinu#förmige Welle, die erzeugt wird, wenn eine Grundsinuswellenspannung
mit einer Sinuswelle der zweiten Harmonischen kombiniert wird, die eine halb so
große Amplitude aufweist, abwechselnd unter und über einen Schwellenwert vorgespannt
wird, \Wenn Jedoch die HP-Spannung an der Diode bei der zweiten Harmonischen, wenn
diese der HF-Grundspannung und einer Gleichspannungsvorspannung überlagert wird,
eine bestimmte Spannungshöhe überschreitet, so kann die Gunn-Diode in einen Avalanche-Betriebszustand
geschaltet werden, wodurch sich eine katastrophale Fehlschaltung ergibt.
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Zusammenfassung der Erfindung: Gemäß der vorliegenden Erfindung soll
eine verbesserte Mikron wellenoszillatorschaltung für eine eine niedrige Impedans
aufweisende Vorrichtung mit auf Raumeffekten beruhenden negativen Widerstand angegeben
werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden zwei veränderliche punktförmige
Eondeneatoren im Nebenschluß parallel zu den Enden eines kurzen Bandleiters geschaltet,
um einen offenen Halbwellenlängenresonator zu bilden, der in seinem Grundresonanzmodus
auf die Arbeitsfrequenz des Oszillators abgestimmt ist, und es wird eine Vorrichtung,
die einen auf Raumeffekten beruhenden nega#tiven Widerstand zeigt, vorgesehen, die
im Nebenschluß mit dem Resonanzbandleiter an einem Punkt in der Nähe einer Nullspannung
für den Grundmodus verbunden ist, wobei die Reaktanz des Bandleiters und die Kondensatoren
so abgestimmt sind, daß aufgrund des Resaanz-Xodus der zweiten Harmonischen an der
Vorrichtung mit negativem Widerstand die geeignete Spannung
erzeugt
wird, um den Umwandlungswirkungsgrad des Oszillators zu verbessern.
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Vorzugsweise wird ein punktförmiges kapazitives Element vorgesehen,
das im Nebenschluß mit dem Bandleiter an einem Punkt in der Nähe der Raumeffekte
zeigenden Vorrichtung verbunden wird, um den Wellenwiderstand des Bandleiterresonators
zu verringern, und um das Einsetzen von Schwingungen bei der Grundfrequenz zu erleichtern.
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Weiterhin kann zwischen die Leiter eins3andleiters eine hiermit im
Wärmeaustausch stehende Platte aus einem Wärmeleitenden isolierenden Material, wie
etwa aus Berryliiuq eingesetzt werden, um die Wärmeabführung der Raumeffekte zeigenden
Vorrichtung zu erleiehtern, Der Ausgangekreis des Oszillators enthält vorzugsweise
einen zweiten offenen Halbwellenlängenbandleiter mit veränderlichen punktförmigen
Kondensatoren, die im Nebschluß mit den offenen Enden des Bandleltere verbunden
sind, wobei ein solcher zweiter Resonator auf einen Grundresonanzmodue bei der Arbeitsfrequenz
des Oszillators abgestimmt und so abgestimmt ist, daß die zweite Harmonische des
zweiten Bandleiterresonators gegenüber der Frequenz der zweiten Harmonischen des
Oszillators verstimmt ist, so daß die zweite Harmonische des Oszillators am Ausgang
unterdrtlckt wird.
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Im folgenden soll die Erfindung näher anhand von in der Zeichnung
dargestellten vorzugsweisen Ausführungsformen erläutert werden. In der Zeichnung
zeigen: Fig. 1 eine graphische Darstellung, in der der Gleichstrom I gegen die Gleichspannungsvorspannung
V für eine typische Halbleitervorrichtung, die einen auf Raumeffekten
beruhenden
negativen Widerstand zeigt, aufgetragen ist, wobei eine derartige Halbleitervorrichtung
in der erfindungsgemäßen Schaltung verwendbar ist, Fig. 2 eine schematische Darstellung
eines Nikrowellenoszillators, der gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist,
und eine graphische Darstellung einer Hochfrequenzspannung Vrf gegen den Abstand
d, in der die stehenden Wellen der Grundwellenlänge und der zweiten Harmonischen
des Oszillators dargestellt sind, Fig. 3 einen Längsschnitt durch einen Nikrowellenoszillator
der vorliegenden Erfindung, Fig. 4 einen Schnitt durch die in Fig. 3 gezeigte Anordnung
entlang der Linie 4-4, Fig. 5 eine vergrößerte Teilansicht des Teils der in Fig.
4 gezeigten Anordnung, der durch die Linie 5-5 umgrenzt ist, und Fig. 6 eine vergrößerte
Teilansicht einer anderen lusführungsform der in Fig. 5 gezeigten Anordnung.
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Beschreibung vorsugßweiser iusftthrungsbeis#iele: In Fig. 1 ist die
Charakteristik des Gleichstroms I gegen die Gleichspannungsvorspannung V für eine
typische Halbleitervorrichtung, die einen auf Raumeffekten beruhenden negativen
Widerstand besitzt, wie etwa eine Gunn-Diode, gezeigt. Wenn die Vorspannung V vergrößert
wird, steigt der Strom I an, bis eine bestimmte Schwellenspannung Vt erreicht ist.
Bei
der Spannung Vt fällt der Strom I ab und bleibt mit steigender
Spannung nahezu konstant. Gleichzeitig mit dem Stromabfall beginnt die Vorrichtung
Mikrowellenschwingungen aus zu !~uhren, wodurch Gleichspannungsleistung in Mikrowellenleistung
umgewandelt wird. Die Schwingungen treten aufgrund eines auf Raumeffekten beruhenden
negativen Widerstands der Halbleitervorrichtung auf. Unter dem Ausdruck "Vorrichtungen
, die einen auf Raumeffekten beruhenden negativen Widerstand aufweisen", sollen
Vorrichtungen verstanden werden, die Gleichspannungsleistung in Mikrowellenleistung
aufgrund eines Mechanismus umwandeln, der den Raum- bzw. Volumeneigenschaften der
Halbleitervorrichtung zugeschrieben wird, im Gegensatz zu anderen Arten von Vorrichtungen
mit einem negativen Widerstand, bei denen eine Gleichspannungsleistung in Mikrowellenleistung
vorwiegend aufgrund der Eigenschaften eines p-n uebergangs umgewandelt wird. Ein
typisches Beispiel für Vorrichtungen mit Raumeffekten sind Gunn-Dioden, die in verschiedenen
Modi arbeiten können, wie etwa in einem Laufzeitenmouds, einem Modus mit gelöschten
Domänen, einen Modus mit verzögerten Domänen, einem Modus mit begrenzter Raumladungsansammlung
und mit hybriden Modi.
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Der Modus, bei dem mit der vorzugsweisen Ausführungsform ein hoher
Wirkungsgrad erhalten wurde kann als verzögerter Domänenmodus bezeichnet werden.
Die Dicke des Halbleitermaterials ist bei dieser Schaltung nicht kritisch, und es
konnten Vorrichtungen, deren Dicken zwischen 100 und 25 gm lagen, erfolgreich bei
einer Grundfrequenz von 1090 MHz betrieben werden.
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In den Fig. 2, 3 und 4 ist ein mit Raumeffekten arbeitender L-Band#krowellenoszillator
1 dargestellt, der gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist. Der Oszillator
1 umfaßt
ein hohles Metallgehäuse 2, in dem die Mikrowellensohaltung
enthalten ist. Die Mikrowellenschaltung weist einen ersten kapazitiv belasteten
Halbwellenlängenresonanzabschnitt einer Übertragungsleitung 3 auf, der an seinen
Enden offen ist, so daß an einer über die Länge des Resoanzbandleiters 9 zentral
angeordneten Stelle eine Mikrowellen Nullepannungeebene 4 erzeugt wird (8. die Darstellung
der Mikvellenspannung Vrf gegen die Länge 1 der Leitung 3, die schematisch unter
der Fig. 2 dargestellt ist, wobei die Kurve für die Frequenz f0 in ausgezogenen
Linien dargestellt ist) Zwei veränderliche, punktförmige Kondensatoren 5 und 6 mit
Luft-Dfelektrikum sind an den Enden des Resonanslelterabschnittes 3 angebracht.
Mit dem Ausdruck "punktförmig" soll zum Ausdruck gebracht werden, daß die elektrisch
aktive Länge des Gliedes bei seiner Betriebsfrequenz kleiner als ein Viertel der
Wellenlänge im freien Raum ist. Die Kondensatoren 5 und 6 dienen dazu, einen Leiter
7 des Resaanzleitungsabschnittes in engem Kontakt mit einem Bandleiter 9 zu halten,
der über dem anderen Leiter 8 angeordnet ist, der aus einer Erdplatte besteht, die
durch eine Innenwand des Gehäuses 2 gebildet wird. Zusätzlich bilden die Kondensatoren
5 und 6 eine Glelchspannungsisolation für den inneren Streifenleiter 7, so daß an
diesem Streifenleiter eine Gleichspannungsvorspannung angelegt werden kann, was
im einzelnen noch weiter unten beschrieben werden soll. Die Kondensatoren 5 und
6 bilden auch eine kapazitive Belastung für die Leitung 3 und sie fügen der Leitung
3 eine Reiheninduktivität hinzu, wodurch in der Resonanz ihre physikalische Länge
bei einer halben Wellenlänge der Grundwellenlänge oder bei einer ganzen Wellenlänge
der zweiten Harmonischen in dem Bandleiter kurz~geschloseen wird. Die Kondensatoren
5 und 6 sind darüberhinaus veränderlich ausgebildet, um die
Resonanzfrequenz
des Resonanzabschnittes der Leitung 3 zu verändern, und um die Lage 4 der Mikrowellen-Nullspannung
auf der Länge des Bandleiters 9 gegebenenfalls für eine Impedanzanpassung zu verechieben,
was ausführlicher weiter unten beschrieben werden soll.
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Der Bandleiter 9 wird durch einen ersten streifenförmigen Leiter,
der etwa aus silberpiattiertem Kupfer besteht, gebildet, der eine typische Breite
von 1,27 cm besitzt und der von der unteren Wand 8 des Gehäuses 2 über 2 thermisch
leitende, elektrisch isolierende Platten ii, etwa aus Beryllium, gehalten wird.
Die Beryllium-Tafeln 11 sind dünn ausgebildet und haben eine typische Dicke von
etwa 0,152 cm. Ein zweiter streifenförmiger Leiter 7, der etwa aus silberplattiertem
Kupfer hergestellt ist, liegt über dem ersten Streifen 9 und ist an seinen sonden
an den Trimmer-Kondensatoren 5 und 6 befestigt. Ein elektrisch leitendes Gitter
13, das etwa aus einem goldplattiertem Wolframdrahtgitter besteht, ist zwischen
den streifenförmigen Leitern 9 und 7 angeordnet, um einen guten elektrischen Kontakt
zwischen diesen beiden Streifen herzustellen. Weiterhin bilden der breite Leiter
9 und die dünnen dielektrischen Platten 11 einen Abschnitt einesBandleiters mit
niedriger Impedanz, wodurch der Wellenwidersted ffi wnfngert wird.
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Eine Vorrichtung 14 mit einem auf einem Raumeffekt beruhenden negativen
Widerstand, wie etwa eine in einem Laufzeitmodus arbeitende Gunn-Diode, ist mit
dem Bandleiter 9 im Nebenschluß in der Nähe der Bullepannungelage 4 der Grundwellenlänge
verbunden. Die einen Raumeffekt aufweisende Vorrichtung 14, die etwa aus einem einzigen
Plättchen aus Gallium-Arsenid au.
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einem Quadrat mit 1,5 mm Seitenlänge besteht, besitzt einen niedrigen
Feldwiderstand von etwa 0,3 Ohm, eine verhältnismäßig niedrige Impedanz für Mikrowellenenergie,
von etwa 6 Ohm und ist in
der Nähe der Nullspannungslage 4 angeordnet,
um die Vorrichtung 14 in der Impedanz an die Resonanzleitung 3 anzupassen, die mit
einer Belastung gekoppelt ist. Ein kapazitiver Belastungssteg 15 verläuft quer zu
dem str#ifenförmigen Leiter 9. Das Belastungsglied 15 umfaßt z.B. einen Kupferstreifen,
der an dem Kupferbandleiter 9 angelötet ist, wobei das Belastungsglied mit Silber
plattiert ist. Entsprechend einem typischen Beispiel liegt die untere Kante des
kapazitiven Belastungssteges 15 innerhalb eines Abstandes von 0,025 cm von der geerdeten
Platte 8 des Gehäuses entfernt.
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Die Vorrichtung 14 mit einem auf einem Raumeffekt beruhenden negativen
Widerstand (s. Fig. 6), ist mit ihrer unteren Klemme an dem geerdeten Leiter 8 angelötet
oder anderweitig hiermit verbunden, und die obere Klemme der Vorrichtung 14 ist
über einen elektrisch und thermisch leitenden Kontaktbolzen 16, der etwa aus Tellur-Kupfer
besteht, elektrisch mit dem Steg 15 verbunden, wobei der Kontaktbolzen durch ein
mit Gewinde versehenes Loch in dem Leiter 9 und dem Steg 15 eingeschraubt ist und
gegen die obere Klemme der Gunn-Diode 14 anliegt, um mit der Diode 14 einen elektrischen
Kontakt her zustellen und um die Wärme von dieser Diode #bzuleiten. Alternativ kann,
wie es in Fig. 5 gezeigt ist ein dünner Streifen auF3 einer Lötfolie 17 zwischen
die obere Klemme der Gunn-Diode 14 und die untere Kante den kapazitiven Belastungssteges
15 gepreßt werden, um einen guten elektrischen und tilermischen Kontakt zwischen
der Diode und dem Steg 15 herzustellen. Die Ber~y@ium-Platten 11 erleichtern die
Wärmeableitung von der Diode 14, in in#dem sie einen thermisch leitenden Weg von
dem Leiter 9 über die Platte ii zu der eine Wärmesenke bildende Erdplatte 8 des
Gehäuses 2 schaffen.
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Es wird nunmehr Bezug auf die Fig. 3 und 4 genommen. Bei der in diesen
Fig. dargestellten Anordnung wird eine Gleichepannungsvorspannung,
von
etwa 3,5 Vt Volt mit einer Widerholungsgeschwindigkeit von 20 kHz gepulst, wobei
jeder Impuls eine Dauer von 500 Nanosekunden mit einer Anstiegszeit von 30 Nanosekunden
aufweist, und diese Vorspannung wird an die einen Raumeffekt aufweisende Vorrichtung
14 angelegt. Die auf das geerdete Gehäuse 2 bezogene Vorspannung wird dem inneren
Leiter 7 und somit dem Leiter 9 von der gepulsten Spannungsquelle, die nicht dargestellt
ist, über die Leitung 18 zugeführt, Die Leitung 18 wird für Mikrowellen zu dem Gehäuse
2 über einen Durchführüberbrückungskondensator 19 über brückt. Der Leiter 18 ist
kurz und weist einen verhältnismäßig großen Durchmesser auf, um die Reiheninduktivität
für die einen hohen Strom fi#hrenden Vorspannimpulse zu verringern, wodurch das
Überschwingen der Spannung an der Gunn-Diode 14 verringert wird, das durch die plötzliche
Stromverringerung bewirkt wird, wenn die Diodenvorspannung die Schwellenspannung
Vt übersteigt, wie es in Fig. 1 dargestellt ist. Die Mlkrowellenkopplrmg zu der
Leitung 18 wird dadurch sehr klein gehalten, daß die Leitung entfernt von den dielektrischen
Platten 11 angeordrlet tst, in denen der größte Teil der elektrischen Mikrowellenfelder
konzentriert ist. Weiterhin ist die Leitung 18 mit dem Inneren Leiter 7 im wesentlichen
Ln dem Mikrowellennullspannungspunkt 4 verbunden, um weiterhin die Mikrowellenenergie
zu verringern, die an den Vorspannkreis ausgekoppelt wird Dcr in Resonanz befindliche
@andleiter 9 besitzt eine charakterislische Impedanz Zo von annähernd 5Ohm. Der
Bandleiter ist verhältnismäßig breit ausgeführt, wie es in F1g, 4 angedeutet ist,
wobei elne beträchtliche kapazitive Belastung durch die Berylliumisolatoren 11 gegeben
iet, und es ist ein verhältnismäßig enger Abstarlel, von etwa 0,152 cm, zwischen
dem inneren Leiter 9 irnd der geerdeten Platte 8 vorgesehen, so daß der Wellenwiderstand
der Leitung auf einen niedrigen
Wert herabgesetzt ist. Darberhinaue
dient die Nebenschlußkapazität, die durch das kapazitive Belastungselement 15 gebildet
wird, dazu, den Wellenwiderstand der Leitung, insbesondere für die zweite Harmonische
weiter zu verringern.
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Ein sehr niedriger Wellenwiderstand ist deshalb erwünscht, um zu verhindern,
daß das elektrische Feld an der Gunn-Diode 14 übermäßig groß wird, wodurch ein Avalanchestrom
ausgelöst werden könnte, wenn die Schwingungen einsetzen. Der Nebenschlußkondensator
15 erleichtert darüberhinaus das Einsetzen der Schwingungen mit der Grundfrequenz
sobald ein Vorepannungsimpuls angelegt wird. Ohne die durch das Element 15 gebildete
Kapazität beginnen einige Gunn-Dioden-Plättchen, insbesondere Plättchen mit einer
niedrigen Schwellwertspannung, lediglich mit der Frequenz der zweiten Harmonischen
zu schwingen, und es kann sich eine Verzögerung von vielen Nanosekunden ergeben,
bevor Schwingungen in der Grundfrequenz einsetzen.
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Die Kondensatoren 5 und 6, die etwa aus herkömmlichen Luft-Trimmerkondensatoren
bestehen, besitzen nicht nur ihre Kapazität C1 bzw. C2 sondern auch die jeweils
hiermit in Reihe liegende Selbstinduktivität L1 bzw. L2. Die Reiheninduktivitäten
ändern sich mit der Abstimmung der Kondensatoren und die Induktivitäten sind darüberhinaus
noch frequenzabhängig, so daß die Reiheninduktivität der Kondensatoren bei der zweiten
Harmonischen des Resonators 3 wesentlich verschieden von dem Wert der Induktivitäten
bei der Grundfrequenz ist. Die Kondensatoren 5 und 6 sind so eingestellt, daß für
die Grundfrequenz f0 die Impedanz der Belastung an der Klemme 26, wie sie von dem
Resonator 21 angekoppelt wird, Bo transformiert wird, daß an den Klemmen der Ounn-Dioae
14 nicht weniger als die konJugiert komplexe Impedanz der Gunn-Diode bei der Frequenz
fg erscheint. Die Abstimmung ist sodann so, daß für die Grundfrequenz f0 ein Nullspannungspunkt
in einer Nullebene 4 in der Nähe der Lage
der Gunn-Diode 14 erzeugt
wird, die im allgemeinen in der Mitte der Länge des Resonators 3 angeordnet ist.
Darüberhinaus sind die Kondensatoren 5 und 6 so eingestellt, daß eine der Nullspannungen
der zweiten Harmonischen 2f0, wie es durch die gestrichelten Linien in dem Spannungsdiagramm
unter der Fig. 2 dargestellt ist, in die Nähe der Querebene der Gunn-Diode 14 gebracht
wird.
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Die Frequenz 2fo wird nicht an die äußere Belastung ausgekoppelt,
und der beste Wirkungsgrad und die stabilste Arbeitßweise werden dann erhalten,
wenn die Kreisverluste für die Frequenz der zweiten Harmonischen möglichst klein
gemacht werden.
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Die Spannungsamplitude der zweiten Harmonischen muß ausreichend groß
genug sein, um diese so mit der Spannung der Grundwelle zu kombinieren, daß das
gesamte elektrische Feld an den Klemmen der Gunn-Diode 14 während einer ersten Halbperiode
gut über dem Schwellenwert Vt und sodann etwas unter dem Schwellenwert liegt, um
eine Domänenauebildung während einer zweiten Halbperiode der Grundfrequenz zu verzögern.
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Durch einen derartigen Betrieb wird erreicht, daß der Strom in der
Diode 14 annähernd eine Rechteckwelle mit der Frequenz der Grundwelle bildet, wodurch
sich eine wirksame Umwandlung von Gleichspannungsleistung in Hochfrequensleistung
ergibt. Wenn die Spannung unter die Schwellwertspannung absinkt, geht Leistung in
dem positiven Widerstand der Diode 14 verloren, weshalb harmonische Frequenzen dazu
verwandt werden, den negativen Teil des Hochfrequensspgnnungezyklus zu verringern,
um dadurch den Wirkungsgrad zu vergrößeren.
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Bei einer Gunn-Diode, die durch eine Gleichpannung leicht über die
Schwellwertepannung vorgespannt iet, sollte die
Spannung der zweiten
Harmonischen an der Diode halb so groß wie die Spannung der Grundwellenlänge an
der Diode sein, so daß sich bei einer Vereinigung der Spannungen eine annähernd
halbe Sinuskurve für die Hochfrequenzspannung ergibt, die an die Diode angelegt
wird. Bei einer Gunn-Diode, die höher vorgespannt ist, etwa bei 3,5 Vt, muß die
Spannung der zweiten Harmonischen an den Klemmen der Diode im Verhältnis zu der
Spannung der Grundfrequenz größer sein, um einen besten Wirkungsgrad zu erzielen.
Der Leistungsgewinn und die Erhöhung des Wirkungsgrades, die sich aus einem Betrieb
bei höherer Spannung ergeben, übersteigen bei weitem die zusätzlichen Leistungsverluste,
die sich aus einem grösseren Spannungeschwung unter die Schwellwertspannung Vt ergeben.
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Die Spannung der zweiten Harmonischen sollte in der Diode unter der
Durchbruchs spannung oder dem Avalanchewert gehalten werden, Jedoch sollte sie genügend
groß sein, so daß sie in der Art zu der Spannung der Grundfrequenz in der Diode
addiert werden kann, daß eine Gesamtwellenform erzeugt wird, die annähernd das Aussehen
einer halben Sinuskurve besitzt.
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Um einen Durchbruch zu verhindern, sollten die Hoohfrequenz spannungen
der Grundfrequenz und der zweiten Harmonischen, wenn sie der Vorspannung überlagert
werden, eine Gesamtepannung erreichen, die niedriger als die Avalanohespannung ist.
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Aufgrund der Spannung der zweiten Harmonischen wird der Umwandlungswirkungsgrad
im L-Band des Oszillators typische weise von annähernd 6 s auf 15 X verbessert.
Im einzelnen wurde eine Diode aus einem einzigen Gallium-Arsenid-Plät.thohen, das
quadratisch mit einer Kantenlänge von 1,27 mm geschnitten war, wobei die Diode in
einem auf einem Raumeffekt beruhenden Laufzeitmodus arbeitete, bei der Peak-ei-Leitung
von 240 Watt bei einem Tastverhältnis von 1 X mit einem
Umwandlungswirkungsgrad
von 15 % bei der L-Bandfrequenz von 1090 MHz betrieben. Dies wurde mit einer Vorspannung
von 3,5 Vt erreicht, was annähernd 60 Volt entspricht, Es können höhere Wirkungegrade
dadurch erreicht werden, daß die Gleich spannungsvorspannung auf höhere Vielfache
von Vt, wie etwa z.B. auf 5 Vt, erhöht wird, wenn GaAs-Dioden von bester Qualität
verwandt werden.
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Um eine Nullspannung für die zweite Harmonische in die Nähe der Mittellage
der Diode 14 zu verlegen, während gleichzeitig eine Nullspannung für die Grundfrequenz
in der Nähe der Diode 14 erhalten wird, muß einer der Kondensatoren 5 oder 6 ein
wesentlich größeres Produkt aus Kapazität und Selbstinduktivität aufweisen als der
andere Kondensator.
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Bei den in Fig, 2 dargestellten Fällen der Hochfrequenzpotentiale
wurde der Kondensator 5 eine beträchtlich größere Kapazität C1 als der Kondensator
6 aufweisen. Zusätzlich würde die Reiheninduktivität L1 beträchtlich größer als
die Reiheninduktivität L2 des zweiten Kondensators 6 sein. Diese induktive und kapazitive
Belastung, die frequenzabhängig ist, wirkt sich so aus, daß das höher belastete
Ende des Resonanzbandleiters 3 derart elektrisch verlängert wird, daß die Nullepannungen
gegen das belastete Ende der Leitung hin verschoben werden, was durch die ausgezogene
und die gestrichelt gezeichnete Linie der Fig. 2 angedeutet ist. Aufgrund der Prequenzabhängigkeit
der Blindlast kann man durch geeignete Einstellung die Nuilspannungen sowohl der
Grundresonanzwelle als auch der zweiten Harmonischen in die Nähe der Diode 14 verlegen.
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Ein zweiter Halbweilenlängenabschnitt der Resonanzieitung 21 ist in
dem Gehäuse 2 entlang einer dieser Leitung gegenüberliegenden Innenwand 22 angeordnet,
Diese zweite Resonanzleitung 21 bildet einet Ausgangu rssonanakreis, und dieser
Kreis
ist im wesentlichen wie die erste Halbwellenresonanzleitung 3 aufgebaut und mit
dieser elektromagnetisch gekoppelt. Zwei punktförmige Trimmer-Kondensatoren 23 und
24 sind im Nebenschluß mit den Enden der Resonansleitung 21 verbunden, um den inneren
streifenförmigen Leiter 25, der etwa aus silberplattiertem tupfer besteht, im Abstand
von der geerdeten Fläche des Gliedes 22 zu halten.
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Das geerdete Glied 22 ist in einem ausreichenden Abstand von dem inneren
streifenförmigen Leiter 25 angeordnet, so daß die charakteristische Impedanz des
Bandleiters 25 annähernd im Bereich von 100 bis 50 Ohm liegt. Eine koaxiale Ausgangsleitung
26 ist über das Gehäuse 2 angekoppelt. Der innere Leiter 27 der koaxialen Leitung
26 ist durch das Gehäuse geführt und steht mit dem streifenförmigen Leiter 25 der
Leitung 21 an einem Punkt in elektrischem Kontakt, der im wesentlichen in der Mitte
der Länge dieses Leiters liegt. Der Kondensator 23 weist eine veränderliche Kapazität
C3 und eine veränderliche Induktivität L3 (s. Fig. 2) auf, wobei diese Induktivität
gleichfalls eine Funktion der Frequenz ist.
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In ähnlicher Weise besitzt der Kondensator 24 eine veränderliche Kapazität
C4 und eine veränderliche Induktivität L4, wobei diese Induktivität von der Frequenz
abhängig ist. Die Kondensatoren 23 und 24 sind so abgestimmt , daß die Resaanz der
Leitung 21 bei dem Grundmodus der ersten Leitung 3 und somit bei der Betriebafrequena
des Oszillators 1 liegt.
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Die Kondensatoren 23 und 24 sind jedoch so abgestimmt, daß die zweite
Harmonische des zweiten Resonator 21 gegen die zweite Harmonische des ersten Resonators
3 verstint ist.
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Auf diese Weise wird das Bignal der zweiten Harmonischen, das in dem
ersten Resonator 3 erzeugt wird, nicht an den zweiten Resonator 21 gekoppelt, so
daß es nicht an die Belastung ausgekoppelt wird. Im einselnen sind die Kondensatoren
23 und 24 so abgestimmt, daß die zweite Harmonische in Ocm ßweiten
Resonator
21 ausreichend verstimmt ist, so daß die an die Belastung ausgekoppelte zweite Harmonische
um mehr als 20 db in Bezug auf das ausgekoppelte Signal der Grundfrequenz verringert
ist, Obgleich bei dem Oszillator, wie er oben beschrieben wurde, lediglich eine
einzige, einen Gunn-Effekt aufweisende Diode 14 verwandt wurde, so ist dies dennoch
keineswegs erforderlich, und in der Tat kann eine wesentlich größere Ausgangsleistung
dadurch erhalten werden, daß mehrere solcher Dioden parallel zueinander über die
Breite der Ubertragungsleitung 9 zwischen die innere Kante des Belastungssteges
15 und die innere Oberfläche der geerdeten Ebene 8 geschaltet werden.
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Gemäß einer vorzugsweisen Ausführungsform sind die Gunn-Effektdioden
so dimensioniert, daß sie bei einem Laufzeitmodus eine Betriebsfrequenz aufweisen,
die innerhalb + oder - 30 % der Betriebsfrequenz des Oszillators 1 liegt. In dieser
Schaltung können dünne Dioden, die Laufzeitmodusfrequenzen besitzen, die bis zu
vier mal so groß wie die Oszillatorfrequenz sind, mit hohen Wirkungsgraden betrieben
werden, jedoch ist eine solche Arbeitsweise durch eine unerwünschte zufällige Verzögerung
für die Anfangszeit der Grundschwingung nach der Anlegung jedes Vorspannungsimpulses
begleitet.