DE19939998A1 - Vorrichtung zur Vorspannungserzeugung für einen schwingenden Drehratensensor - Google Patents

Vorrichtung zur Vorspannungserzeugung für einen schwingenden Drehratensensor

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erzeugung von Vorspannungen für die Elektroden eines Drehratensensors. Durch Auswertung eines Drehratensignals und eines Quadratursignals werden unter Verwendung eines adaptiven Quadraturkompensators Steuersignale erzeugt, die mittels einer Vorspannungserzeugungsanordnung in Vorspannungen umgesetzt werden, die den Elektroden einer unterhalb der seismischen Masse oder Massen des Drehratensensors angeordneten Elektrodenvorrichtung zugeführt werden. Dadurch kann die Sensorstruktur derart geneigt werden, daß das am Ausgang auftretende Quadratursignal minimiert ist. Gemäß einer weiteren Eigenschaft der Erfindung werden die mittels der Vorspannungserzeugungsanordnung erzeugten Vorspannungen in Abhängigkeit vom Ausgangssignal einer Bandbreiteneinstellungsschaltung derart modifiziert, daß der Amplitudenfrequenzgang der Detektionsbewegung eine gewünschte Bandbreite aufweist.

Description

Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einer Vorrichtung zur Vorspan­ nungserzeugung für einen rotatorisch oder linear schwin­ genden Drehratensensor mit den im Oberbegriff des An­ spruchs 1 angegebenen Merkmalen.
Drehratensensoren, die den Corioliseffekt ausnutzen, sind im Zusammenhang mit Systemen zur Fahrzeugdynamikregelung bei Kraftfahrzeugen bekannt und werden von der Anmelderin als mikromechanische Drehratensensoren am Markt angebo­ ten. Ein Drehratensensor weist eine oder mehrere seismi­ sche Massen auf, die durch eine in einer elektronischen Schaltung erzeugte Spannung zu mechanischen Schwingungen angeregt werden. Diese wirken auf einen oder mehrere Be­ schleunigungssensoren, die bei einer Drehung des Systems die auf die schwingenden Massen wirkende Coriolis-Be­ schleunigung messen. Aus den Anregungs- und Beschleuni­ gungssignalen kann mit Hilfe einer Auswerteschaltung die Drehrate des Systems bestimmt werden.
Ein zusätzliches elektrisches Testsignal, das auf den oder die Beschleunigungssensoren gegeben wird, kann dazu dienen, eine zusätzliche, willkürlich erzeugte Beschleu­ nigung auf den Sensor wirken zu lassen. Damit können bei­ spielsweise Informationen über die Eigenschaften des Be­ schleunigungssensors und der nachgeschalteten Auswerte­ schaltung gewonnen werden. Es ist somit auch möglich, Fehler, insbesondere systematische Fehler, zu erkennen. Dies ist besonders wichtig, da den Corioliseffekt auswer­ tende Drehratensensoren systematische Fehler aufweisen, deren Auswirkungen auf das Meßsignal durch geeignete Wahl der Auswertemethoden minimiert werden müssen.
In der DE 199 10 415 sind ein Verfahren und eine Vorrich­ tung zum Abstimmen eines ersten Oszillators mit einem zweiten Oszillator beschrieben. Dabei werden zwei symme­ trisch zu der Schwingung des zweiten Oszillators fre­ quenz- und phasenverschobene Signale dazu verwendet, das Antwortverhalten des ersten Oszillators zu bestimmen. In Abhängigkeit der Differenz der Antwortverhalten wird eine Abstimmung des ersten Oszillators mit Bezug auf den zwei­ ten Oszillator durchgeführt. Zur Amplitudenkorrektur er­ folgt eine Quotientenbildung aus dem Ausgangssignal und der Summe der Antwortverhalten. Dieses Verfahren und die Vorrichtung können insbesondere in einem Drehratensensor zum Einsatz kommen. Sie stellen sicher, daß die Auswerte­ bedingungen für die Corioliskraft stabil sind. Auch Tem­ peraturveränderungen und Alterungseffekte können automa­ tisch nachgeregelt werden, wobei mittels des Regelkreises die Schwingungen beider Oszillatoren aufeinander abge­ stimmt werden. Das bekannte Verfahren macht es nicht mehr nötig, den Detektionsmodus möglichst weit von der Oszil­ latorfrequenz zu entfernen.
Aus der DE-A-196 53 021 ist eine Vorrichtung zur Ermitt­ lung einer Drehrate mit einem Drehratensensor bekannt, die unter anderem ein Maß für die Coriolis-Beschleunigung und damit auch für die Drehrate ist. Die Ausgangssignale des Drehratensensors sind pulsweitenmodulierte oder Sigma-Delta-Signale. Diese werden einer digitalen Auswer­ teschaltung zugeführt, welche einen Subtrahierer, ebnen Multiplizierer und einen Phasenschieber aufweist. Letzte­ rem wird das Trägersignal zugeführt, das den Drehraten­ sensor zu Schwingungen anregt, wobei der digitale Phasen­ schieber das Trägersignal in Phase mit den Coriolis-Be­ schleunigungsanteilen bringt und wobei das zugehörige Si­ gnal dem Multiplizierer zugeführt wird. Dessen Ausgangs­ signal wird über einen D/A-Wandler und einen Tiefpaß dem Ausgang zugeführt, an welchem das gewünschte Drehratensi­ gnal zur Verfügung steht.
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Vorspannungserzeu­ gung für einen rotatorisch oder linear schwingenden Drehratensensor führt zu dem Vorteil, daß ein Auftreten eines Quadratursignals, welches die Drehratensignaler­ mittlung negativ beeinflussen könnte, durch eine Erzeu­ gung geeigneter Vorspannungssignale für die Elektroden­ anordnung vermieden oder zumindest minimiert wird. Auf­ grund dieser Vorspannungssignale treten auf den Drehra­ tensensor, der beispielsweise scheibenförmig aufgebaut ist, einwirkende elektrostatische Kräfte auf. Mittels dieser wird der Drehratensensor so geneigt, daß das Qua­ dratursignal minimiert ist. Um den Drehratensensor in eine gewünschte Richtung zu neigen, genügt es, Potential­ differenzen zwischen den Detektionselektroden vorzugeben. Dies kann durch eine Vorgabe zweier Ausgangssignale UQ1 und UQ2 aus dem Quadraturkompensator erfolgen, wobei diese Ausgangssignale die auf die Elektroden gegebenen Vorspannungen beeinflussen. Vorzugsweise werden zur Kom­ pensation des Quadratursignals beim rotatorischen Drehra­ tensensor vier und beim linearen Drehratensensor minde­ stens 2 unter der Sensorstruktur angeordnete Elektroden mit geeigneten Vorspannungen beaufschlagt.
Weitere Vorteile der erfindungsgemäßen Vorrichtung beste­ hen in einer Verbesserung der Meßauflösung und - da die Quadraturkomponente in adaptiver Weise unterdrückt wird - darin, daß Alterungs- und Temperaturabhängigkeiten sowie die Notwendigkeit eines Abgleichs vermieden werden.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus in den abhängigen Ansprüchen angegebenen Merkmalen.
Zeichnung
Die Erfindung wird anhand eines in den Zeichnungen darge­ stellten Ausführungsbeispiels in der nachfolgenden Be­ schreibung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 eine Skizze zur Erläuterung des Prinzips eines rotatorisch schwingenden Drehratensensors,
Fig. 2 eine Skizze zur Veranschaulichung der Elek­ trodenstruktur unter der seismischen Masse,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Vor­ spannungserzeugung für einen rotatorisch schwingenden Drehratensensor und
Fig. 4 ein Diagramm zur Veranschaulichung des Amplitu­ denfrequenzganges der Detektionsbewegung.
Beschreibung
Die Fig. 1 zeigt eine Skizze zur Erläuterung des Prin­ zips eines rotatorisch schwingenden Drehratensensors. Eine scheibenförmige Struktur wird in eine rotatorisch vibrierende Schwingung um die zur Chipoberfläche senk­ rechte Achse z versetzt. Aufgrund des Drehimpulserhal­ tungssatzes reagiert diese Struktur auf eine von außen aufgebrachte Drehgeschwindigkeit (Drehrate) um die Achse y mit einem Drehmoment, das die scheibenförmige Struktur um eine Achse x senkrecht zur Antriebbewegungsachse z und senkrecht zur Drehratenachse y verkippt. Diese Detekti­ onsbewegung um die Achse x wird mit Hilfe von Elektroden, die sich unterhalb der Struktur auf dem Substrat befin­ den, elektrostatisch über Kapazitätsänderungen detek­ tiert. Diese Anordnung geht aus der Fig. 2 hervor, wel­ che eine Skizze zur Veranschaulichung der Elektroden­ struktur E unter der seismischen Masse M des Sensors zeigt.
Das erhaltene Meßsignal wird einem Kapazitäts-Spannungs- Wandler zugeführt, an dem ein Signal auftritt, das der Drehgeschwindigkeit der Antriebsbewegung multipliziert mit der zu messenden Drehrate entspricht. Nachrichten­ technisch betrachtet handelt es sich um ein zweiseiten­ bandamplitudenmoduliertes Signal ohne Träger. Mittels ei­ ner nachfolgenden Signalverarbeitung erhält man durch eine Synchrondemodulation und eine Tiefpaßfilterung das gewünschte Drehratensignal.
Bei realen Drehratensensoren tritt an den Detektionskapa­ zitäten jedoch nicht nur das genannte drehratenproportio­ nale Signal auf, das einer Anregung der Detektionsbewe­ gung in Phase mit der Drehgeschwindigkeit der Antriebsbe­ wegung entspricht, sondern auch ein Signal, das die De­ tektionsbewegung in Phase mit der Amplitude bzw. der Be­ schleunigung der Antriebsbewegung anregt. Es handelt sich dabei um ein Störsignal, das unabhängig von der zu mes­ senden Drehrate vorhanden ist und das geeignet ist, die Drehratensignalauswertung negativ zu beeinflussen. So verschlechtert es beispielsweise die erreichbare Meßauf­ lösung. Dieses Störsignal ist zum Meßsignal um 90° pha­ senverschoben. Es steht also im elektrischen Zeigerdia­ gramm senkrecht auf dem Meßsignal und wird daher als Qua­ dratursignal bezeichnet.
Die Gründe für das Auftreten eines Quadratursignals sind im wesentlichen Imperfektionen, die bei der Fertigung des mikromechanischen Sensorelements auftreten.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das genannte Qua­ dratursignal bereits in der Sensormechanik kompensiert. Dazu werden unter Verwendung eines digitalen adaptiven Algorithmus in geeigneter Weise elektrostatische Kräfte auf die scheibenförmige Sensorstruktur ausgeübt, so daß ein Quadratursignal erst gar nicht auftritt bzw. es zu­ mindest minimiert wird. Dadurch werden in vorteilhafter Weise auch die angesprochenen unerwünschten Einflüsse des Quadratursignals auf die Signalauswertung vermieden.
Mittels dieser Signalauswertung wird das amplitudenmodu­ lierte, drehratenproportionale Signal, das aus dem Kapa­ zitäts-Spannungs-Wandler kommt, aus diversen Störsignalen herausgefiltert. Störsignale können beispielsweise Rau­ schen der Mechanik und der Elektronik sein, können aber auch durch Störbeschleunigungen verursacht werden. Aus diesen Gründen und aus Gründen der Empfindlichkeitsstei­ gerung ist es vorteilhaft, bei der Detektionsbewegung die Resonanz der mechanischen Struktur um die Detektionsachse auszunutzen.
Bei mechanischen Strukturen wie dem DRS-MM2 der Anmelde­ rin liegen aber die Antriebsresonanz und die Detektions­ resonanz nicht notwendigerweise aufeinander und streuen außerdem mit den Fertigungstoleranzen. Daher benötigt man eine Detektionsresonanzregelung, die die Detektionsreso­ nanzfrequenz auf die Antriebsresonanzfrequenz zwingt. Ein derartiger Resonanzregler ist in der bereits oben erwähn­ ten DE 199 10 415 beschrieben.
Ein Problem, das dabei auftritt, ist die Bandbreite der Resonanzüberhöhung der Detektionsbewegung. Bei Strukturen wie dem DRS-MM2 beträgt diese Bandbreite aufgrund der entsprechenden Güte der Detektionsresonanz nur einige Hz. Damit würde sich eine Bandbreite der gesamten Drehraten­ messung von ebenfalls einigen Hz ergeben. Das wäre viel zu wenig, verglichen mit den 50 bis 100 Hz, die in den Spezifikationen üblicherweise gefordert werden. Man könnte zwar den Gasdruck erhöhen, der die Struktur umgibt und damit die Resonanz soweit dämpfen, bis die Reso­ nanzüberhöhung eine passende Bandbreite besitzt. Man würde damit aber gleichzeitig das mechanische Rauschen vergrößern und die Antriebsresonanz bedämpfen, so daß man eine geringere Meßauflösung und höhere erforderliche An­ tiebsspannungen hätte. Gleichzeitig würde man die Tempe­ raturabhängigkeit der Meßempfindlichkeit vergrößern. Alle diese Auswirkungen sind höchst unerwünscht.
Den gleichen Effekt einer passenden Bedämpfung der Detek­ tionsresonanz kann man aber auch mittels einer elektroni­ schen Bandbreiteneinstellung erzielen. Gleichzeitig erge­ ben sich dadurch auch Vorteile bezüglich der Tempera­ turabhängigkeit der Resonanzüberhöhung der Detektionsbe­ wegung und damit der Sensorempfindlichkeit.
Die Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Vorspannungserzeugung für einen rotatorisch schwin­ genden Drehratensensor, die sinngemäß auch bei einem li­ near schwingenden Drehratensensor anwendbar ist.
Die vom Drehratensensor 1 erzeugten, an den Schaltungs­ punkten P1 und P2 anliegenden Meßsignale, welche vorzugs­ weise Kapazitätsmeßsignale sind, werden einem Kapazitäts- Spannungs-Wandler 2 zugeführt. Dieser stellt an seinem Ausgang ein Signal UΔ C zur Verfügung, welches der Drehge­ schwindigkeit der Antriebsbewegung multipliziert mit der zu messenden Drehrate entspricht.
Dieses wird einem adaptiven Phasenkompensator 3, einer Bandbreiteneinstellungsschaltung 4 und einem Resonanzreg­ ler 5 zugeführt.
Der adaptive Phasenkompensator 3 hat die Aufgabe, das in einem Testsignalgenerator 6 erzeugte Signal UT, das den Drehratensensor zu Schwingungen anregt, in Phase mit den im Ausgangssignal des Kapazitäts-Spannungs-Wandlers 2 enthaltenen Coriolis-Beschleunigungsanteilen zu bringen. Dies kann beispielsweise so geschehen, wie es in der be­ reits oben genannten Patentanmeldung 196 53 021 der An­ melderin beschrieben ist. Das Ausgangssignal Ue des Pha­ senkompensators 3, welches nach dem LMS (least-mean­ square)-Algorithmus ermittelt wird, wird dem Synchronde­ modulator 7 zugeführt. Dieser erhält weiterhin Demodula­ tionsträgersignale UTq und UTr, welche ebenfalls im adap­ tiven Phasenkompensator durch Auswertung des Signals UT des Testsignalgenerators 6 und des Ausgangssignals UΔ C des Kapazitäts-Spannungs-Wandlers 2 erhalten werden.
Im Synchrondemodulator 7 erfolgt durch Multiplikation und anschließende Tiefpaßfilterung aus dem Signal Ue und den Demodulationsträgern UTq und UTr eine Ermittlung des ge­ wünschten Drehratensignals Ur und eines Quadratursignals Uq.
Aus dem Drehratensignal Ur und dem Quadratursignal Uq werden mittels des adaptiven Quädraturkompensators 8, welchem weiterhin die im adaptiven Phasenkompensator 3 ermittelten Demodulationsträgersignale UTq und UTr zuge­ führt werden, Steuersignale UQ1 und UQ2 ermittelt, die der Vorspannungserzeugungsanordnung 9 zugeleitet werden. Diese Steuersignale UQ1 und UQ2 werden im Sinne eines di­ gitalen adaptiven Algorithmus zum Beaufschlagen der Detek­ tionselektroden des Drehratensensors mit Gleichspan­ nungspegeln verwendet. Diese werden durch den adaptiven Algorithmus solange verändert, bis das entstehende Qua­ dratursignal Uq minimal wird bzw. völlig verschwindet. Hierzu können verschiedene Algorithmen eingesetzt werden, beispielsweise der Optimierungsalgorithmus nach der Methode des steilsten Abstiegs.
Bei dieser Methode werden kleine Spannungsänderungen ab­ wechselnd über UQ1 und UQ2 auf die Elektroden gegeben und die Reaktion des Quadratursignals darauf ausgewertet. Sinkt die Quadratur, so werden weiter gleichartige Span­ nungsänderungen auf die Ausgangssignale gegeben. Steigt die Quadratur, werden Spannungsänderungen entgegengesetz­ ter Polarität verwendet. Gleichzeitig wird die Größe der Spannungsänderung gemäß dem Betrag der verbleibenden Qua­ dratur angepaßt. Auf diese Art gelangt man zu einem Mini­ mum der Quadratur, im Idealfall verschwindet sie ganz.
Der Vorspannungserzeugungsanordnung 9 werden außer den bereits genannten Steuerspannungen UQ1 und UQ2 weitere Eingangssignale UT, UR und UB zugeführt.
Das Signal UT wird im Testsignalgenerator 6 generiert. Dieser verwendet beispielsweise eine Frequenz ft, die 100 Hz beträgt, und erzeugt daraus ein Testsignal UT mit Fre­ quenzkomponenten bei fs + ft und fs - ft, wobei fs die Ei­ genfrequenz eines Schwingkörpers beschreibt. Dieses Test­ signal gelangt über die Vorspannungserzeugungsanordnung 9 an den Drehratensensor 1 und auch direkt - wie bereits oben ausgeführt wurde - an den adaptiven Phasenkompensa­ tor 3. Weiterhin wird das Signal UT auch in Form seiner Einzelkomponenten dem Resonanzregler 5 zugeführt.
Der Resonanzregler 5 ermittelt unter Verwendung dieser Einzelkomponenten des Signals UT und des Ausgangssignals UΔ C des Kapazitäts-Spannungs-Wandlers 2 eine Steuerspan­ nung UR, die am Ausgang des Resonanzreglers 5 zur Verfü­ gung gestellt und der Vorspannungserzeugungsanordnung 9 zugeführt wird.
Ein Beispiel für einen derartigen Resonanzregler ist der bereits oben genannten DE 199 10 415 der Anmelderin ent­ nehmbar. Die ermittelte Steuerspannung UR wird allen vier Elektroden als gemeinsame Vorspannung zugeführt. Dadurch wird die effektive Federsteifigkeit der Detektionsbewe­ gung des Sensorelementes so weit verringert, bis die Ar­ beitsfrequenz des Sensorelementes und die Resonanzfre­ quenz der Detektionsbewegung übereinstimmen. Die Verwen­ dung eines derartigen Resonanzreglers hat den Vorteil, daß es nicht mehr notwendig ist, den Detektionsmodus mög­ lichst weit von der Oszillatorfrequenz entfernt vorzuse­ hen. Ein durch die Resonanzüberhöhung verursachter Ampli­ tudenfehler tritt nicht mehr auf, da der eingeschwungene Zustand durch permanente Resonanzregelung stabil beibe­ halten wird.
Das Signal UB wird in der Bandbreiteneinstellungssschal­ tung 4 erzeugt, welcher eingangsseitig das Ausgangssignal UΔ C des Kapazitäts-Spannungs-Wandlers 2 zugeführt wird. Folglich wird zur elektronischen Bandbreiteneinstellung der Detektionsbewegung des Sensorelementes eine geeignete Gegenkopplung des Signals UΔ C über den Ausgang der Band­ breiteneinstellung UB und die Vorspannungserzeugung auf das Sensorelement durchgeführt. Dazu wird eine Art Lage­ regler verwendet, der einen um 90° phasenverschobenen An­ teil besitzt. Zu diesem Zweck kommen beispielsweise DT1-, PDT1- und PIDT1-Regler in Frage. Diese Regler werden aber nicht wie übliche Lageregler betrieben, weil diese die Übertragungsfunktion der Detektionsbewegung ungeeignet verändern würden. Vielmehr plaziert man im Gegensatz zum sonst üblichen Lageregler den Regler im Rückwärtszweig der Regelschleife und es wird nur eine ganz bestimmte, vergleichsweise kleine Kreisverstärkung eingestellt, die die Resonanzpole in der s-Ebene gerade soweit von der imaginären Achse entfernen, daß sich die gewünschte Band­ breite der Resonanz der Detektionsbewegung ergibt.
Die Fig. 4 zeigt den Amplitudenfrequenzgang der Detekti­ onsbewegung ohne (- -) und mit (-) Bandbreiteneinstellung. Der Amplitudengang ist auf die Verstärkung bei der Fre­ quenz 0 bezogen. Das Lehrsche Dämpfungsmaß der Detekti­ onsbewegung ist zu D = 0,01 angenommen, die Arbeitsfre­ quenz ist beispielsweise 2 KHz. Es wurde ein DT1-Regler eingesetzt. Um so größer die ursprüngliche Güte der De­ tektionsresonanz des Sensorelementes ist, desto unabhän­ giger wird die verbleibende Güte des Sensorelementes mit Bandbreiteneinstellung und damit die Bandbreite und die Meßempfindlichkeit des Gesamtsensors von Veränderungen der ursprünglichen Güte des Sensorelementes durch Tempe­ ratur, Alterung und Gasdruck.
Weitere Vorteile einer derartigen elektronischen Band­ breiteneinstellung bestehen darin, daß Schwankungen der Güte der Detektionsbewegung des Sensorelementes durch Fertigungstoleranzen, Alterung und Temperatur gedämpft werden. Ferner ist eine derartige elektronische Bandbrei­ teneinstellung einfacher realisierbar als eine mechani­ sche Güteeinstellung, beispielsweise über den Gasdruck. Auch ist die Temperaturabhängigkeit der Meßempfindlich­ keit des Gesamtsensors stark herabgesetzt.
Die Vorspannungserzeugungsschaltung 9 erzeugt unter Ver­ wendung der ihr zugeführten Signale vier Vorspannungen U1, U2, U3 und U4 für die unterhalb der seismischen Masse des Drehratensensors angeordneten vier Elektroden. Dies geschieht nach den folgenden Beziehungen:
U1 = UB + UQ1 + UT + UR
U2 = - UB - UQ1 - UT + UR
U3 = UQ2 + UR
U4 = - UQ2 + UR.
Auch ein BITE-Signal kann an dieser Stelle eingespeist werden. Linear schwingende Drehratensensoren, die nur 2 Elektroden verwenden, benutzen nur die Spannungen U1 und U2.
Mittels der Amplitudenstabilisierungsschaltung 11, der über einen Kapazitäts-Spannungs-Wandler 10 ein vom Drehratensensor 1 abgeleitetes Eingangssignal zugeführt wird, wird ein Ausgangssignal erzeugt, aufgrund dessen der Sensor in eine Drehschwingung mit konstanter Ampli­ tude um die aus der obigen Fig. 1 ersichtliche z-Achse versetzt wird. Die Erzeugung dieses Ausgangssignals er­ folgt mittels einer Schwingschaltung mit Amplitudenrege­ lung. Dies führt dazu, daß das Sensorelement mit seiner Eigenfrequenz fs um die z-Achse schwingt.

Claims (14)

1. Vorrichtung zur Vorspannungserzeugung für einen rota­ torisch oder linear schwingenden Drehratensensor, welcher ausgangsseitig mindestens ein Meßsignal zur Verfügung stellt, aus welchem mittels einer an den Drehratensensor angeschlossenen Auswerteschaltung ein Drehratensignal ermittelt wird, und welcher eine Elektrodenanordnung mit mindestens zwei Elektroden aufweist, die mit einer Vor­ spannungserzeugungsanordnung verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen adaptiven Quadra­ turkompensator (8) aufweist, der eingangsseitig mit der Auswerteschaltung (2, 3, 7) und ausgangsseitig mit der Vorspannungserzeugungsanordnung (9) verbunden ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Meßsignal ein Kapazitätsmeßsignal ist und die Auswerteschaltung einen Kapazitäts-/Span­ nungs-Wandler (2) aufweist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Auswerteschaltung einen adap­ tiven Phasenkompensator (3) und einen Synchrondemodulator (7) aufweist.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der adaptive Pha­ senkompensator (3) Ausgänge für ein phasenverschobenes Meßsignal (Ue) und Demodulationsträgersignale (UTq, UTr) aufweist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Demodulationsträgersignale dem ad­ aptiven Quadraturkompensator (8) zugeführt werden.
6. Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Synchrondemodulator (7) Ein­ gangsanschlüsse für die Ausgangssignale des adaptiven Phasenkompensators (3) sowie zwei Ausgänge aufweist, wo­ bei am ersten dieser Ausgänge das Drehratensignal (Ur) und am zweiten dieser Ausgänge ein Quadratursignal (Uq) abgreifbar ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der adaptive Quadraturkompensator (8) einen Eingang für das Drehratensignal (Ur) und einen Ein­ gang für das Quadratursignal (Uq) aufweist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der adaptive Quadraturkompensator (8) aus seinen Eingangssignalen mittels eines digitalen, ad­ aptiven Algorithmus mindestens zwei Steuersignale (UQ1, UQ2) für die Vorspannungserzeugungsanordnung (9) gene­ riert.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der adaptive Quadraturkompensator (8) mindestens zwei Ausgänge aufweist, an denen er unter­ schiedliche Steuersignale (UQ1, UQ2) für die Vorspannungs­ erzeugungsanordnung (9) zur Verfügung stellt.
10. Vorlichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Resonanz­ regler (5) aufweist, der ausgangsseitig mit der Vorspan­ nungserzeugungsanordnung (9) verbunden ist und zur Erzeu­ gung eines Resonanzregelsignals (UR) dient.
11. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Kapazitäts-Spannungs-Wandlers (2) einer Bandbreiten­ einstellungsschaltung (4) zugeführt wird, die ausgangs­ seitig mit der Vorspannungserzeugungsanordnung (9) ver­ bunden ist und zur Erzeugung eines Bandbreiteneinstel­ lungs-Steuersignals (UB) vorgesehen ist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Bandbreiteneinstellungsschaltung (4) einen Lageregler mit einem um 90° phasenverschobenen Anteil aufweist, der im Rückwärtszweig einer Regel­ schleife angeordnet ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Kreisverstärkung des Lagereglers derart eingestellt ist, daß eine vorgegebene Bandbreite bzw. Güte der Resonanz der Detektionsbewegung erzielt wird.
14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Elektrodenanordnung zwei bzw. vier Elektroden aufweist und die Vorspannungserzeugungsanord­ nung Vorspannungen für die Elektroden nach folgenden Be­ ziehungen erzeugt:
U1 = UB + UQ1 + UT + UR
U2 = - UB - UQ1 - UT + UR
U3 = UQ2 + UR
U4 = - UQ2 + UR,
wobei im Fall von zwei Elektroden die Spannungen U1 und U2 verwendet werden und
wobei UT ein mittels eines Testgenerators (6) erzeugtes Testsignal, UR das Ausgangssignal des Resonanzreglers (5), UB das Ausgangssignal der Bandbreiteneinstellungs­ schaltung (4) und UQ1 und UQ2 die Ausgangssignale des ad­ aptiven Quadraturkompensators (8) sind.
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