DE19945280A1 - Digitales Übertragungssystem mit differentieller Vorcodierung und Demodulation eines trägermodulierten Signals sowie Sender und Empfänger hierfür - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft in erster Linie ein digitales Übertragungssystem, bei dem im Sender eine differentielle Vorcodierung der Signalkonstellation vorgenommen wird, bei dem das trägermodulierte Sendesignal in Form komplexer Symbole über einen zeitvarianten, nicht dispersiven Schwundkanal übertragen wird und bei dem im Empfänger eine differentielle Demodulation vorgenommen wird (Oberbegriff des Patentanspruchs 1).

Die Konzeption von Multiträgersystemen zur digitalen Übertragung von Daten, hat in den letzten Jahren immer mehr an Bedeutung gewonnen. Insbesondere das OFDM-Verfahren (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) bzw. das COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing) hat sich als zuverlässiges und kostengünstiges Verfahren erwiesen, welches als Übertragungsverfahren zur Anwendung in dem digitalen Audio-Rundfunkstandard DAB (Digital Audio Broadcasting) und dem digitalen terrestrischen Fernsehrundfunkstandard DTTB (Digital Terrestrial Television Broadcasting) benutzt wird. Bei dem OFDM-Verfahren werden seriell eingegebene Symbolströme in einen vorgegebenen Einheitsblock aufgeteilt. Die aufgeteilten Symbolströme jedes Einheitsblocks werden in N parallele Symbole umgewandelt. Die N parallelen Symbole werden durch Multiplexbildung und Addition zusammengefaßt, indem mehrere Unterträger nach Maßgabe eines inversen schnellen Fourier-Transformationsalgorithmus IFFT (Inverse Fast Fourier Transformation) mit jeweils unterschiedlichen Frequenzen verwendet werden, und die so addierten Daten werden über den Kanal überragen. Dadurch wird erreicht, dass N parallele Symbole als ein Einheitsblock definiert sind, und jeder Unterträger des Einheitsblocks weist eine Orthogonalität (sowohl für zeitlich aufeinanderfolgende als auch spektral benachbarte Symbole) bezüglich ISI (Intersymbol-Interferenz) und ACI (Nachbarkanalinterferenz) auf. Verglichen mit einem herkömmlichen Einzelträger-Übertragungsverfahren kann das OFDM-Verfahren eine durch Mehrwege-Schwund (multi-path fading) in einem Empfangssignal verursachte Zwischensymbolstörung bzw. -Interferenz ISI (Inter-Symbol Interference) vermindern, indem es dieselbe Symbolübertragungsrate aufrechterhält und die Symbolperiode um die Anzahl an Unterkanälen (N) erhöht. Insbesondere wird beim OFDM-Verfahren ein Schutzintervall (Guard-Interval) zwischen die übertragenen Symbole eingefügt.

Der besondere Vorteil des OFDM-Verfahrens liegt in der äußerst einfachen Realisierung; aufgrund der rechteckförmigen Sende- und Empfangsfilter- Impulsantworten reduzieren sich die Filterbänke auf einfache IDFT- und DFT- Operationen, die mit dem FFT-Algorithmus realisiert werden können. Weiterhin sind keinerlei Kanalkorrekturmaßnahmen erforderlich, solange die Dauer der Kanalimpulsantwort unterhalb der Länge des Guard-Intervalls liegt. Das Sendeleistungsdichtespektrun ist bei OFDM relativ konstant im Frequenzband der Übertragung, was einen Einfluß durch die Gleichkanalstörung verhindert. Das OFDM-Verfahren wird meist mit Modulationsarten wie Pulsamplitudenmo­ dulation PAM, Phasenumtastung PSK (Phase Shift Keying) und/oder Quadraturamplitudenmodulalion (QAM) kombiniert.

Beispielsweise ist aus der US 5,345,439 A1 eine Signalverarbeitungseinrichtung bekannt, bei der für eine universelle Anwendung verschiedene Modulationsformate in einem Gerät realisiert sind. In der US 4,313,197 A1 ist eine Einrichtung zum Multiplexen und Demultiplexen von Signalen, insbesondere Sprachsignalen, beschrieben, bei der eine Fourier-Transformation benutzt wird. Eine Anwendung des OFDM-Verfahrens bei einer optischen Übertragung ist aus Olofsson, L., et al.: "Design of OFDM Systems at High Power Levels", Journal of Optical Communications, 17, 1996; 3, Seiten 95 bis 97, bekannt.

Weiterhin ist in der DE 43 10 031 A1 ein Verfahren zur Korrektur der Phasenamplitude eines breitbandigen Empfangssignals erläutert, bei dem nach dem COFDM-Verfahren die verwendeten Einzelträgerfrequenzen phasemuoduliert sind. Es erfolgt bei diesem Verfahren eine Synchronisation der Datenblöcke untereinander in Zeitrichtung.

Grundlagen zu diesen Techniken und Verfahren sind dem Fachbuch "Nachrichtenübertragung" von Dr. Ing. Karl Dirk Kammermeyer, B. G. Teubner, Stuttgart, 1992, insbesondere Seiten 68 bis 70, 372, 378, 379 und 606 bis 613, zu entnehmen.

Ein in besonderer Weise ausgestaltetes System zur digitalen Informationsübertragung mit einem Mehrträgerübertragungsverfahren ist aus der DE 196 38 654 A1 der Anmelderin bekannt. Um aufwendige Verfahren zur Trägerphasen- und Abtastphasensynchronisation zu umgehen, erfolgt in der DE 196 38 654 A1 der Anmelderin als wesentlicher Grundgedanke die Zuordnung der binären Codesymbole auf die Subträger durch eine differentielle Codierung in Richtung der Subträger, also in Frequenzrichtung. Im Gegensatz hierzu erfolgt dies beim Stand der Technik durch differentielle Modulation in Zeitrichtung. Zusammen mit einer Kanalcodierung und einer Codesymbolverwürfelung entlang der Träger kann bei der DE 196 38 654 A1 der Anmelderin auf eine Trägerphasensynchronisation gänzlich verzichtet werden, und die zulässigen Toleranzen der Abtastphasensynchronisation sind hoch.

Weiterhin ist aus der DE 197 58 014 A1 eine spezielle Rahmensynchronisationsvorrichtung für ein digitales Kommunikationssystem, welches das OFDM-Verfahren benutzt, bekannt, wobei die Rahmensynchronisation nach Maßgabe eines TPS-Pilotsignals aus verschiedenen Pilotsignalen erfolgt und unter Verwendung der Eigenschaft durchgeführt wird, dass das Synchronisationswort bei jedem Rahmen in TPS-Blöcken invertiert ist. Das TPS-Pilotsignal wird beim Stand der Technik verwendet, um auf die Übertragung selbst bezogene Information, beispielsweise durch einen α-Wert eines QAM-Konstellationsmusters definierte Modulationsinformation, Hierarchieinformation, Schutzintervallinformation, Information über die innere Coderate, Information über die Rahmenzahl, etc., an die Empfangsseite zu übertragen.

Nachfolgend soll die digitale Übertragung über zeitvariante, nicht dispersive Schwundkanäle betrachtet werden. Das zeitdiskrete Übertragungsmodell im Bereich des äquivalenten komplexen Basisbands ist in Fig. 3 dargestellt. Der Kanal ist durch den aktuellen Kanalzustand bzw. Kanalgewicht (Amplitude und Phase) zum diskreten Zeitpunkt k beschrieben.

Es wird davon ausgegangen, dass im Empfänger des Übertragungssystems keine Schätzung der Trägerphase sowie keine (vollständige) Schätzung des aktuellen Kanalzustandes durchgeführt wird. Bezüglich des Kanalzustandes und der Trägerphase wird angenommen, dass diese über mindestens N Symbolintervalle konstant sind.

Um eine verbesserte Durchführung inkohärenter Übertragung über zeitvariante, nicht dispersive Schwundkanäle ohne oder mit nur teilweiser Kanalschätzung durchführen zu können, ist der Einsatz von differentieller Phasenvorcodierung - sogenanntes differential phase shift keying (DPSK) - vorteilhaft.

Als Erweiterung von DPSK ist die differentielle Vorcodierung bezüglich Amplitude und Phase, sogenanntes differential amplitude and phase shift keying (DAPSK), bekannt. Für die digitale Übertragung von hochauflösenden Fernsehsignalen (HDTV) ist aus der DE 43 19 217 C2 ein Verfahren zum Senden und/oder zum Empfangen hoher digitaler Datenmengen in paralleler Form auf einer Mehrzahl von zueinander orthogonalen Subträgern (unter Verwendung eines differentiellen Modulationsverfahrens für die Datensignale auf den Subträgern und einer inversen Fourier-Transformation der modulierten Signale vor dem Aussenden) bekannt, bei dem zur Unterscheidung der Daten auf den Subträgern eine differentielle Modulation sowohl mit unterschiedlichen Phasen als auch mit unterschiedlichen Amplituden verwendet wird, wobei die differentielle Modulation mittels einer komplexen Multiplikation realisiert wird. Die Diskriminierung zwischen den modulierten Phasen- und Amplitudenwerten kann noch weiter verbessert werden, indem die gleich beabstandeten Phasenlagen für benachbarte Amplitudenwerte gegeneinander winkelversetzt sind. Bei der Verwendung von beispielsweise 16 verschiedenen Phasenlagen kann die Versetzung π/16 betragen, so dass für jeden übernächsten Amplitudenwert wieder identische Phasenlagen bestehen. Bei diesem aus der DE 43 19 217 C2 bekannten Modulationsverfahren DAPSK wird also zusätzlich zur Phase die Amplitude moduliert, wobei Versuche ergeben haben, dass bei dieser DAPSK der Rauschzustand um zirka 2 dB verbessert ist. Auch läßt sich eine hierarchische Modulation verwirklichen, indem die Modulation mit verschiedenen Phasen und/oder Amplituden in Gruppen erfolgt, innerhalb derer der Phasen- und/oder Amplitudenunterschied geringer ist als zu modulierten Signalen anderer Gruppen. Im Falle gestörter Übertragungs- oder Empfangsverhältnisse kann eine Demodulation bezüglich der Gruppen vorgenommen werden, wenn auch mit verminderter Qualität. Ein spezielles pseudokohärentes Demodulationsverfahren für ein verrauschtes, differentiell moduliertes Multiträgersignal, insbesondere DAPSK, ist aus der DE 195 40 250 C1 bekannt. Die Amplitude und/oder Phasenlage der Empfangssymbole können durch einen Übertragungsfaktor des Funkkanals verzerrt sein, und empfängerseitig wird das demodulierte komplexe Symbol in einem rotationssymmetrischen Ortsdiagramm möglichen diskreten Werten an Sendesymbolen zugeordnet, indem das Ortsdiagramm in Fachgrenzen unterteilt wird. Im einzelnen ist vorgesehen, dass der Kanalübertragungsfaktor aus einem Vergleich von einem ersten empfangenen Symbol mit dem zugeordneten Sendesymbol nach Amplitude und Phase näherungsweise berechnet wird. Dabei ist der näherungsweise errechnete Phasenversatz um Beträge mehrdeutig, die jeweils einem ganzzahligen Vielfachen des Phasenlagen- Differenzwinkels zwischen zwei Phasenlagen des rotationssymmetrischen Ortsdiagramms entsprechen. Der errechnete Kanalübertragungsfaktor wird bei der Demodulation des nächsten Empfangssymbols zur Korrektur des Rauschanteils verwendet. Dieses spezielle pseudokohärente Demodulationsverfahren eignet sich zur Demodulation von Signalen, bei denen zumindest die Phase differentiell moduliert ist; die Amplitude kann differentiell oder absolut codiert sein. Im Vergleich zu einem echt kohärent arbeitenden Demodulationsverfahren können aufwendige Vorrichtungen zur phasengenauen Regelung des Trägersignals entfallen, so dass einfache Empfängerstrukturen möglich sind.

Das Schema der differentiellen Vorcodierung ist in Fig. 4 gezeigt. Die Variable a bezeichnet das informationstragende differentielle Symbol aus einer Signalkonstellation A, die Variable s ist der Zustand (state) des Vorcodierers und entspricht dem Sendesymbol x aus einer Signalkonstellation X des vorhergehenden Zeitschrittes. Das aktuelle Ausgangssymbol x wird aus a und s bestimmt. Die Beziehung zwischen a, s und x ist formal durch den Operator "⊗" spezifiziert, d. h.:

x = s ⊗ a. (1)

Die Signalkonstellationen A und X sind entweder identisch, z. B. normale DPSK, oder A ist eine Untermenge von X, z. B. π/4 - DQPSK.

Die Signalkonstellationen C für DAPSK mit α Amplituden und β Phasen bestehen aus α . β Punkten, welche auf α unterschiedlichen konzentrischen Kreisen mit den Radien
r_i,i = 0, . . ., α - 1, r_i < r_i+1 mit β äquidistanten Phasen ϕ_m = 2π/m, m = 0, . . ., β - 1,
angeordnet sind:

Für gewöhnliche DAPSK mit Konstellationen A = X = C_APSK mit α Amplituden und β Phasen gilt:

x = s ⊗ a = r_ie^jϕ_n ⊗ r_je^jϕ_m = r_{(i+j)mod α}e^{jϕ_(n+m)modβ} . (3)

Weiterer Stand der Technik zur differentiellen Vorcodierung ist in der Fachzeitschrift IEEE Transactions on communications, Vol. 42, No. 1, January 1994, Seiten 76 bis 89 (Sende- und Empfangsstruktur bei inkohärenter Übertragung mit differentieller Phasen-Vorcodierung) oder in der Fachzeitschrift IEEE Transactions on vehicular technology, Vol. 44, No. 3, August 1995, Seiten 586 bis 593 (Inkohärente Übertragung mit differentieller Amplituden- und Phasenvorcodierung unter Verwendung einer 16-stufigen Signalkonstellation) oder in der Fachzeitschrift IEEE Transactions on communications, Vol. 46, No. 2, February 1998, Seiten 182 bis 190 (Kohärente und inkohärente Übertragung mit 64-stufigen Signalkonstellationen, insbesondere Vorcodierung bezüglich Phase und Amplitude) oder in der Fachzeitschrift IEEE Transactions on communications, Vol. 44, No. 4, April 1996, Seiten 416 bis 418 (Decision- Feedback-Empfängerstruktur für differentiell vorcodierte Übertragung bezüglich Phase und Amplitude einer 16-stufigen Signalkonstellation) ausführlich beschrieben und erläutert.

Wie die vorstehende Würdigung des Standes der Technik aufzeigt, wird bei digitalen Nachrichtenübertragungssystemen häufig auf eine differentielle Modulationsmethode zurückgegriffen, da hierbei Änderungen der Signalamplitude und -phase durch den Kanal automatisch eliminiert werden. Kanalverzerrungen ändern sich regelmäßig um Größenordnungen langsamer, als die Übertragung zeitlich nacheinander folgende Signale auf den einzelnen Subträgern erfolgt, so dass die Kanaleigenschaften für zwei aufeinander folgender Signale als konstant angesehen werden kann. Die oben beschriebene Vorgehensweise der Übertragung mit DAPSK hat den Nachteil, dass die Information in den Amplitudenänderungen nur unzuverlässig übertragen wird. Desweiteren ist die Nutzung von statistischen Eigenschafen der Amplitude des Kanalgewichts bzw. Schätzwerten der Kanalgewichtsamplitude im Empfänger bei der Auswertung der Empfangswerte nur bedingt möglich. Da im allgemeinen die Verwendung der differentiellen Vorcodierung und differentiellen Demodulation zu einem Verlust in der Leistungseffizienz von ca. 3 dB im Vergleich zur Übertragung mit bekannter absoluter Phase und Amplitude führt, konnte bisher die Robustheit der Nachrichtenübertragung gegenüber Störungen nicht entscheidend verbessert werden, ohne die Komplexität zu erhöhen. Besonders bedeutsam ist dies, weil sowohl die Telekommunikations-Industrie als auch die Computerindustrie als äußerst fortschrittliche, entwicklungsfreudige Industrien anzusehen sind, die sehr schnell Verbesserungen und Vereinfachungen aufgreifen und in die Tat umsetzen.

Der Erfindung liegt gegenüber dem bekannten digitalen Übertragungssystem, bei dem im Sender eine differentielle Vorcodierung bezüglich Phase und Amplitude der Signalkonstellation vorgenommen wird, ein digitales Übertragungssystem derart auszugestalten, dass - bei differentieller Vorcodierung und differentieller Demodulation - die Robustheit der Nachrichtenübertragung gegenüber Störungen verbessert wird, ohne dass die Komplexität erhöht wird.

Diese Aufgabe wird, ausgehend von einem digitalen Übertragungssystem, bei dem im Sender eine differentielle Vorcodierung mit den Merkmalen im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 vorgenommen wird, dadurch gelöst, dass im Sender eine Kombination von differentieller Vorcodierung der Phase und Verwendung absoluter Amplitude (absolute amplitude and differential phase shift keying ADPSK) der Signalkonstellation vorgenommen wird, indem die gesamte zu übertragende Information den Phasenänderungen und den eigentlichen Amplituden der Sendesymbole zugewiesen wird, wodurch die Information bezüglich der Phase differentiell und bezüglich der Amplitude nicht-differential übertragen wird und dass im Empfänger die differentielle Demodulation nach Maßgabe einer adäquaten Schätzung der Amplitude des Kanalzustand vorgenommen wird.

Beim erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystem wird die Information bzgl. der Phase differentiell aber bzgl. der Amplitude nicht-differentiell übertragen. Bei einem häufig vorliegenden Szenario der Störung durch additives weißes gaußverteiltes Rauschen (AWGN-Kanal) und zufälliger Phasendrehung wird in optimaler Weise der Verlust an Leistungseffizienz, der im Falle der differentiellen Amplitudenvorcodierung auftritt, vermieden. Dies gilt auch für den Fall der Übertragung über einen Schwundkanal mit empfangsseitiger Schätzung des Schwundverhaltens (Amplitude), das im allgemeinen einfacher durchgeführt werden kann als eine entsprechende Phasenschätzung. Darüber hinaus erweist sich die erfindungsgemäße differentielle Vorcodierung ADPSK auch bei einem relativ langsam zeitvarianten Schwundkanal ohne jegliche Schätzung des Kanalverhaltens als vorteilhaft gegenüber der bekannten differentiellen Vorcodierung DAPSK, wenn die differentielle Demodulation basierend auf mehr als zwei aufeinanderfolgenden Empfangspunkten durchgeführt wird (diese Form der differentiellen Demodulation ist als "multiple symbol differential detection" bekannt).

Weiterhin wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass im Sender eine Kombination von differentieller Vorcodierung der Phase mit Diversität durch Expansion von Signalkonstellationen (twisted absolute amplitude and differential phase shift keying TADPSK) vorgenommen wird, indem die gesamte zu übertragende Information den Phasenänderungen und zusätzlich dieselbe Information (teilweise) den Amplituden der Sendesymbole zugewiesen wird, wodurch die Information vollständig differentiell in der Phase und zusätzlich teilweise in der absoluten Amplitude übertragen wird und dass im Empfänger die differentielle Demodulation ohne jegliche Schätzung des Kanalverhaltens vorgenommen wird.

Im Vergleich zur ersten erfindungsgemäßen Lösung ADPSK wird bei der zweiten erfindungsgemäßen Lösung TADPSK die differentielle Vorcodierung wie bei der dieser durchgeführt. Hier wird jedoch durch eine Modifikation der verwendeten Signalkonstellation die Information vollständig differentiell in der Phase und zusätzlich teilweise in der absoluten Amplitude übertragen. Durch diese mehrfache Repräsentation der Information erreicht die erfindungsgemäße differentiellen Vorcodierung TADPSK einerseits die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen differentiellen Vorcodierung ADPSK und führt darüber hinaus zu einer Erhöhung der Leistungseffizienz bei Schwundkanal-Übertragung ohne jegliche Schätzung des Kanalverhaltens gegenüber der erfindungsgemäßen differentiellen Vorcodierung ADPSK.

Schließlich wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass im Sender im Sender eine Kombination von differentieller Vorcodierung der Amplitude und Phase mit gedrehten Signalkonstellationen (twisted differential amplitude and phase shift keying TDAPSK) vorgenommen wird, wodurch Konstellationen mit größerer minimaler Euklidischer Distanz benutzt werden und dass im Empfänger die differentielle Demodulation ohne jegliche Schätzung des Kanalverhaltens vorgenommen wird.

Im Vergleich zur zweiten erfindungsgemäßen Lösung TADPSK werden bei der differentiellen Vorcodierung von Amplitude und Phase gemäß der dritten erfindungsgemäßen Lösung TDAPSK nicht Konstellationen A = X = C_APSK verwendet, sondern modifizierte Signalkonstellationen mit größerer minimaler Euklidischer Distanz benutzt. Dies wird durch ein gegenseitiges Verdrehen der α Ringe mit den Radien r_i erreicht, was zu einer Verbesserung der Übertragung gegenüber DAPSK führt.

Weitere Vorteile und Einzelheiten lassen sich der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmen. In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 ein Systemmodell im äquivalenten komplexen Tiefpaßbereich,

Fig. 2a das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Senders für die digitale Übertragung mit Kanalcodierung und differentieller Vorcodierung,

Fig. 2b das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers mit Kanaldecodierung und differentieller Demodulation,

Fig. 3 das zeitdiskrete Übertragungsmodell im Bereich des äquivalenten komplexen Basisbands,

Fig. 4 das Schema der differentiellen Vorcodierung,

Fig. 5 Signalkonstellationen A und X für die differentielle Vorcodierung der Phase mit Diversität für α = 2 und β = 4 und

Fig. 6 Signalkonstellationen gemäß Fig. 5 für α = 4 und β = 4,

Fig. 7 die Bitfehlerrate über dem Störabstand Energie pro Informationsbit E_b zu Rauschleistungsdichte N_O für DAPSK und TADPSK für Übertragung über den AWGN-Kanal und

Fig. 8 die Bitfehlerrate gemäß Fig. 7 und Kenntnis der Kanalamplitude am Empfänger für Übertragung über den Raleigh-Kanal mit empfangsseitiger Kanalamplitudenschätzung und

Fig. 9 Signalkonstellationen A und X für die differentielle Vorcodierung der Amplitude und Phase mit konventionellen und verdrehten Konstellationen.

Die Erfindungen betreffen die digitale Übertragung über zeitvariante, nicht dispersive Schwundkanäle, insbesondere die verbesserte Durchführung inkohärenter Übertragung über zeitvariante, nicht dispersive Schwundkanäle ohne oder mit nur teilweiser Kanalschätzung. Das zeitdiskrete Übertragungsmodell im Bereich des äquivalenten komplexen Basisbands ist in Fig. 3 und das Schema der differentiellen Vorcodierung ist in Fig. 4 dargestellt und bereits vorstehend beschrieben worden. Im folgenden wird davon ausgegangen, dass im Empfänger (Fig. 2b) des Übertragungssystems keine Schätzung der Trägerphase sowie keine (vollständige) Schätzung des aktuellen Kanalzustandes durchgeführt wird. Bezüglich des Kanalzustandes und der Trägerphase wird angenommen, dass diese über mindestens N Symbolintervalle konstant sind.

Prinzipiell ist die erfindungsgemäße differentielle Vorcodierung ADPSK, TADPSK oder TDAPSK in allen digitalen Übertragungssystemen, welche differentielle Vorcodierung benutzen, einsetzbar. Das Blockschaltbild eines Systems im äquivalenten komplexen Tiefpaßbereich zur differentiell vorcodierten Übertragung ist in Fig. 1 dargestellt. Die Symbole a und Signalpunkte x stammen aus der jeweiligen, für ADPSK, TADPSK und TDAPSK spezifizierten Konstellation A und X, und sendeseitig führt der differentielle Vorcodierer (Differential encoder) die jeweilige, für ADPSK, TADPSK und TDAPSK spezifizierte Operation ⊗ aus.

Im Empfänger werden jeweils N aufeinanderfolgende Empfangswerte y betrachtet und im Vektor y zusammengefaßt, wobei sich die Vektoren der Länge N um jeweils ein Symbol überlappen.

Der Decoder verwendet die Vektorsymbole y unter Berücksichtigung der Durchführung der differentiellen Vorcodierung als Eingangsinformation über N-1 informationstragende Symbole a.

Die Rechenkomplexität für eine optimale Verarbeitung der Empfangswerte ist für die erfindungsgemäßen ADPSK, TADPSK und TDAPSK bei gleicher Anzahl von Amplituden α identisch und gleich der Komplexität bei DAPSK mit α Amplituden gemäß Stand der Technik.

Einzelheiten einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Senders S für die digitale Übertragung mit Kanalcodierung und differentieller Vorcodierung sind in Fig. 2a dargestellt. Der Sender S weist ein Modul zur differentiellen Vorcodierung 3 und einen diesem vorgeschalteten Kanalcodierer 1 sowie ein Zuordnungsmodul 2 - in welchem die Codesymbole Signalpunkten a der Signalkonstellation A zugeordnet werden - auf. Das Modul 3 realisiert eine differentielle Vorcodierung der Phase und Verwendung absoluter Amplitude ADPSK oder eine differentielle Vorcodierung der Phase mit Diversität durch Expansion von Signalkonstellationen TADPSK oder eine differentielle Vorcodierung der Amplitude und Phase mit gedrehten Signalkonstellationen TDAPSK. Dem Modul zur differentiellen Vorcodierung 3 ist ein Modul zur Signalformung 4 mit einem Parallel/Seriell-Umsetzer, mit Mitteln zur Erzeugung einer Synchronisierinformation und mit einem Digital/Analog-Umsetzer nachgeschaltet. Die am Ausgang des Digital/Analog-Umsetzers auftretenden Sendeblöcke werden zeitdiskontinuierlich und/oder im Burstbetrieb einem Modul zur Frequenzumsetzung 5 in das Hochfrequenz-Sendesignal x (siehe Fig. 1) zugeführt.

Einzelheiten einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers E mit Kanaldecodierung und differentieller Demodulation sind in Fig. 2b dargestellt. Der Empfänger E weist ein Modul zur differentiellen Demodulation 8 von durch differentielle Vorcodierung ADPSK, TADPSK und TDAPSK erzeugter Codesymbole und ein diesem nachgeschaltetes inverses Zuordnungsmodul 9 sowie einen Kanaldecoder 10 auf. Dem Modul zur differentiellen Demodulation 8 ist ein Modul zur Filterung und Abtastung 7 mit einem Seriell/Parallel-Umsetzer, mit Mitteln zur Auswertung einer Synchronisierinformation und mit einem Analog/Digital-Umsetzer vorgeschaltet. Schließlich ist der Eingang des Analog/Digital-Umsetzers mit einem Modul zur Frequenzumsetzung 6, dem das empfangene Hochfrequenz-Sendesignal zugeführt wird, verbunden.

Wie bereits erläutert hat die Übertragung mit DAPSK, beispielsweise gemäß der DE 195 40 250 C1 den Nachteil, dass die Information in den Amplitudenänderungen nur unzuverlässig übertragen wird. Desweiteren ist die Nutzung von statistischen Eigenschaften der Amplitude des Kanalgewichts bzw. Schätzwerten der Kanalgewichtsamplitude im Empfänger bei der Auswertung der Empfangswerte nur bedingt möglich.

Erfindungsgemäß wird bei ADPSK die zu übertragende Information den Phasenänderungen und den eigentlichen Amplituden der Sendesymbole x zuge­ wiesen, d. h. die differentielle Vorcodierung der Phase und Verwendung absoluter Amplitude wird gemäß der Beziehung:

x = s ⊗ a = r_ie^jϕ_n ⊗ r_je^jϕ_m = r_je^{jϕ_(n+m)modβ} (4)

vorgenommen, worin
r_i die Amplitude des Zustandes des differentiellen Encoders,
ϕ_n die Phase des Zustandes des differentiellen Encoders,
r_j die Amplitude des differentiellen Symbols und
ϕ_m die Phase des differentiellen Symbols
sind, wodurch die Amplitude des Sendesymbols r_i gleich der Amplitude des differentiellen Symbols r_j ist und die Phase des Sendesymbols sich aus der Addition modulo 2π der Phase des differentiellen Symbols ϕ_m und der Phase des Zustandes des differentiellen Encoders ϕ_n ergibt.

Dabei gilt wieder A = X = C_APSK. Da die unbekannte Trägerphase Φ als im Intervall (0,2π) gleichverteilt angenommen werden kann, ist eine differentielle Vorcodierung der Phase unabdingbar. Im Gegensatz dazu enthält die Amplitude des Empfangswerts Informationen über die gesendete Amplitude, selbst wenn der Kanalzustand am Empfänger unbekannt ist.

Für die Situationen, in denen:

• a) die Verteilung der Amplituden der Kanalzustände bei wenigen Werten konzentriert ist und/oder
• b) der Wert N relativ groß ist,

kann Information in den eigentlichen Amplituden der Sendesymbole zuverlässiger übertragen werden als in den Amplitudenänderungen wie bei DAPSK.

Eine im Empfänger durchgeführte adäquate Schätzung der Amplitude des Kanal­ zustandes macht eine differentielle Vorcodierung der Amplituden unnötig und der Einsatz von ADPSK ist zu bevorzugen.

Bei der zweiten erfindungsgemäßen Lösung ist eine differentielle Vorcodierung derart, dass die gesamte zu übertragende Information den Phasenänderungen und zusätzlich dieselbe Information (teilweise) den Amplituden der Sendesymbole zugeordnet wird. Dadurch wird Diversität in die Übertragung eingeführt.

Um die gesamte Information in den Phasenänderungen zu übertragen, muß die Konstellation A nun α . β mögliche Phasen haben. Erfindungsgemäß werden alle Konstellationen mit α Amplituden und α . β äquidistanten Phasen umfaßt. Unter diesen möglichen Konstellationen ist insbesondere A = C_TAPSK (α, β) mit:

spezifiziert. Die Konstellation X besteht nun aus α Amplituden und αβ Phasen, d. h., X = C_APSK (α, αβ). Fig. 5 und Fig. 6 zeigen die oben spezifizierten Konstellationen A und die Konstellationen X für die Fälle α = 2, β = 4 und α = 4, β = 4.

Der Operator ⊗ ist nun durch:

x = s ⊗ a = r_ie^jϕ_n ⊗ r_je^jϕ_m = r_je^{jϕ_{(n+m)modα.β}} (6)

gegeben, worin:
r_i die Amplitude des Zustandes des differentiellen Encoders,
ϕ_n die Phase des Zustandes des differentiellen Encoders,
r_j die Amplitude des differentiellen Symbols und
ϕ_m die Phase des differentiellen Symbols
sind. Die Amplitude des Sendesymbols r_i ist gleich der Amplitude des differentiellen Symbols r_j und die Phase des Sendesymbols ergibt sich aus der Addition modulo 2π (entspricht hier modulo α . β bezüglich der Indizes der Phasen, da α . β Phasenwerte möglich sind) der Phase des differentiellen Symbols ϕ_m und der Phase des Zustandes des differentiellen Encoders ϕ_n.

Die TADPSK vereint die Vorteile einer differentiellen Phasenvorcodierung bei unbekannter Trägerphase und (teilweise) unbekannten Kanalzustand und der Verwendung der eigentlichen Sendesignalamplituden.

Ist der Kanal relativ schnell zeitvariant, d. h. z. B. N = 2, und/oder ist die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion der Amplituden der Kanalgewichte relativ flach, z. B. Rayleighverteilung, dann ist die Information in den Amplituden relativ unsicher, aber die gesamte Information ist in den Phasenänderungen übertragen.

Ist der Kanal relativ langsam zeitvariant und/oder ist die Variation der Amplituden der Kanalgewichte relativ gering bzw. wird die Amplitude der Kanalgewichte im Empfänger geschätzt, so verbessert die in den Sendeamplituden relativ sicher übertragene Information, die aus den Phasenänderungen gewonnenen Schätzung der Sendewerte.

Bei der dritten erfindungsgemäßen differentiellen Vorcodierung TDAPSK werden bei der differentiellen Vorcodierung von Amplitude und Phase nicht Konstellationen A = X = C_APSK benutzt, sondern Konstellationen mit größerer minimaler Euklidischer Distanz eingesetzt. Dies wird durch ein gegenseitiges Verdrehen der α Ringe mit den Radien r_i erreicht, wie dies in Fig. 9 dargestellt ist.

Ein möglicher Satz von Konstellationen nach dieser Vorgehensweise ist durch A = X = C_TAPSK gegeben. Dabei gilt für den Operator ⊗:

x = s ⊗ a = r_ie^jϕ_n ⊗ r_je^jϕ_m = r_(i+j)modα e^{jϕ_{(n+m)modα.β}}

worin
r_i die Amplitude des Zustandes des differentiellen Encoders,
ϕ_n die Phase des Zustandes des differentiellen Encoders,
r_j die Amplitude des differentiellen Symbols und
ϕ_m die Phase des differentiellen Symbols
sind. Erfindungsgemäß werden zur differentiellen Vorcodierung der Amplitude die Indizes der Amplituden modulo der Anzahl der Amplituden addiert, um die neue Sendeamplitude zu bestimmen. Zur differentiellen Vorcodierung der Phase werden die Indizes der Phasen modulo α . β addiert (α . β Phasenwerte sind möglich, d. h. die Phasenwerte werden modulo 2π addiert), um die Phase des Sendesymbols zu erhalten.

Dadurch wird eine Konstellation mit größerer minimaler Euklidischen Distanz zur Übertragung eingesetzt und somit im allgemeinen die Zuverlässigkeit der Übertragung erhöht. Gegenüber herkömmlichen Verfahren liegt bei der erfindungsgemäßen differentiellen Vorcodierung - bezüglich wireless- und Powerline-Kanälen - der Gewinn bei ca. 1 dB; dies gilt sowohl für Systeme mit optimaler Kanalschätzung als auch ohne Kanalschätzung wie dies in Fig. 7 und Fig. 8 für DAPSK im Vergleich zu TADPSK dargestellt ist.

In Fig. 7 ist dabei die Bitfehlerrate BER über dem Störabstand Energie pro Informationsbit E_b zu Rauschleistungsdichte N_O für inkohärente Übertragung über den AWGN-Kanal dargestellt. Dabei ist das Beobachtungsintervall N = 2, und die Kanalcodierung erfolgt mit Standardfaltungscode mit 64 Zuständen und Coderate ½ und die Decodierung erfolgt mit Viterbi-Algorithmus. Gleiches gilt bei Fig. 8, wobei von einer inkohärenten Übertragung über den Rayleigh- Schwundkanal mit AWGN und Kenntnis der Kanalamplitude am Empfänger ausgegangen wird.

Alle dargestellten und beschriebenen Ausführungsmöglichkeiten sowie alle in der Beschreibung und/oder der Zeichnung offenbarten neuen Einzelmerkmale und ihre Kombination untereinander sind erfindungswesentlich.

Claims (9)

1. Digitales Übertragungssystem, bei dem im Sender (S) eine differentielle Vorcodierung der Signalkonstellation vorgenommen wird, bei dem das trägermodulierte Sendesignal in Form komplexer Symbole über einen zeitvarianten, nicht dispersiven Schwundkanal übertragen wird und bei dem im Empfänger (E) eine differentielle Demodulation vorgenommen wird, dadurch gekennzeichnet, dass im Sender (S) eine Kombination von differentieller Vorcodierung der Phase und Verwendung absoluter Amplitude (absolute amplitude and differential phase shift keying ADPSK) der Signal­ konstellation vorgenommen wird, indem die gesamte zu übertragende Information den Phasenänderungen und den eigentlichen Amplituden der Sendesymbole (x) zugewiesen wird, wodurch die Information bezüglich der Phase differentiell und bezüglich der Amplitude nicht-differentiell übertragen wird und dass im Empfänger (E) die differentielle Demodulation nach Maßgabe einer adäquaten Schätzung der Amplitude des Kanalzustands vorgenommen wird.

2. Digitales Übertragungssystem nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, dadurch gekennzeichnet, dass im Sender (S) eine Kombination von differentieller Vorcodierung der Phase mit Diversität durch Expansion von Signalkonstellationen (twisted absolute amplitude and differential phase shift keying TADPSK) vorgenommen wird, indem die gesamte zu übertragende Information den Phasenänderungen und zusätzlich dieselbe Information (teilweise) den Amplituden der Sendesymbole (x) zugewiesen wird, wodurch die Information vollständig differentiell in der Phase und zusätzlich teilweise in der absoluten Amplitude übertragen wird und dass im Empfänger (E) die differentielle Demodulation ohne jegliche Schätzung des Kanalverhaltens vorgenommen wird.

3. Digitales Übertragungssystem nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, dadurch gekennzeichnet, dass im Sender (S) eine Kombination von differentieller Vorcodierung der Amplitude und Phase mit gedrehten Signal­ konstellationen (twisted differential amplitude and phase shift keying TDAPSK) vorgenommen wird, wodurch Konstellationen mit größerer minimaler Euklidischer Distanz benutzt werden und dass im Empfänger (E) die differentielle Demodulation ohne jegliche Schätzung des Kanalverhaltens vorgenommen wird.

4. Digitales Übertragungssystem nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die differentielle Vorcodierung der Phase und Verwendung absoluter Amplitude gemäß der Beziehung:
x = s ⊗ a = r_ie^jϕ_n ⊗ r_je^jϕ_m = r_je^{jϕ_(n+m)modβ}
vorgenommen wird, worin
r_i die Amplitude des Zustandes des differentiellen Encoders,
ϕ_n die Phase des Zustandes des differentiellen Encoders,
r_j die Amplitude des differentiellen Symbols und
ϕ_m die Phase des differentiellen Symbols
sind, wodurch die Amplitude des Sendesymbols r_i gleich der Amplitude des differentiellen Symbols r_j ist und die Phase des Sendesymbols sich aus der Addition modulo 2π der Phase des differentiellen Symbols ϕ_m und der Phase des Zustandes des differentiellen Encoders ϕ_n ergibt.

5. Digitales Übertragungssystem nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die differentielle Vorcodierung der Phase mit Diversität durch Expansion von Signalkonstellationen gemäß der Beziehung:
x = s ⊗ a = r_ie^jϕ_n ⊗ r_je^jϕ_m = r_je^{jϕ_{(n+m)modα.β}}
vorgenommen wird, worin
r_i die Amplitude des Zustandes des differentiellen Encoders,
ϕ_n die Phase des Zustandes des differentiellen Encoders,
r_j die Amplitude des differentiellen Symbols und
ϕ_m die Phase des differentiellen Symbols
sind, wodurch die Amplitude des Sendesymbols r_i gleich der Amplitude des differentiellen Symbols r_j ist und die Phase des Sendesymbols sich aus der Addition modulo 2π (entspricht hier modulo α . β bezüglich der Indizes der Phasen, da α . β Phasenwerte möglich sind) der Phase des differentiellen Symbols ϕ_m und der Phase des Zustandes des differentiellen Encoders ϕ_n ergibt.

6. Digitales Übertragungssystem nach Patentanspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalkonstellationen C_TAPSK alle Konstellationen mit α Amplituden und α . β oft äquidistanten Phasen gemäß der Gleichung:
umfaßt.

7. Digitales Übertragungssystem nach Patentanspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die differentielle Vorcodierung der Amplitude und Phase mit gedrehten Signalkonstellationen gemäß der Beziehung:
x = s ⊗ a = r_ie^jϕ_n ⊗ r_je^jϕ_m = r_(i+j)modα e^{jϕ_{(n+m)modα.β}}
vorgenommen wird, worin
r_i die Amplitude des Zustandes des differentiellen Encoders,
ϕ_n die Phase des Zustandes des differentiellen Encoders,
r_j die Amplitude des differentiellen Symbols und
ϕ_m die Phase des differentiellen Symbols
sind, wodurch zur differentiellen Vorcodierung der Amplitude die Indizes der Amplituden modulo der Anzahl der Amplituden addiert werden, um die neue Sendeamplitude zu bestimmen und zur differentiellen Vorcodierung der Phase die Indizes der Phasen modulo α . β addiert werden (α . β Phasenwerte sind möglich, d. h. die Phasenwerte werden modulo 2π addiert), um die Phase des Sendesymbols zu erhalten.

8. Sender (S) zur Erzeugung eines Sendesignals für ein digitales Nachrichtenübertragungssystem mit einem differentiellen Phasen-Amplituden- Modulator und mit einer diesem nachgeschalteten inversen Fouriertransformationsstufe sowie einem digitalen Formfilter, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (5) ein Modul zur differentiellen Vorcodierung (3) und einen diesem vorgeschalteten Kanalcodierer (1) sowie ein Zuordnungsmodul (2) - in welchem Codesymbole Signalpunkte a der Signalkonstellation A zugeordnet werden - aufweist, wobei eine differentielle Vorcodierung der Phase und Verwendung absoluter Amplitude oder differentielle Vorcodierung der Phase mit Diversität durch Expansion von Signalkonstellationen oder differentielle Vorcodierung der Amplitude und Phase mit gedrehten Signalkonstellationen erfolgt, dass dem Modul zur differentiellen Vorcodierung (3) ein Modul zur Signalformung (4) mit einem Parallel/Seriell-Umsetzer, mit Mitteln zur Erzeugung einer Synchronisierinformation und mit einem Digital/Analog-Umsetzer nachgeschaltet ist und dass die am Ausgang des Digital/Analog-Umsetzers auftretenden Sendeblöcke zeitdiskontinuierlich und/oder im Burstbetrieb einem Modul zur Frequenzumsetzung (5) in das Hochfrequenz-Sendesignal zugeführt werden.

9. Empfänger (E) zum Empfang von komplexen durch differentielle Amplituden- Phasen-Modulation erzeugter und über einen nichtdispersiven Übertragungskanal übertragener Sendesignale eines digitalen Nachrichtenübertragungssystems, mit einem digitalen Formfilter, mit einer diesem nachgeschalteten inversen Fouriertransformationsstufe und einem nachgeschalteten differentiellen Phasen-Amplituden-Demodulator, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger (E) ein Modul zur differentiellen Demodulation (8) von durch differentielle Vorcodierung der Phase und Verwendung absoluter Amplitude oder differentieller Vorcodierung der Phase mit Diversität durch Expansion von Signalkonstellationen oder differentieller Vorcodierung der Amplitude und Phase mit gedrehten Signalkonstellationen erzeugter Codesymbole und ein diesem nachgeschaltetes inverses Zuordnungsmodul (9) sowie einen Kanaldecoder (10) aufweist, dass dem Modul zur differentiellen Demodulation (8) ein Modul zur Filterung und Abtastung (7) mit einem Seriell/Parallel-Umsetzer, mit Mitteln zur Auswertung einer Synchronisierinformation und mit einem Analog/Digital-Umsetzer vorgeschaltet ist und dass der Eingang des Analog/Digital-Umsetzers mit einem Modul zur Frequenzumsetzung (6), dem das empfangene Hochfrequenz-Sendesignal zugeführt wird, verbunden ist.