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Die Erfindung betrifft eine einstufige Konverterschaltungs- anordnung mit einem seriell zum Ausgang angeordneten Linearregler. Insbesondere betrifft die Erfindung eine einstufige Konverterschaltungsanordnung zum Betrieb von LEDs als Last, die eine verbesserte Effizienz des in Serie zur Last geschalteten Linearreglers aufweist.
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Einstufige Konverterschaltungen für den Betrieb von Leuchtmitteln, wie beispielsweise Leuchtdioden (LEDs) als Last sind bekannt. Solchen Konverterschaltungen wird eine gleichgerichtete Netzwechselspannung UAC zugeführt. Die einstufige Konverterschaltung, beispielsweise ein Aufwärtswandler, speist einen Speicherkondensator. Die über den Speicherkondensator abfallende Spannung stellt an einem Lastausgang der Konverterschaltung eine Ausgangspannung ULED zum Treiben eines Laststroms ILED zu Verfügung.
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Dabei tritt am Lastausgang der Konverterschaltung eine zusätzliche Rippelspannung auf, die synchron zur gleichgerichteten Netzeingangsspannung ist. Um zu vermeiden, dass die zusätzliche Rippelspannung auf der Ausgangsspannung eine entsprechende Fluktuation der abgegebenen Lichtleistung einer LED als Last verursacht, können zusätzliche schaltungstechnische Maßnahmen ergriffen werde. Neben einer Vergrößerung der Kapazität des Speicherkondensators ist es bekannt, einen Linearregler in Serie zu dem Ausgang, also der LED, zu schalten.
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Ein Linearregler in Serie am Ausgang der Konverterschaltung ist zwar geeignet, eine unerwünschte Rippelspannung zu unterdrücken, bedeutet jedoch auch eine zusätzliche Verlustleistung der so modifizierten Konverterschaltung aufgrund der über den Linearregler abfallenden Spannung UREG .
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Die Offenlegungsschrift
DE 100 40 154 A1 schlägt vor, einer Vergleichsschaltung die an den Leuchtdioden abfallende Ausgangsspannung und eine Ausgangsspannung einer Spannungsquelle zuzuführen. Eine von der Vergleichsschaltung angesteuerte Steuerschaltung führt die Ausgangsspannung der Spannungsquelle bis auf eine geringe Differenz an die an den Leuchtdioden abfallende Spannung heran und verbessert damit die Effizienz der Erzeugung eines Stroms für die Leuchtdioden. Allerdings erfasst die vorgeschlagene Maßnahme nach
DE 100 40 154 A1 nicht unmittelbar den Spannungsabfall an dem Linearregler, sondern lediglich eine Spannungsdifferenz zwischen der Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle und der Ausgangsspannung
ULED für die LED.
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Es stellt sich daher die technische Aufgabe, eine verbesserte Konverterschaltungsanordnung mit einer unterdrückten Rippelspannung auf einem Lastausgang bei gleichzeitig hoher Effizienz der Konverterschaltungsanordnung bereitzustellen.
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Die Konverterschaltungsanordnung nach unabhängigem Anspruch 1 löst die technische Aufgabenstellung. In den Unteransprüchen werden vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Konverterschaltungsanordnung gezeigt.
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Eine erfindungsgemäße Konverterschaltungsanordnung weist einen Schalter und einen Linearregler auf. Der Linearregler ist in Serie zu einem Lastausgang der Konverterschaltungsanordnung angeordnet. Die Konverterschaltungsanordnung umfasst weiter eine Reglerschaltung, die den Schalter auf Basis einer Differenz aus einem unmittelbar erfassten Spannungsabfall über den Linearregler und einem Sollwert für den Spannungsabfall ansteuert.
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Das erfindungsgemäße Vorgehen bezieht einen unmittelbar (direkt) ermittelten Spannungsabfall über den Linearregler gegenüber Massepotential für eine Regelung der Ansteuerung des Schalters heran.
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Eine besonders bevorzugte Konverterschaltungsanordnung zeichnet sich dadurch aus, dass die Konverterschaltungsanordnung eine Erfassungsschaltung aufweist, die eingerichtet ist, Nulldurchgänge einer eingangsseitigen Netzspannung der Konverterschaltungsanordnung zu erfassen. Ein Steuerschaltkreis der Konverterschaltungsanordnung ist eingerichtet, einen Sollwert für eine ausgangseitige Lastspannung der Konverterschaltungsanordnung auf Basis der erfassten Nulldurchgänge zu verändern.
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Ausgehend von der Erfassung der Nulldurchgänge der Netzspannung UAC werden in einfacher Weise minimale Werte des Spannungsabfalls über den Linearregler bestimmbar. Damit kann die die am Linearregler abfallende Spannung UREG gegenüber dem Stand der Technik entsprechend verringert werden. Die Verlustleistung der einstufigen Konverterschaltungsanordnung wird gegenüber der bekannten Anordnung entsprechend vermindert.
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Eine vorteilhafte Konverterschaltungsanordnung umfasst nach einer Ausführung ein Abtast-Halte-Glied. Das Abtast-Halteglied ist ausgelegt, einen Wert des Spannungsabfalls über den Linearregler zu erfassen. Ein Zeitschaltkreis der Konverterschaltungsanordnung ist dafür ausgelegt ist, auf Basis der erfassten Nulldurchgänge das Abtast-Halte-Glied anzusteuern.
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Die Ansteuerung des Abtast-Halte-Glieds mittels des Zeitschaltkreises verbessert die Regelschleife weiter, da somit immer ausgehend von einem Minimalwert der Netzspannung ein Abtastwert der Spannung UREG über den Linearregler genommen wird, der den minimalen Wert des Spannungsabfalls UREG_min über den Linearregler darstellt. Es wird also nicht konstant die Differenz zum aktuellen Wert der Netzspannung bzw. der Rippelspannung nachgeregelt, sondern in gegenüber dem Stand der Technik verbesserter Form die Differenz zwischen einem Minimum der Rippelspannung und der Ausgangsspannungsspannung konstant geregelt. Das Geschwindigkeitsverhalten des Regelkreises wird damit ebenfalls verbessert.
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Es ist insbesondere vorteilhaft, wenn das Abtast-Halte-Glied und/oder der Zeitschaltkreis und/oder der der Steuerschaltkreis in einem Mikrokontroller-Schaltkreis integriert ausgeführt sind.
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Die genannten Schaltkreise und ihre Funktionen lassen sich somit in technisch einfacher Weise mittels eines integrierten Schaltkreises, insbesondere eines Mikrokontrollers realisieren, zumal ein Mikrokontroller in vielen Anwendungen der Erfindung zu Steuerungszwecken bereits vorgesehen ist.
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Eine Ausführung der Konverterschaltungsanordnung umfasst als Konverterschaltungsanordnung einen einstufigen Konverter, insbesondere einen einstufigen Konverter zum Betrieb eines LED-Moduls mit zumindest einer LED.
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Die Erfindung ist insbesondere für einstufige Konverterschaltungen mit ihrem topologiebedingten Rippelspannungsanteil auf der Konverterausgangsspannung UOUT bzw. einem Rippelstromanteil des Laststroms ILED vorteilhaft einzusetzen, um entsprechend qualitativ verbesserte Ausgangsgrößen UOUT und ILED zu erreichen. Beispielsweise kann so das Flackern von mittels einstufiger Konverterschaltungen betriebenen LEDs wirksam vermindert bzw. unterdrückt werden.
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Eine Ausführung der Konverterschaltungsanordnung umfasst einen Aufwärtswandler (engl. Boost-Converter), Tiefsetzsteller (engl. Buck-Converter), Inverswandler (engl. Buck-Boost-Converter), isolierten Sperrwandler (engl. Flyback-Converter) oder eine andere Schaltreglertopologie.
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Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Figuren gegeben. Dabei zeigt
- 1 einen Überblick über eine Anwendung einer einstufigen Konverteranordnung zum Betrieb von Leuchtmitteln ausgehend von einer Netzwechselspannung,
- 2 eine Darstellung der Spannungen ULED am Ausgang der Konverterschaltungsanordnung und der Spannung UREG über den Linearregler entsprechend einem Ausführungsbeispiel,
- 3 eine Schaltungsanordnung gemäß einer Ausführung der Erfindung für einen Aufwärtswandler, und
- 4A, 4B, 4C, 4D Spannungsverläufe und Signale der Schaltungsanordnung gemäß der Ausführung der Erfindung nach 3.
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In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente. Die Erläuterung gleicher Bezugszeichen in verschiedenen Figuren ist, dort wo für möglich erachtet, im Interesse einer knappen Darstellung und zur Vermeidung von Wiederholungen unterlassen.
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1 gibt einen Überblick über eine Anwendung einer einstufigen Konverterschaltung 1 zum Betrieb von Leuchtmitteln ausgehend von einer Netzwechselspannung UAC .
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Die einstufige Konverterschaltung 1 erhält an ihrem Eingang eine gleichgerichtete Netzspannung UDC . Die gleichgerichtete Netzwechselspannung UDC kann in einem einfachen Fall mittels einer Gleichrichterschaltung 2, beispielsweise einem Brückengleichrichter, aus einer Netzwechselspannung UAC erzeugt werden. Die Netzwechselspannung UAC kann beispielsweise einer speisenden Netzstromversorgung in Form einer Wechselspannung mit einer Netzfrequenz fNetz = 50 Hz entnommen werden. In 1 stellt eine Wechselspannungsquelle 3 die eingangsseitige Netzwechselspannung UAC bereit. Ein lastseitiger Ausgang der Konverterschaltung 1 stellt eine Ausgangsspannung UOUT bereit, die einen Ausgangsstrom IOUT zum Betreiben eines LED-Moduls 4 mit einer oder mehrerer LEDs bereitstellt, wobei der Ausgangsstrom IOUT einem Laststrom ILED in das LED-Modul 4 entspricht.
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Der LED Konverter 1 führt unter anderem eine Leistungsfaktorkorrektur (engl. Power Factor Correction - kurz: PFC) aus. Ausgangsseitig der Konverterschaltung 1 befindet sich ein Speicherkondensator C1, der in dieser schematischen Darstellung nicht dargestellt ist. An seinem Ausgang wird eine Leistung mittels dem pulsierenden Ausgangsstrom IOUT bereitgestellt. Der Ausgangsstrom IOUT schwankt dabei mit einer Frequenz f = 100 Hz, die bei der doppelten Netzfrequenz von z.B. fNetz = 50 Hz liegt. Dieser schwankende Ausgangsstrom IOUT ist zugleich für eine Rippelspannung auf der Ausgangsspannung und einem Rippelstromanteil auf dem Laststrom ILED verantwortlich. Eine einen Rippelastromanteil aufweisende, also schwankende Stromstärke ILED zur Speisung eines LED-Moduls 4 führt zu einer entsprechend schwankenden Lichtabgabe des LED-Moduls 4. Die schwankende Lichtabgabe kann von einem Betrachter als störendes Flackern des Lichts des LED-Moduls 4, im dargestellten Fall mit einer Flackerfrequenz von 100 Hz wahrgenommen werden.
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Das LED-Modul 4 kann über die Darstellung nach 1 hinaus eine Vielzahl von LEDs in Serien und/oder Parallelschaltung enthalten.
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Die in 1 dargestellte Schaltungsanordnung ist lediglich ein einfaches Bespiel, in dem zusätzliche und übliche und erforderliche Funktionen und Elemente wie beispielsweise Netzfilter, Drosselspulen, x- und Y-Kondensatoren, besondere Gleichrichterausbildungen wie Brückengleichrichter, Vollbrücke, Halbrücke oder einzelne Dioden, Glättung einer entstehenden Gleichspannung mittels Glättungskondensator, Schalten einer Gleichspannung („Zerhacken“), Transformieren einer entstandenen Wechselspannung mittels eines Übertragers, Gleichrichten einer Wechselspannung und Siebung einer Gleichspannung lediglich angedeutet oder für eine verbesserte Darstellung weggelassen werden.
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Der in 1 gezeigte Laststrom ILED mit einem Rippelstromanteil kann mittels unterschiedlicher schaltungstechnischer Maßnahmen verbessert werden. Zum einen wäre eine vergrößerte oder zusätzliche Kapazität des Speicherkondensators C1 am Ausgang der Konverterschaltung 1 zur Verringerung des Rippelanteils nützlich. Diese Maßnahme ist mit entsprechend erhöhtem Raumbedarf für die Schaltung und zusätzlichen und/oder höheren Kosten verbunden.
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Gezeigt in
1 ist ein zusätzlicher Linearregler
5 in Serie zu dem LED-Modul
4 am Ausgang der Konverterschaltung
1. Diese Lösung zur Verringerung des Rippelanteils weist gegenüber der Lösung mittels Kondensator einen verringerten Raumbedarf auf, allerdings wird die Verlustleistung der gesamten Konverterschaltungsanordnung dadurch erhöht. Die in dem Linearregler
5 anfallende Verlustleistung beträgt
mit der über den Linearregler
5 abfallenden Spannung
UREG und dem Laststrom
ILED über das LED-Modul
4 und den Linearregler
5. Daher sollte die über den Linearregler
5 abfallende Spannung
UREG (t) möglichst gering gewählt werden, um eine geringe Verlustleistung der Konverterschaltungsanordnung mittels geringer Verluste über den Linearregler
5 zu erreichen.
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In 2 wird dieser Zusammenhang dargestellt. Eine geringe Verlustleistung über den Linearregler 5 ist insbesondere durch einen Spannungsabfall UREG (t) über den Linearregler 5 zu erreichen, der einer minimalen Reglerspannung UREG_min entspricht und abhängig von einem Rippelspannungsanteil der Ausgangsspannung UOUT (t) des einstufigen LED-Konverters (Konverterschaltung) 1 ist. Die Spannung UOUT_avg bezeichnet einen Mittelwert des Rippelspannungsanteils der zeitabhängigen Ausgangsspannung UOUT (t).
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Anhand von 3 wird nun eine Konverterschaltungsanordnung gemäß einer bevorzugten Ausführung der Erfindung für einen Aufwärtswandler erläutert.
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Die einstufige Konverterschaltung 1 der Konverterschaltungs- anordnung erhält an ihrem Eingang eine gleichgerichtete Netzwechselspannung UDC . Die gleichgerichtete Netzwechselspannung UDC wird mittels einer Gleichrichterschaltung 2, hier einem Gleichrichter als Vollbrücke, aus einer Netzwechselspannung UAC erzeugt. Die Netzwechselspannung UAC wird im gezeigten Fall von einer speisenden Netzstromversorgung durch eine Wechselspannungsquelle 3 bereitgestellt.
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Ein lastseitiger Ausgang der Konverterschaltung 1 stellt eine Ausgangsspannung UOUT bereit, die einen Ausgangsstrom IOUT zum Betreiben eines LED-Moduls 4 mit einer oder mehrerer LEDs treibt, wobei der Ausgangsstrom IOUT einem Laststrom ILED für das LED-Modul 4 entspricht. Die einstufige Konverterschaltung 1 weist einen Schalter T1 auf, der hochfrequent getaktet wird. Durch die hochfrequente Taktung des Schalters T1 wird die Induktivität L1 wiederholt auf- und entmagnetisiert. Während der Sperrphase (Ausschaltzeit) des Schalters T1 gibt die Induktivität L1 ihre Magnetisierungsenergie ab und treibt einen Strom durch die Diode D5 in die Kapazität C1 am Ausgang des Konverterschaltung (LED-Konverter) 1 und stellt einen Ausgangsstrom IOUT zum Betreiben eines LED-Moduls 4 bereit. In diesem Beispiel ist die Konverterschaltung 1 als Aufwärtswandler (Boost-Konverter) ausgebildet.
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In der gezeigten Ausführung der Erfindung ist am Eingang des Gleichrichters 2 eine Erfassungsschaltung 6 zur Erfassung der Nulldurchgänge der Netzwechselspannung UAC angeordnet. Im dargestellten Beispiel der Erfassungsschaltung 6 wird dies mittels eines Spannungsteilers umfassend die Widerstände R1, R2 und R3 und einer Verstärkerschaltung mit dem Operationsverstärker OP1 umgesetzt. Am Ausgang der Erfassungsschaltung 6 wird das in 4B gezeigte Nulldurchgangssignal ZCD bereitgestellt, das für jeden Nulldurchgang der Netzwechselspannung UAC für eine kurze vorbestimmte Zeitdauer einen Spannungspegel entsprechend logisch „0“ umfasst, während das Nulldurchgangssignal ZCD sonst einen Spannungspegel entsprechend logische „1“ aufweist.
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Entsprechend der Darstellung in 3 wird das Nulldurchgangssignal ZCD einem Abtast-Halte-Glied 9, das einen Abtastschaltkreis 8 und eine Zeitschaltkreis 10 umfasst, zugeführt.
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Der Zeitschaltkreis 10 ist als programmierbarer Intervallzeitgeber gezeigt (engl. „one shot timer“). Der programmierbare Intervallzeitgeber entspricht einem Zähler, der ein Ausgangssignal erzeugt, wenn er einen vorab festgelegten Zählerstand erreicht. Im Gegensatz zu periodischen programmierbaren Intervallzeitgebern gibt die hier genutzte Ausführung das Ausgangssignal bei Erreichen des eingestellten Zählerstands aus und beendet den Zählvorgang bis zu einem Neustart des programmierbaren Intervallzeitgebers. Programmierbare Intervallzeitgeber werden typischerweise mittels einer Vorgabe eines bestimmten Intervalls programmiert, die festlegt, wie lange der programmierbare Intervallzeitgeber zählt, bis er ein Ausgangssignal erzeugt. Im gezeigten Fall wird der Zeitschaltkreis 10 dazu genutzt, gestartet ausgehend von dem Nulldurchgangssignal ZCD ein um ein vorbestimmtes Zeitintervall verzögertes Ansteuersignal für das Abtast-Halte-Glied 9 zu erzeugen. Insbesondere legt das Ansteuersignal den Zeitpunkt fest, zu dem das Abtast-Halte-Glied 9 die Reglerspannung UREG erfasst und wie lange sie bis zu einem erneuten anschließenden Abtastvorgang den abgetasteten Wert der Reglerspannung UREG als abgetastete minimale Reglerspannung UREG_min am Ausgang des Abtastschaltkreis 8, insbesondere dessen Abtast-Halte-Glied 9, bereitstellt.
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Die abgetastete minimale Reglerspannung UREG_min wird von dem Abtastschaltkreis 9 anschließend einem Steuerschaltkreis 11 zugeführt. In dem Steuerschaltkreis 11 mit dem Komparator COMP 1, dem Schleifenfilter Fi1, sowie den folgenden weiteren Komparatoren COMP2, COMP3 wird anschließend eine Referenzspannung Uout_ref für die Ausgangsspannung UOUT erzeugt. Die Referenzspannung Uout_ref wird mittels eines Komparators COMP3 mit einer über einen Spannungsteiler aus den Widerständen R4, R5 gemessenen Spannung Uout_meas verglichen und die Differenz zur Ansteuerung über einen Spannungsregler 7 zur Ansteuerung des Schalters T1, im gezeigten Fall ein Halbleiterschalter in Form eines Transistors, genutzt.
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Somit wird in einem zusätzlichen Regelkreis die abgetastete minimale Reglerspannung UREG_min auf Null geregelt.
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Das Schleifenfilter Fi1 kann dabei eine proportionale und/oder integrale Filtercharakteristik aufweisen.
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Gemäß der gezeigten Ausführung der Konverterschaltungsanordnung 1 mit Linearregler 5 werden sowohl die Ausgangsspannung Uout(t) geregelt als auch die Reglerspannung Ureg_min(t) gesteuert. Insbesondere die Nutzung des zeitlichen Netzspannungsverlaufs UAC (t) zur präzisen Erfassung der minimalen Spannung der Reglerspannung Ureg_min (t) ermöglicht eine optimierte Steuerung der Reglerspannung Ureg (t) zur Verminderung der Leistungsaufnahme des Linearreglers 5 bei unverändert vorteilhafter Unterdrückung von Rippelanteilen auf der Ausgangsspannung UOUT und dem Laststrom ILED .
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Die Erfassungsschaltung 6 erfasst somit Nulldurchgänge der Netzspannung UAC(t), nutzt die erfassten Nulldurchgänge der Netzspannung UAC (t) zur Taktung einer Abtastschaltung 8 und nachfolgender Teilschaltungen, die einen Sollwert für die Ausgangsspannung UOUT der Konverterschaltungsanordnung 1 synchron zu einer Netzspannung UAC(t) geeignet verändert (moduliert).
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Die über den Linearregler 5 abfallende Reglerspannung UREG(t) wird erfasst und mit einem Sollwert für die, möglichst geringe, Reglerspannung UREG (t) als Reglerdifferenz über einen Regelalgorithmus in eine entsprechende Steuergröße umgesetzt. Die Steuergröße ist dabei in 3 die Taktung, insbesondere die zeitlich veränderliche Taktung („fluktuierende“ Taktung) des Schalters T1 der einstufigen Konverterschaltung 1.
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Die in 3 gezeigte Ausführung der Erfindung ist kostengünstig mittels herkömmlicher integrierter Schaltkreise, zum Beispiel eines Mikrokontrollers, zu realisieren. Dies kann insbesondere die Elemente programmierbarer Intervallzeitgeber 10, Abtast-und Halteglied 9, den mittels des Operationsverstärkers OP1 realisierten Komparator in der Erfassungsschaltung 6, den Spannungsregler 7 und den Reglerschaltkreis 11 für die minimale Reglerspannung UREG_min mit den Komparatoren COMP 1, COMP2, COMP3 und dem Filter Fi1 umfassen.
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Die 4A, 4B, 4C, 4D zeigen Spannungsverläufe und Signale der Schaltungsanordnung gemäß der Ausführung der Erfindung nach 3 mit einer gemeinsamen Zeitbasis t.
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In 4A ist der zeitliche Verlauf der Netzwechselspannung UAC(t) dargestellt.
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In 4B ist mit derselben Zeitbasis ein Detektionssignal ZCD am Ausgang der Erfassungsschaltung 6 dargestellt. Das Detektionssignal ZCD (kurz für engl. Zero Crossing Detection) ist logisch „High“ entsprechend dem logischen Wert 1 und wechselt für einen Zeitpunkt für eine kurze Dauer auf einen Logikpegel „Low“ entsprechend dem logischen Wert 0, wenn die Netzwechselspannung UAC einen Nulldurchgang aufweist.
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In 4C ist mit derselben Zeitbasis ein Ansteuersignal „SAMPLE ADC“ dargestellt, wie es von einem Ausgang des programmierbaren Intervallzeitgebers 10 an einen Steuereingang des Abtast- und Halteglieds 9 gegeben wird. Das Ansteuersignal ist logisch „High“ entsprechend dem logischen Wert 1 und wechselt für den Zeitpunkt für eine vorbestimmte Dauer auf einen Logikpegel ,„Low“ entsprechend dem logischen Wert 0, wenn die Netzwechselspannung UAC einen Nulldurchgang aufweist. Die vorbestimmte Dauer wird dabei durch ein Zählerintervall des programmierbaren Intervallzeitgebers 10 voreingestellt. Das so angesteuerte Abtast- und Halteglied 9 speichert den zum Zeitpunkt einer steigenden Taktflanke des Ansteuersignals „SAMPLE ADC“ den zu diesem Zeitpunkt anliegenden Wert der Spannung UREG über den Linearregler 5 und gibt den gespeicherten Wert an einen Ausgang des Abtast- und Halteglieds 9. Dieser Zusammenhang zwischen dem zeitlichen Verlauf der Spannung UREG (t) 12 über den Linearregler 5 und der Ausgangsspannung UREG_min (t) 13 des Abtast- und Halteglieds 9 ist in 4D gezeigt. Der Abtastzeitpunkt des Abtast- und Halte-Glieds 9 ist um ein geeignet gewähltes Zeitintervall verzögert, so dass die Abtastung für einen lokalen Minimalwert der Reglerspannung UREG(t) 12 erfolgt. Der abgetastete Wert der Ausgangsspannung UREG_min(t) 13 wird anschließend bis zu einer erneuten Abtastung gehalten.
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Die in 4 dargestellte Implementierung zur Ermittlung der minimalen Reglerspannung UREG_min stellt lediglich eine von mehreren Möglichkeiten dar, die für die Implementierung der Erfindung möglich sind.
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Die Darstellung der Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels erfolgte mit Schwerpunkt auf eine Schaltungsanordnung für Beleuchtungszwecke und in Aufwärtswandlertopologie. Das erfindungsgemäße Vorgehen und die einzelnen Merkmale sind ebenso für andere Wandleranordnungen und Schaltnetzteile (engl. Switched Mode Power Supply - kurz: SMPS), insbesondere auch Sperrwandler anwendbar und entsprechend zu kombinieren. Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Schutzansprüche definiert.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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