DE20121788U1 - Halbleiterbauelement zur direkten Gateansteuerung und Überwachung von Leistungsschaltern - Google Patents

Halbleiterbauelement zur direkten Gateansteuerung und Überwachung von Leistungsschaltern Download PDF

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Abstract

Halbleiterbauelement zur Ansteuerung von Leistungshalbleiterschaltern, vorzugsweise MOSFET oder IGBT, in Umrichtern der Leistungsklasse dadurch gekennzeichnet, dass die Funktionen
– Eingangsinterface mit Schmitt-Trigger (12a)
– Impulsflankenspeicher (12b)
– Pegelwandlung mehrfach (13, 14)
– spannungsüberwachte Inbetriebnahme (Power on Reset-POR) (15)
– Treiberlogik (16)
– Gatetreiber für Einschalten des IGBT (17)
– Gatetreiber für Ausschalten des IGBT (18)
– Gatetreiber für „sanftes" (langsames) Ausschalten des IGBT (18) im Kurzschluß- oder Überlastfall
– interne Betriebsspannungs- und Referenzspannungserzeugung (19) und – überwachung (20)
– Kurzschlußüberwachung des IGBT durch dynamische Kollektor-Emitter-Spannungsdetektierung (21)
– Fehlererfassung/Speicherung (22) und Treiberstufe für Übertragung des Fehlers auf die Primärseite (23) für einen Leistungshalbleiterschalter monolithisch integriert sind.

Description

  • Die Erfindung beschreibt ein Halbleiterbauelement mit Schnittstellenfunktionen zwischen dem Kontroller und den Leistungsbauelementen von Leistungsumrichtern, geeignet zum Ansteuern von Halbleiterbauelementen, insbesondere zur Ansteuerung von IGBT- und MOSFET-Leistungsschaltern nach den Merkmalen des Oberbegriffes des Anspruches 1.
  • Hybride Ansteuerschaltungen sind aus dem Stand der Technik bekannt. Im „Applikationsbuch IGBT- und MOSFET- Leistungsmodule" (ISBN 3-932633-24-5) sowie im Katalog '99 der SEMIKRON Elektronik GmbH werden derartige Schaltungsanordnungen zur Ansteuerung von Halbleiterleistungsschaltern beschrieben. Zur Erläuterung der Ansteuerproblematik werden nachfolgend Blockschaltbilder herangezogen.
  • 1 stellt den prinzipiellen Aufbau eines leistungselektronischen Systems zur Ansteuerung von Hochspannungs-IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistoren) nach dem Stand der Technik dar.
  • Das leistungselektronische System besteht im Einzelnen aus:
    • – einem Kontroller (1) mit z.B. Mikroprozessor, Speicher und A/D- bzw. D/A-Wandlereinheit,
    • – einer Steuerschaltung (2) mit Digital-, Analog- und Leistungskomponenten zur Signalaufbereitung sowie Stromversorgung und Fehlerverarbeitung,
    • – einer Potentialtrennung (3) zwischen Nieder- und Hochspannungsseite,
    • – der Treiberschaltung (4) mit Stromversorgung, Gatetreiber und Überwachung,
    • – dem Spannungszwischenkreis (5),
    • – den Leistungsschaltern (6),
    • – einem Verbraucher (7) und
    • - Sensoren mit Auswerteschaltungen (8).
  • Zur Darstellung der Verbindung zu den Leistungshalbleiterschaltern sind ausschnittsweise aus einer Umrichterschaltung zwei IGBTs einer Halbbrücke, der Spannungszwischenkreis des Umrichters und der Verbraucher (hier symbolisiert durch einen Motor) gezeichnet.
  • Sensoren für alle relevanten Betriebsdaten mit möglichen Auswerteschaltungen, mit denen Zustandsgrößen des Verbrauchers und der Leistungsschalter (z.B. Drehzahl, Lage, Drehmoment bzw. Temperatur, Spannung, Strom und Kurzschluss) erfaßt werden und an die Steuerschaltung oder den Kontroller weitergeleitet werden, liefern die kompatiblen Daten für die Zustandsgrößenerfassung des in Betrieb befindlichen Umrichters.
  • Für Niederspannungsanwendungen (z.B. Batterieanwendungen, Automobilanwendungen mit Zwischenkreisspannungen kleiner 100V) existieren heutzutage Halbleitertechnologien, die eine weitgehende monolithische Integration von Kontroller, Steuer- und Treiberschaltung sowie Potentialtrennung und Zustandsgrößenerfassung möglich machen. Bei höheren Zwischenkreisspannungen wird die Integration der Potentialtrennung (bzw. Pegelwandlerstufe) wegen der Isolationsprobleme immer schwieriger. Lösungen für die Integration von Pegelwandlerstufen bis 600V und neuerdings auch bis 1200V gehören zum Stand der Technik, sie sind bei International Rectifier (Data Sheet IR2130, IR2235) beschrieben. Die Vorteile dieser Lösungen liegen in dem hohe Integrationsgrad und den dadurch bedingten niedrigen Kosten. Nachteilig sind der eingeschränkte Spannungsbereich und die begrenzte Treiberleistung, die mit zunehmender Spannungsfestigkeit abnimmt, sowie die Störempfindlichkeit unter rauher elektromagnetischer Umgebung.
  • Die begrenzten Einsatzmöglichkeiten, die mit der erforderlichen Bootstrap-Stromversorgung zusammenhängen, und die nicht vorhandene echte galvanische Trennung sind beim Stand der Technik sehr nachteilig. Für mittlere und hohe Leistungen sind deshalb auch hier zusätzliche Optokoppler oder Übertrager und Nachverstärker notwendig.
  • Eine monolithische integrierte Potentialtrennung ist nur durch dielektrische Isolationstechnologien, wie z.B. Hilfsträgertechnologie, wie sie von C.Y. Lu (IEEE Trans. On E.D., ED 35 (1998), S.230-239) beschrieben wird, Waferbonden mit Trenchisolation nach K.G. Oppermann & M. Stoisiek (ISPSD 1996, Proc. S.239-242) bzw. durch die SIMOX-Technologie nach Vogt et al. (ISPSD 1997, Proc. S.317-320) möglich. Diese Technologien sind wegen der realisierbaren Oxiddicken von kleiner 2μm auf Isolationsspannungen kleiner als 1200V (meist 600V) begrenzt und außerdem sehr kostenintensiv.
  • In der Praxis werden für Spannungen größer als 100V diskrete Optokoppler oder Übertrager zur Potentialtrennung zwischen Nieder- und Hochspannungsseite verwendet. Der Vorteil von Übertragern gegenüber Optokopplern ist der bidirektionale Datenfluß für Steuersignale bzw. Fehlersignale. Außerdem ist nur mit ihnen eine potentialfreie Leistungsübertragung für die Stromversorgung der Hochspannungsseite möglich.
  • Werden diskrete Optokoppler oder Übertrager verwendet, so sind separate, diskrete oder integrierte Schaltungen sowohl auf der Nieder- als auch auf der Hochspannungsseite notwendig. In bestimmten Fällen (z.B. kleinen Leistungen, wenige Analogfunktionen) ist eine monolithische Integration der Funktionen der Niederspannungsseite mit dem Kontroller möglich.
  • Eine andere Möglichkeit nach dem Stand der Technik ist die hybride Integration von Optokopplerbausteinen mit integriertem Schaltkreis mit Treiber- und Überwachungsfunktionen (auf der Hochspannungsseite) in einem speziellen Gehäuse (Hewlett Packard Data Sheet HCPL-316/, 12/97). Hierbei wird eine hohe Funktionsintegration für hohe Spannungen (von 600V bis 1200V) sowie mittlere und hohe Leistungen realisiert.
  • Lediglich die Hochspannungsdiode zur Überwachung der Spannung zwischen Kollektor und Emitter (VCE) wegen eines möglichen Kurzschlusses am IGBT, die Stromversorgung für die Hochspannungsseite und einige schwer integrierbare passive Komponenten bzw. Bauelemente für optionale Funktionen müssen in der Treiberschaltung diskret ergänzt werden.
  • Bei hybriden IGBT- Ansteuerschaltkreisen mit galvanischer Trennung der Primärseite von der Sekundärseite mittels Optokopplern wird ein schneller Koppler für den Signalweg benutzt und ein meist langsamer zweiter für die Fehlerrückmeldung.
  • Für die VCE- und Versorgungsspannungsüberwachung auf der Hochspannungsseite (Sekundärseite) existieren bereits integrierte Bausteine (Motorola Data Sheet MC 33 153). Die sekundärseitige potentialfreie Spannungsversorgung wird wegen des höheren Leistungsbedarfes mit einem DC/DC-Wandler realisiert. Die Stabilisierung der Versorgungsspannung erfolgt üblicherweise über eine Längsreglerschaltung. Bei der Spannungsversorgung der Sekundärseite mit einem DC/DC-Wandler können die drei BOTTOM-Schalter einer Drehstromhalbbrückenschaltung im allgemeinen zu einer Spannungsversorgung zusammengefasst werden.
  • Die Funktionen der Niederspannungsseite (wie z.B. Signalaufbereitung, Fehlerverarbeitung, Stromversorgung) werden nach dem Stand der Technik durch diskrete Bauelemente realisiert oder insbesondere die digitalen Funktionen vom Kontroller übernommen.
  • In der DE 198 51 186 wird ein Schaltkreis vorgestellt, bei dem alle Funktionen der Primärseite zur Ansteuerung, Überwachung und Stromversorgung von Leistungsbauelementen (MOSFET oder IGBT) in einer Drei-Phasen-Brückenschaltung für einen mittleren Leistungsbereich realisiert wird. Diese integrierte Schaltung muß dabei sämtliche Schnittstellen-Funktionen zwischen dem Kontroller sowie den sechs Treibern und den IGBT-Schaltern der Hochspannungsseite erfüllen. Für die Potentialtrennung zur Sekundärseite (Hochspannungsseite) werden Optokoppler (für Ansteuersignale) nach dem Stand der Technik verwendet und für die sekundärseitigen Treiber- und Überwachungsfunktionen jeweils eine Schaltung pro Leistungsschalter eingesetzt.
  • In der DE 100 14 269.9 wird ein Schaltkreis vorgestellt, bei dem die Pegelwandlung sowie die Treiber- und die Überwachungsfunktionen der 3 BOTTOM-Schalter der jeweiligen drei IGBT-Halbbrücken sowie eines zusätzlich siebten Schalters zusammengefaßt werden, so dass ein monolithisch integrierter Vierfach- Gatetreiber- IC entsteht. Dieser Treiber-IC für 4 Halbleiterschalter liegt auf dem selben Potential, wie der primärseitige Ansteuer-IC und der Kontroller. Ein gemeinsames Potential der BOTTOM-Schalter mit der Ansteuerung und dem Kontroller ist nur unter der Voraussetzung möglich, dass die durch parasitäre Effekte verursachten Störspannungen im System relativ klein sind. Dies ist bei Leistungsteilen für kleinere und mittlere Leistungen (Spannung bis zu 1200V, Strom kleiner 150 A pro Schalter) und sehr kompakt aufgebauten Drei-Phasen-Brückenschaltungs-Modulen gegeben, bei denen die internen Induktivitäten und Widerstände konstruktiv sehr klein gehalten werden können. Die separaten Treiberstufen der 3 TOP-Schalter der jeweiligen drei Halbbrücken können je nach Schaltzustand auf positiver Zwischenkreisspannung +DC (z.B. 300V ... 1200V) liegen. Sie müssen aus Isolationsgründen potentialmäßig getrennt werden (z.B. mittels Optokopplern).
  • Die vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, ein monolithisch integriertes Halbleiterbau-element für eine direkte Gateansteuerung und Überwachung von einem Halbleiterschalter innerhalb eines Umrichters vorzustellen.
  • Diese Aufgabe wird durch die Maßnahmen des kennzeichnenden Teiles des Anspruchs 1 gelöst, vorteilhafte Ausführungsvarianten sind in nachgeordneten Ansprüchen aufgezeigt.
  • Am Beispiel einer Drei-Phasen-Brückenschaltung (2), wird das erfinderische Halbleiterbauelement erläutert. Dieses stellt einen Einfach-Gatetreiber- IC (11) mit Eingangsinterface, Pegelwandlung sowie Treiber- und Überwachungsfunktionen dar, welches für die Ansteuerung der TOP- und BOTTOM-Schalter universell eingesetzt werden kann. Die separaten Treiberstufen der beispielhaft 6 Schalter können auf maximal positiver Zwischenkreisspannung +DC (z.B. 300V ...1700V) liegen.
  • Sie müssen aus Isolationsgründen potentialmäßig getrennt werden, z.B. mittels Übertragern (3). Das Ansteuersystem in 2 umfasst weiterhin einen Kontroller (1) und eine primärseitige Ansteuerschaltung (10).
  • Die erfinderische Lösung des Einfach-Gatetreiber-ICs wird auf der Grundlage eines detaillierten Blockschaltbildes in 3 erläutert, welches die wichtigsten Schaltungsteile, Funktionen, Verbindungen sowie Ein- und Ausgänge des Halbleiterbauelements enthält.
  • Beispielhaft wird ein Halbleiterbauelement vorgestellt, das in einer CMOS- Hochspannungstechnologie realisiert worden ist, bei der die folgenden IGBT-Gatetreiberfiinktionen implementiert sind:
    • – Eingangsinterface mit Schmitt-Trigger (12a)
    • – Impulsflankenspeicher (12b)
    • – Pegelwandlung mehrfach (13,14)
    • – Inbetriebnahmelogik (spannungsgesteuerter Power on Reset – POR) (15)
    • – Treiberlogik (16)
    • – Gatetreiber für Einschalten des IGBT (17)
    • – Gatetreiber für Ausschalten des IGBT (18)
    • – Gatetreiber für „sanftes" (langsames) Ausschalten des IGBT (18)
    • – interne Betriebsspannungs- und Referenzspannungserzeugung (19) und -überwachung (20)
    • – Kurzschlußüberwachung des IGBT durch dynamische Kollektor-Emitter-Spannungsdetektierung (21)
    • – Fehlererfassung/Speicherung (22) und Treiber für Übertragung des Fehlers auf die Primärseite (23).
  • Die einzelnen Ein- und Ausgänge haben folgende Bedeutung:
    • VD
    Betriebsspannung zum Einschalten der IGBT, in der Regel 15V
    VCC2
    Betriebsspannung 15V (für Logik)
    VE
    Emitterpotential des IGBT
    GND
    IC-internes Bezugspotential
    VD
    Betriebsspannung zum Abschalten des IGBT, variabel zwischen 0V....–15V
    VREF
    Anschluss zum Abblocken des internen Referenzpotentials für die Sättigungsspannungsüberwachung
    REFIN
    Eingang für externe Referenzspannung
    ERROR
    Ausgang Fehlerspeicher
    IFS
    Impulsflankenspeicher
    IN
    Ansteuereingang mit Schmitt – Trigger – Charakteristik
    CPOR
    Einstellung Power – On – Reset, Abblockung interne Versorgungsspannung
    INV
    Eingang zur Inventierung der Treiberausgänge RGON und RGOFF
    RCCE
    Einstellung der dynamischen Sättigungsspannungsüberwachung
    DESAT
    Eingang dynamische Sättigungsspannungsüberwachung
    RGON
    Ausgang Treiber Rgon
    RGOFF
    Ausgang Treiber Rgoff
  • Der Funktionsumfang des Einfach- Gatetreiber – IC orientiert sich an einer universellen Einsetzbarkeit in IGBT- und MOSFET- Treibern unterschiedlichster Spannungs-(SOV ... 1700V) und Leistungsklassen. Durch Auswahl der Größe und Leistungsfähigkeit der integrierten Gatetreiberstufen können IGBT von wenigen Ampere bis einige hundert Ampere angesteuert werden. Für noch höhere Leistungen können externe Leistungs-MOSFET an den getrennten Ausgängen für das Einschalten RGON und das Ausschalten RGOFF nachgeschaltet werden. In diesem Betriebsfall werden die Ausgangssignale an RGON und RGOFF über den Steuereingang INV invertiert.
  • Für das Abschalten der Leistungshalbleiter ist eine frei wählbare negative Abschaltspannung VD- im Bereich von 0V bis –15V verwendbar.
  • Eingangsseitig sind Schaltungen integriert, die eine direkte Impulsübertragerankopplung als auch den Einsatz von Optokopplern bzw. Lichtwellenleitern für die echte Potentialtrennung ermöglichen.
  • Betriebsspannungsversorgung
  • Die integrierte Schaltung verwendet zum Betrieb 3 Versorgungsspannungen und 1 Referenzspannung. Extern zur Verfügung gestellt werden müssen die Versorgungsspannungen VD+ (z.B. +15V) und VD- (z.B. –15V) (bezogen auf VE -1 Emitterpotential des IGBT). Beide Anschlüsse sind direkt mit den IC-internen ON- und OFF- Treiberstufen verbunden.
  • Das Potential am Anschluss VCC2 sollte mit dem des Anschlusses VD+ identisch sein, ebenso das Potential des Anschlusses GND mit dem des Anschlusses VD-. Die separate Herausführung von VCC2 und GND dient der Entkopplung der IC-internen analogen und digitalen Schaltungskomponenten von den Treiberstufen.
  • VDD/VREF – Generierung (19)
  • Die Betriebsspannung zur Versorgung der IC-internen Logikkomponenten wird im ASIC aus den Potentialen von VCC2 und GND generiert und wird am Anschluss CPOR mit einem Kondensator gestützt. Sie beträgt beispielhaft +5V über GND bzw. VD-.
  • Die für die VCE -Erfassung notwendige Spannungsreferenz (+10V) wird intern generiert und kann am Anschuuß VREF durch einen Kondensator stabilisiert werden. Optional kann am Anschuuß REFIN eine andere oder genauere externe Referenz (bezogen auf das Potential des Anschlusses VE) angeschlossen werden.
  • Der Signalweg der integrierten Schaltung besteht aus den Komponenten Eingangsinterface (12a), Impulsflankenspeicher (12b), Treiberlogik (16), Pegelwandlung (13,14) und Treiberstufen (17,18).
  • Eingangsinterface (12a, 12b)
  • Das Eingangsinterface IN ist ein CMOS- und TTL-kompatibler Eingang mit Schmitt- Trigger-Charakteristik für den Einsatz von Optokopplern bzw. Lichtwellenleitern. Zur Verbesserung der Störsicherheit werden Kurzimpulse unterdrückt.
  • Mittels einer externen Verbindung des Einganges IN mit dem Ausgang IFS wird das Eingangsinterface zum Impulsflankenspeicher (12b). Über einen externen Serienwiderstand kann ein Impulsübertrager direkt an das ASIC angeschlossen werden. Zielstellung für die Dimensionierung des Impulsflankenspeichers ist das Erreichen einer Schalthysterese von mindestens 20V (+10V für die Einschaltimpulse und –10V für die Impulse zum Ausschalten des IGBT; Bezugspotential ist GND).
  • Treiberlogik (16), Pegelwandler (13,14)
  • Die Treiberlogik (16) stellt die logische Verknüpfung des Eingangssignals mit dem ehlerspeicher her und sichert das eigenständige Abschalten des IGBT nach erkanntem Fehler Kurzschluß, UB-Fehler), ohne das der Impulsflankenspeicher seinen Zustand ändern muß. Zudem wird während des Power-On-Reset der Signalweg innerhalb der Treiberlogik unterbrochen. Die in Richtung Treiber (17, 18) nachgeschalteten Pegelwandler (14) führen eine Pegelverschiebung von +/– 5 V auf +/– 15 V durch.
  • Treiber (17,18)
  • Die Treiberstufen (17, 18) werden beispielhaft in MOS-Technik ausgeführt und ihre Integration ist bis zu Spitzenausgangsstrom von 2-3A sinnvoll. Die Drain-Anschlüsse der bieiden Leistungstransistoren (NMOS und PMOS) werden separat als Anschlüsse RGON und RGOFF heraus geführt, wodurch der Einsatz separater Gatevorwiderstände RGon und RGoff möglich wird. Werden höhere Ansteuerleistungen benötigt (z.B. für große IGBT mit Nennströmen größer 150A), können den internen Treiberstufen externe Leistungs-MOSFET nachgeschaltet werden. Die Pegel an den IC-Ausgängen RGON und RGOFF werden in diesem Fall durch den Kodiereingang INV invertiert (INV auf GND).
  • Optional sind zusätzliche n-MOSFET-Treiberstufen für ein „sanftes" (langsames) Abschalten im Kurzschlußfall möglich. Sie besitzen nur einen Bruchteil (z.B. ein Zehntel) des Stromvermögens der Treiberstufen für das „harte" (schnelle) Abschalten. Durch das sanfte Abschalten werden z.B. Überspannungen, Schwingungen, dynamische Belastungen bis hin zur Zerstörung des IGBT, vermieden. Während der Sanftabschaltung des Leistungshalbleiterschalters wird die Gatespannung überwacht und bei Unterschreiten eines definierten Schwellwertes der weitere Abschaltvorgang durch ein „hartes" Abschalten verkürzt.
  • VCE – Überwachung (21)
  • Kurzschlüsse der Leistungsschalter bzw. im Lastkreis werden durch eine Sättigungsspannungsüberwachung am Kollektor des IGBT detektiert. Der Verlauf des Kollektorpotentials wird über eine Hochspannungsdiode (siehe 2) abgegriffen und im IC wert- und zeitmäßig ausgewertet (IC-Eingang: DESAT).
  • Die Triggerung der VCe-Erfassung erfolgt durch das Ansteuersignal (Signal des Impulsflankenspeichers). Die wahlweise Einstellung der VCesat- Erfassung (VCesat-Schwellwert und tmin) erfolgt über das Pin RCCE mittels eines externen Widerstandes RCE und einer externen Kapazität CCE. (Der VCEsat– Schwellwert ist die VCE- Spannung, die im Falle eines Kurzschlusse durch die Entsättigung des IGBT nach einer bestimmten Zeit tmin nicht unterschritten wird, z. B. 7V. Ohne Vorliegen eines Kurzschlusses sinkt VCE deutlich unter diese Schwelle im eingeschalteten Zustand.) Die Referenzspannung VREF der VCE- Erfassung wird intern generiert und kann am Pin VREF mit einer externen Kapazität stabilisiert werden.
  • Für eine höhere Präzision kann am Pin VREF eine externe Referenzquelle mit gewünschter Genauigkeit angeschlossen werden.
  • Im Falle eines VCE- Fehlers wird der IGBT sofort abgeschaltet (schnell). Optional ist es im Kurzschlußfall auch möglich, den IGBT über einen OFF- Treiber kleinerer Leistung „sanft" (langsamer) abzuschalten.
  • Betriebsspannungsüberwachung (20)
  • Die Betriebsspannungsüberwachung besteht aus 3 Teilschaltungen, die jeweils eine bestimmte Versorgungsspannung überwachen. Des Weiteren wird aus den Betriebsspannungsüberwachungen die Zeitdauer des Power-On-Resets abgeleitet.
  • Die VCC2-Überwachung garantiert das Einschalten des IGBT mit einer gerade noch zulässigen Gate-Emitter-Spannung VGE(on), anderenfalls wird ein Einschalten des IGBT unterbunden.
  • Die Schwelle, ab deren Unterschreiten ein UB-Fehler erkannt werden soll, liegt bei typisch 12,7V für eine Einschaltspannung von 15V. Beträgt die Einschaltspannung z.B. l0V (MOSFET-Applikationen), so liegt die UB-Fehlerschwelle bei ca. SV.
  • Die VDD-Überwachung kontrolliert die intern generierte Versorgungsspannung VDD von SV. Die Unterspannungsschwelle sollte bei mindestens 4V liegen.
  • Die VREF-Überwachung kontrollier die l0V-Referenzspannung der VCE-Erfassung.
  • Power-On-Reset (15)
  • Die Teilschaltung POR ist eine Schaltungskomponente, die während des Hochlaufens der Betriebsspannungen das Einschalten des IGBT sicher verhindern soll und den Fehlerspeicher und den Impulsflankenspeicher initialisiert. Die Generierung des Power-On-Reset-Signals erfolgt spannungsgesteuert, unter Auswertung der Signale aller drei Betriebsspannungsüberwachungen.
  • Die Schaltungskomponente POR besteht prinzipiell aus einem RS-Flip-Flop, welches während des Power-On-Resets zurückgesetzt und nach Ablauf einer bestimmten Zeitdauer gesetzt wird. Die Zeitdauer richtet sich nach der Geschwindigkeit des Hochlaufens aller Versorgungsspannungen bzw. der Referenzspannung. Der Power-On-Reset ist beendet, wenn alle UB-Überwachungen fehlerfreie Zustände signalisieren.
  • Das POR-Signal wirkt mit höchster Priorität auf den Fehlerspeicher und greift direkt an den Pegelwandlerstufen und an der Treiberlogik in den Signalweg ein.
  • Folgende Ereignisse führen zum Rücksetzen bzw. Setzen des Flip-Flop (FF):
    1. Rücksetzen (POR beginnt): Die VDD-Überwachung detektiert während des Hochlaufens der Betriebsspannung einen Fehler, FF setzt definiert zurück.
    2. Setzen (POR beendet): Alle Betriebsspannungsüberwachungen müssen fehlerfrei sein, FF wird gesetzt.
  • Fehlerspeicher und -übertragung (22, 13, 23)
  • Der Fehlerspeicher(22) dient der Speicherung detektierter Fehler (VDE-Erfassung, Betriebsspannungsüberwachung). Das Setzen des Fehlerspeichers wird am Ausgang ERROR „signalisiert". Der Fehlerspeicher wird durch folgende Fehlerfälle (OR-Verknüpfung) gesetzt.
    • 1. Fehlersignal aus der VCE-Erfassung
    • 2. Fehlersignal aus der VCC2-Überwachung
    • 3. Fehlersignal aus der VDD-Überwachung
    • 4. Fehlersignal aus der VREF-Überwachung
  • Der Fehlerspeicher wird durch folgende Ereignisse zurückgesetzt:
    • 1. durch den Power-On-Reset
    • 2. durch ein intern generiertes Rücksetzen-Signal.
  • Ein Signal zum Rücksetzen wird intern generiert, wenn folgende Bedingungen erfüllt sind:
    • 1. Ein gültiges Ausschaltsignal wurde von der Primärseite empfangen, somit befindet sich der Impulsflankenspeicher im „AUS"-Zustand.
    • 2. Es liegen keine Betriebsspannungsfehler vor.
  • Ein erkannter VCE-Fehler wird folglich nach dem Empfang des von der Primärseite gesendeten Ausschaltimpulses immer zurückgesetzt. Dagegen bleiben UB-Fehler im Fehlerspeicher gespeichert, solange die Fehlerursache vorhanden ist.
  • Der Zustand des Fehlerspeichers (22) wird über die Schaltungen Pegelwandlung (13) und Treiber (23) am Ausgang ERROR ausgegeben. Der interne Aufbau der Schaltung ist so ausgelegt, daß sowohl Übertrager als auch Optokoppler und Lichtwellenleiter am Ausgang ERROR angeschlossen und betrieben werden können (MOS-Leistungsstufe mit Iout (peak) ca. 1A). Vorteilhaft ist die Verwendung von Übertragern, da sie bidirektional sowohl Ansteuersignale (vorwärts), als auch Fehlersignale (rückwärts) übertragen können. Deshalb beziehen sich die weiteren Ausführungen primär auf den Einsatz von Übertragern.
  • Der Ausgang ERROR wird kapazitiv mit dem Impulsübertrager verbunden. Im Fehlerfall wird am Impulsübertrager ein positiver Impuls (sekundärseitig gesehen) erzeugt. Die Generierung des Fehlersignals darf nur in einem bestimmten Zeitfenster erfolgen, damit das Fehlersignal nicht vom Impulsflankenspeicher als Einschaltimpuls (ebenfalls positiver Impuls) oder während der primärseitigen Ausblendzeit übertragen wird.
  • Aus diesem Grund wird der Ausgang ERROR durch die VCE-Erfassung getriggert, der Zustandswechsel am Ausgang ERROR von „Low" auf „High" kann erst nach Ablauf einer definierien Zeitdauer nach einem gültigen Einschaltimpuls erfolgen. Die Zeitdauer tmin wird mit Hilfe einer externen Kapazität und eines externen Widerstandes am IC-Eingang RCCE eingestellt. Diese externen Bauelemente sind Bestandteil der dynamischen VDE-Erfassung.
  • Durch die Kopplung des Zeitpunktes der Fehlersignalübertragung an die VDE-Erfassung wird sichergestellt, daß ein zu einem beliebigen Zeitpunkt auftretender UB-Fehler nur in einem Zeitfenster übertragen wird, in welchem die primärseitige Fehlererfassung aktiv ist.
  • 4 zeigt ein weiteres Ausfiihrungsbeispiel, bei der die Drei-Phasen-Brückenschaltung aus (2) durch einen zusätzlichen siebten Schalter ergänzt wurde, der als Bremssteller oder für eine Blindleistungsverbesserung (Phasenverbesserung) eingesetzt werden kann.
  • 5 – 7 zeigen beispielhaft einige Messungen der realisierten Schaltungsfunktionen.
  • 5 zeigt die Signale vom Eingang bis zum Ausgang sowie die Treiberfähigkeit des Gatetreibers. Der kapazitive Ladestrom IAustang betreägt ca. 3A für die angegebene Testschaltung (RG= 4,75 Ω, CL= 33nF).
  • In 6 ist das gemessene Ein- und Ausschalten im Fehlerfall gezeigt. Die VDE-Erfassung erfolgt durch direktes Verbinden des IGBT-Kollektors mit dem jeweiligen Gate-Treiber über eine entsprechende Hochspannungsdiode. Nach einer gewissen Totzeit nach dem Einschalten (hier 2μs) sollte die Durchlaßspannung am IGBT unter einen Grenzwert gefallen sein. Andernfalls liegt (wie in 6) ein Kurzschluß am IGBT vor und er wird abgeschaltet (siehe Kanal 3 ( hier „hartes" Ausschalten am Ausgang) und Kanal 4 (Fehlerspeicher wird gesetzt)). Der Fehler wird auf die Primärseite übertragen (Kanal 1), die ein Ausschaltsignal für alle Gatetreiber generiert (Kanal 1), welches den Fehlerspeicher auf der Sekundärseite zurücksetzt (Kanal 4).
  • 7 zeigt beispielhaft die Funktion Betriebsspannungsüberwachung. Für die 15V-Betriebsspannung (VD+, VCC2) liegt die Fehler-Schwelle bei ca. 12,8V (über VE), für die intern generierte SV-Spannung (VDD) bei ca. 3,0V (über VD-; nicht dargestellt).
  • 8 zeigt die Anschlußbelegung des Einfach-Gatetreiber-ICs am Beispiel eines 16-poligen Small Outline Package (SOP 16). Die Tabelle 1 definiert dazu die Ein- und Ausgänge des ICs.
  • Die Vorteile des Ansteuer-IC gegenüber hybriden oder diskreten Lösungen bestehen in der hohen Integrationsdichte verschiedener Digital-, Analog- und Treiberfunktionen, die zu einer Reduzierung der Anzahl der diskreten Bauelemente und damit zu einer Verringerung der Ausfallrate des Systems und niedrigeren Kosten führen. Ein weiterer wesentlicher Gesichtspunkt ist die Verbesserung der Schaltungseigenschaften durch die monolithische Integration. Die integrierte Schaltung besitzt ein geringere Störspannungsempfindlichkeit und Temperaturdrift im Vergleich zu diskret aufgebauten Schaltungen.
    • 1
    Kontroller
    2
    Steuerschaltung (Primärseite)
    3
    Potentialtrennung zwischen Primär- und Sekundärseite
    4
    Treiberschaltung
    5
    Spannungszwischenkreis
    6
    Leistungsschalter
    7
    Verbraucher
    8
    Sensoren mit Auswerteschaltung
    9
    zwischen Kreis
    10
    Ansteuerschaltung (primärseitig)
    11
    Einfach Gatetreiber-IC
    12a
    Eingangsinterface (Schmitt-Trigger)
    12b
    Impulsflankenspeicher
    13
    Pegelwandlung
    14
    Pegelwandlung
    15
    POR (Power on Reset)
    16
    Treiberlogik
    17
    Treiberstufe Ein
    18
    Treiberstufe Aus
    19
    VDD/VREF-Generierung
    20
    UB-Überwachung
    21
    VDE-Erfassung
    22
    Fehlerspeicher
    23
    Treiber Fehlerübertragung
  • Figure 00150001

Claims (3)

  1. Halbleiterbauelement zur Ansteuerung von Leistungshalbleiterschaltern, vorzugsweise MOSFET oder IGBT, in Umrichtern der Leistungsklasse dadurch gekennzeichnet, dass die Funktionen – Eingangsinterface mit Schmitt-Trigger (12a) – Impulsflankenspeicher (12b) – Pegelwandlung mehrfach (13, 14) – spannungsüberwachte Inbetriebnahme (Power on Reset-POR) (15) – Treiberlogik (16) – Gatetreiber für Einschalten des IGBT (17) – Gatetreiber für Ausschalten des IGBT (18) – Gatetreiber für „sanftes" (langsames) Ausschalten des IGBT (18) im Kurzschluß- oder Überlastfall – interne Betriebsspannungs- und Referenzspannungserzeugung (19) und – überwachung (20) – Kurzschlußüberwachung des IGBT durch dynamische Kollektor-Emitter-Spannungsdetektierung (21) – Fehlererfassung/Speicherung (22) und Treiberstufe für Übertragung des Fehlers auf die Primärseite (23) für einen Leistungshalbleiterschalter monolithisch integriert sind.
  2. Halbleiterbauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die interne Betriebsspannungsüberwachung (20) eine Unterspannungsüberwachung der extern anliegenden sowie intern erzeugten Betriebs- bzw. Referenzspannungen enthält, die im Fehlerfall zur definierten Abschaltung des Leistungsschalters führt.
  3. Halbleiterbauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Treiberstufen zur Ansteuerung des Gate des Leistungshalbleiters (17, 18) aus einem p-MOSFET für das „harte" Einschalten, einem n-MOSFET für das „harte" Abschalten und einem n-MOSFET für das „sanfte" Abschalten im Kurzschlussfall, der nur einen Bruchteil des Stromvermögens verglichen mit dem Transistor (n-MOSFET) für das „harte" Abschalten besitzt, bestehen.
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