DE19837409A1

DE19837409A1 - Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem optischen PSK-Homodyn-Empfänger

Info

Publication number: DE19837409A1
Application number: DE1998137409
Authority: DE
Inventors: Christoph Rapp; Florian David
Original assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Current assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Priority date: 1998-08-18
Filing date: 1998-08-18
Publication date: 2000-03-02
Anticipated expiration: 2018-08-19
Also published as: DE19837409B4

Abstract

Zur Trägerrückgewinnung in einem PSK-modulierte optische Signale eines optischen Senders nach einer Übertragung empfangenden optischen PSK-Homodyn-Empfänger wird eine Lokaloszillator-Schwingung erzeugt, die mit dem empfangenen optischen PSK-modulierten Signal zur Bildung eines im Basisband liegenden Detektionssignals gemischt und unter Verwendung eines Phasenfehlersignals mit dem Trägersignal des empfangenen optischen Signals phasensynchronisiert wird. Dieses Phasenfehlersignal wird aus einer durch bauteilbedingt bereits vorhandene und/oder bewußt durch gezielte Maßnahmen eingefügte Bandbegrenzungen auf dem Signalweg bis zum sendeseitigen optischen Phasenmodulator und eine systeminhärente nichtlineare Abbildung entstehenden Asymmetrie des Signalverlaufs des Detektionssignals gewonnen, indem Abtastwerte, die symmetrisch um das zeitliche Mittel der Datenabtastzeitpunkte in einem Abstand DELTAt einschließlich des Grenzfalls DELTAt = 0 aus dem Detektionssignal oder durch Signalverarbeitung daraus hervorgegangenen Signalen gewonnen werden, mit den entschiedenen Daten oder daraus abgeleiteten Daten bzw. daraus abgeleiteten Signalen verknüpft und ausgewertet werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem PSK(Phase Shift Keying)-modulierte optische Signale eines optischen Senders nach einer Übertragung empfangenden optischen PSK-Homodyn-Empfänger nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Im optischen PSK-Homodyn-Empfänger wird ein phasenmoduliertes Signal mit der Schwingung eines Lokaloszillators überlagert und so direkt ins Basisband heruntergemischt. Die Phasenlage des Lokaloszillators muß dazu mit der Referenzphase der Empfangs lichtwelle übereinstimmen. Dies macht eine Phasenregelung zwin gend erforderlich. Hierzu ist aus dem empfangenen Signal ein geeignetes Fehlersignal zu gewinnen. Die bisher in der opti schen Nachrichtentechnik verfügbaren Verfahren weisen dabei gravierende Nachteile auf.

Zunächst soll ein grober Überblick über die optische Nachrich tentechnik und speziell den optischen Überlagerungsempfang ge geben werden; die bekannten Phasenregelungsverfahren Costas Loop-, Syncbit- und Restträger-Verfahren werden danach kurz er läutert.

Der steigende Bedarf an Kommunikations- und Multimediadiensten und die damit verbundene Frequenzknappheit im Mikrowellenbe reich einerseits und einige schwerwiegende Vorteile der opti schen Übertragung andererseits lassen diese Technik in Zukunft unverzichtbar werden. Die fasergebundene Übertragung - derzeit mittels Intensitätsmodulation - ist bereits weit verbreitet. Es besteht aber auch großes Interesse am Einsatz dieser Technolo gien zur Freiraumübertragung in kommerziellen Satellitensyste men. Ein wesentliches Merkmal dieser Satellitennetze ist die direkte Datenübertragung zwischen den einzelnen Satelliten mit tels sogenannter Intersatellitenlinks.

Die binäre Phasenumtastung (BPSK, binary phase shift keying) mit homodynem Überlagerungsempfänger bietet die Möglichkeiten, die angestrebten Bitfehlerraten mit kleinstmöglichem Energie aufwand zu erreichen. Ein wesentlicher Vorteil der optischen Übertragung gegenüber einer Mikrowellenübertragung ist die Mög lichkeit, das Licht sehr eng zu bündeln. Es wird dadurch eine höhere Übertragungseffizienz erreicht, allerdings ist dabei ei ne sehr exakte Strahlführung notwendig.

Der optische Überlagerungsempfang kann auch bei der Frei raumübertragung durch die Atmosphäre angewendet werden. Dabei treten durch deren Inhomogenitäten jedoch starke Störungen auf. Auch dort, wo der Einsatz von Regenerativ-Verstärkern nicht oder nur schwer möglich ist, wie beispielsweise bei Unterseeka beln, ist der Einsatz höchstempfindlicher optischer Übertra gungsverfahren sinnvoll.

In der fasergebundene Übertragung, bei der zur Zeit nur Inten sitätsmodulationsverfahren zur Anwendung kommen, ist langfri stig mit Sicherheit mit dem Einsatz kohärent-optischer Verfah ren zu rechnen, da die Übertragungskapazitäten beim momentan eingesetzten Wellenlängenmultiplex nicht mehr ausreichen. Die hohe Selektivität der kohärent-optischen Verfahren mit BPSK- Modulation läßt hier wesentlich geringere Kanalabstände zu.

Wie bereits beschrieben, wird mit einer BPSK-Modulation und ho modynem Überlagerungsempfänger die maximale Empfindlichkeit bei optischen Empfängern erreicht. Dieses Verfahren soll daher nä her erläutert werden. Bei binärer Phasenumtastung sind zwei verschiedene Phasenlagen möglich; pro Symbol kann also ledig lich ein Bit übertragen werden. Dabei gilt für die Daten u₁ einer binären Quelle

u₁ ∈ {-1; +1}

Das Sendesignal in normierter komplexer Basisbanddarstellung lautet damit

S_TP (t) = e^{jϕ (t)}

mit

wobei mit m der Modulationshub bezeichnet ist. Er kann zunächst zu 1 angenommen werden; es ergibt sich somit eine Modulation mit den Phasenzuständen ±π/2. g(t) gibt die Impulsform an.

In der optischen Nachrichtentechnik ist die Verwendung von Rechteckimpulsen üblich, da auf dem Kanal normalerweise keiner lei Bandbreitenprobleme auftreten. Durch die immer höheren Da tenraten und nicht ideale Bauelemente im Sender und Empfänger, wie etwa Verstärker und Phasenmodulatoren, ergeben sich aller dings dennoch Bandbegrenzungen.

Ein Datensignal wird in der Praxis mittels eines Phasenmodula tors, der durch geringfügige Änderungen seines Brechungsindexes unter Einfluß eines elektrischen Feldes die Durchlaufverzöge rung einer Lichtwelle verändern und somit deren Phasenlage dre hen kann, auf die Phasenlage der Sendelichtwelle aufmoduliert. Die Dämpfung bleibt dabei konstant, so daß man sich in einer normierten Basisbanddarstellung auf dem Einheitskreis bewegt.

Dies ist ein wesentlicher Unterschied zur Mikrowellenübertra gung, bei der üblicherweise die Phasenmodulation durch eine Quadratur-Amplituden-Modulation ersetzt wird. In Fig. 1 ist eine Modulationsebene mit Inphase-(I) und Quadratur-Komponente (Q) bei einer binären Phasenmodulation dargestellt.

In der analytischen Betrachtung wird das Signal S_TP mit einer Trägerschwingung f₀ multipliziert, um das normierte Bandpaßsi gnal zu erhalten. Damit ergibt sich:

x(t) = Re{S_TP (t).exp[j.2πf₀.t]}

Im Empfänger wird das Empfangssignal durch Überlagerung mit der Schwingung des Lokallasers direkt ins Basisband herunter ge mischt. Dabei wird die quadratische Kennlinie der Empfangs photodioden ausgenützt, deren Durchlaßstrom von der einfallen den Lichtleistung abhängig ist. Es entstehen keine höheren Mischprodukte, so daß sich als meßbare Nutzamplitude des Emp fangssignals ergibt:

r(t) = Re{S_TP (t)} = cos(ϕ(t))

Dieses Signal entspricht der Projektion des komplexen Signals auf die Inphase(I)-Achse (siehe Fig. 1). Voraussetzung dafür ist, daß der Lokaloszillator in seiner Phasenlage mit der Refe renzphase des Empfangslichts übereinstimmt. Der Kanal kann als ideal angenommen werden. Störungen treten allerdings durch die Photodioden und die Empfangsverstärker auf.

Der Nutzanteil des Photodiodenstroms in Abhängigkeit von der auftreffenden Lichtleistung lautet:

wobei mit P_E die Leistung der Empfangslichtwelle und mit P_L die Leistung der Lokaloszillatorwelle bezeichnet sind.

In dem Blockschaltbild eines optischen Überlagerungsempfängers von Fig. 2 erkennt man ein additives Rauschen L_Ü, das nicht auf dem Kanal, sondern erst im elektrischen Teil des Empfängers auftritt. Es setzt sich zusammen aus dem Schrotrauschen L_S der Photodioden und dem thermischen Verstärkerrauschen L_T.

L_Ü = L_S + L_T = e.(R.P_L + 2I_D) + L_T

wobei mit R die Empfindlichkeit der Photodiode und mit I_D der Dunkelstrom der Photodiode bezeichnet sind.

Es ergibt sich somit für das Signal-Rausch-Verhältnis

wobei mit B die Bandbreite des Detektionsfilters bezeichnet ist.

Ist P_L»P_E, so erreicht das Signal-Rausch-Verhältnis (S/N)_Ü eine Sättigung; man spricht von Schrotrauschbegrenzung. Durch hohe Lokaloszillator-Leistungen kann dieser Zustand und damit der optimale Signalrauschabstand erreicht werden.

Wird die Empfangslichtleistung auf zwei Empfängerzweige aufge teilt, wie es beispielsweise bei der Detektion einer QPSK- Modulation oder dem später beschriebenen Costas Loop Verfahren notwendig ist, so wird an Hand der angegebenen Gleichung klar, daß das optimale Signal-Rausch-Verhältnis (S/N) nicht erreicht werden kann. Daraus folgt auch, daß bei der binären Phasenumta stung (BPSK) eine höhere Empfindlichkeit erreicht werden kann als bei QPSK.

Wie bereits beschrieben, ist eine Phasenregelung im homodynen Überlagerungsempfänger zwingend erforderlich. Frequenzdrift und Phasenrauschen der verwendeten Laser würden sonst eine sinnvol le Detektion unmöglich machen. Für diese Phasenregelung stehen diverse Verfahren zur Verfügung, die jedoch mit gewissen Nach teilen behaftet sind; sie werden im folgenden kurz dargestellt. Eine bekanntes und weit verbreitetes Verfahren zur Trägerrück gewinnung ist das sogenannte Costas-Loop-Verfahren, dessen Funktionsweise anhand von Fig. 3 verdeutlicht wird. Die ankom mende Welle wird in Inphase-(I) und Quadraturkomponente (Q) de moduliert; die Nutzanteile der beiden Zweige werden miteinander multipliziert und somit der Einfluß der Datenfolge eliminiert. So wird ein vom Phasenfehler abhängiges Signal proportional sin(Δϕ) erhalten, das als Führungsgröße für eine Regelung die nen kann.

Nachteilig für den Einsatz des Costas-Loop-Verfahrens in einem optischen Überlagerungssystem ist die Notwendigkeit einer Demo dulation der Q-Komponente. Die Empfangslichtwelle muß dazu in zwei Zweige aufgeteilt werden. Damit kann, wie bereits erklärt, das optimale Signal-Rausch-Verhältnis (S/N) nicht erreicht wer den. Ein weiteres Problem ergibt sich aus der benötigten Pha senverschiebung der Lokaloszillatorwelle um 90° oder π/2. Ent sprechende Hybride sind nur schwierig und sehr verlustbehaftet realisierbar.

Das Problem des 90°-Hybrids kann mit dem Syncbit-Verfahren um gangen werden. (Siehe Fig. 4a und 4b) Hier wird für einen be stimmten Prozentsatz einer Bitdauer am Ende jedes Bits oder re gelmäßig am Ende eines Blocks von Bits die Phasenlage des Sen delasers oder des Lokaloszillators um 90° gedreht. Somit kann, obwohl nur die I-Komponente demoduliert wird, anstelle eines Datenbits eine Phasenfehlerinformation proportional sin(Δϕ) durch Abtastung gewonnen werden. (Siehe Fig. 4b) Die Phasendre hung wird zumeist sendeseitig realisiert, da hier ohnehin ein Phasenmodulator vorhanden ist.

Nachteilig bei dem Syncbit-Verfahren ist die Bandbreitenerwei terung, die durch das Einfügen der sogenannten Syncbits in den Datenstrom eintritt und zu einem schlechteren Signal-Rausch- Verhältnis führt. Zudem ist die erforderliche Taktratenumset zung bei hochratigen Systemen schwer zu realisieren.

Wie in Fig. 5a und 5b dargestellt, ist als weitere Möglichkeit das Restträger- oder Pilottonverfahren zu nennen. Hier wird der Modulationshub m geringfügig vermindert. Dadurch wird konstant ein gewisser Trägeranteil mitübertragen, allerdings wird da durch auch die Augenöffnung geringer. Gewonnen werden kann die Phasenfehlerinformation im Empfänger durch einfache Tiefpaßfil terung. Dies macht freilich eine Gleichstrom-Kopplung notwendig und damit scheidet dieses Verfahren für hochratige Realisierun gen aus.

Ohne Gleichstrom-Kopplung kommt dagegen eine Variante des Rest trägerverfahrens, das sogenannte "Switched Residual Carrier" - Verfahren, aus. Es beruht darauf, daß die Polarität des Rest trägers nach einer halben Bitdauer umgeschaltet wird. Für hochratige Realisierungen entstehen allerdings auch hier tech nologische Probleme. Eine Bandbreitenerweiterung durch das schnelle Umschalten, eine Reduzierung der Augenöffnung auch bei idealer Synchronisation und eine zwangsweise nicht ideale Fil terung im nicht-linearen System beim Auftreten von Phasenfeh lern führen zu Verlusten.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren für optische PSK Homodynempfänger zu schaffen, welches die Gewin nung eines Phasenfehlersignals erlaubt, ohne daß
die verlustbehaftete Aufteilung des Empfangslichts wie im Co stas-Loop Empfänger notwendig ist,
zusätzliche teuere und verlustbehaftete optische Komponenten, wie das optische 90°-Hybrid im Costas-Loop-Empfänger benötigt werden,
eine Bandbreitenerweiterung und zusätzliche hochratige Digital logik mit Ratenumsetzung, wie im Syncbitverfahren sowie eine zusätzliche breitbandige Analogelektronik wie im "Switched Re sidual Carrier"-Verfahren erforderlich sind.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff der Ansprüche 3 und 6 durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 bzw. alternativ des An spruchs 6 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der auf den Anspruch 1 unmittelbar oder mittelbar rückbezogenen Ansprüche.

Die Verwendung des sogenannten Augenmusters ist aus der Über tragungstechnik zur Darstellung pulsmodulierter Signale be kannt. (Siehe Fig. 6) Daraus wird gemäß der Erfindung ein Pha senfehlersignal abgeleitet. Im Augenmuster des Detektionssigna les wird bei BPSK mit homodynem Überlagerungsempfänger deutlich eine Asymmetrie erkannt, sobald ein Phasenfehler auftritt. Voraussetzung dafür ist das Auftreten einer sendeseitigen Band begrenzung, die dazu führt, daß das Sendesignal nicht von einem Signalräumpunkt zum anderen springen kann, sondern sich mit ei ner endlichen Winkelgeschwindigkeit auf dem Einheitskreis be wegt. Durch eine systeminhärente nicht-lineare Abbildung, die sich aus der sendeseitigen Phasenmodulation und der empfangs seitigen Demodulation der Inphase-Komponente (I) ergibt, ent steht so die angesprochene Asymmetrie.

Das Auftreten einer sendeseitigen Bandbegrenzung kann vorausge setzt werden, da reale Bauelemente, wie Treiberverstärker oder Phasenmodulatoren, keine idealen Frequenzgänge aufweisen. Da die Asymmetrie bei geringer Bandbegrenzung sehr schwach ausge prägt sein kann, ist auch das Einfügen einer künstlichen Band begrenzung unter Umständen sinnvoll. Allerdings wird dadurch die Augenöffnung beeinträchtigt.

Fig. 7 verdeutlicht die Entstehung der Asymmetrie anhand der be kannten komplexen Basisbanddarstellung. Die beschriebene Asym metrie wirkt sich in vielfältiger Weise aus. Zum einen unter scheiden sich die Abtastwerte für gesendete +1 bzw. -1 im Be trag der Amplitude. Zum anderen verschieben sich die Flanken bei Symbolwechseln, so daß sich auch die Zeitpunkte verschie ben, zu denen das Signal eine bestimmte Schwelle über- oder un terschreitet. Damit verändern sich auch die Momentanwerte des Signals zu beliebigen Zeitpunkten zwischen den für die Daten optimalen Abtastzeitpunkten. Um daraus eine Phasenfehlerinfor mation zu gewinnen, ist stets ein Symbolwechsel von +1 nach -1 oder umgekehrt Voraussetzung.

Alle genannten Effekte können zur Gewinnung eines Phasenfehler signals, das für die Phasenregelung notwendig ist, herangezogen werden. Ähnliche Effekte werden in linearen Übertragungssyste men zur Taktrückgewinnung verwendet. Läuft beispielsweise die Phase des Taktes im Empfänger gegenüber der des Empfangssigna les vor, so erkennt man stets verspätete Nulldurchgänge. Läuft die Referenzphase des Sendesignals beim optischen Überlage rungsempfänger gegenüber der Phase des Lokaloszillators vor, so erkennt man, je nachdem, ob eine positive oder negative Flanke im Empfangssignal auftritt, verfrühte oder verspätete Null durchgänge. Ähnliche Analogien lassen sich für einige weitere, gängige Taktrückgewinnungsverfahren finden.

Aufgrund dieser Erkenntnisse wird es nun möglich eine Vielzahl von Taktrückgewinnungsverfahren auf den Anwendungsfall der Pha senregelung im optischen PSK-Homodynempfänger zu übertragen. Im folgenden werden diese neuartigen Phasenregelungsverfahren an Hand einiger Beispiele vorgestellt.

Beim "Early-Late-Gate" Verfahren handelt es sich nicht wirklich um ein Taktrückgewinnungsverfahren; es ermöglicht lediglich die Synchronisation zweier Taktsignale, die in Fig. 8 mit C1 und C2 bezeichnet sind. Zur Taktrückgewinnung ist hier zunächst eine Signalverarbeitung zur Erzeugung geeigneter Taktsignale notwen dig, die für das Verständnis der folgenden Phasenregelung al lerdings nicht notwendig ist. Fig. 8 zeigt die prinzipielle Funktionsweise des Early-Late-Gate Verfahrens. Je nachdem bei welchem Eingangssignal früher eine Flanke auftritt, wird dem Ausgangssignal eine entsprechende Polarität zugewiesen.

Die Übertragung auf den Anwendungsfall der Phasenregelung ist in Fig. 9 dargestellt. Besteht beispielsweise ein positiver Pha senfehler, so treten die führenden Flanken alternierend in den beiden Eingangssignalen C1 und C2 auf. Hierbei ist das Ein gangssignal C1 das auf größer oder kleiner Null entschiedene Detektionssignal, während das Eingangssignal C2 die durch Abta stung (hier zum optimalen Zeitpunkt) entschiedenen Datenbits bezeichnet. Zur Polaritätszuordnung für das Regelsignal ist hier noch eine zusätzliche Logik notwendig.

Die in Fig. 9 wiedergegebene Schaltung läßt sich durch Verwen dung eines EX-OR-Gatters wesentlich vereinfachen und ist auch für hochratige Realisierungen geeignet. Treten keine Vorzei chenwechsel im Datensignal auf, so kann allerdings auch keine Phasenfehlerinformation gewonnen werden. Solche Zustände sind, wie bereits erwähnt, zu vermeiden.

Ausgenützt wird bei diesem Verfahren zur Phasenregelung das durch die Asymmetrie des Augenmusters bedingte, verfrühte bzw. verspätete Auftreten von Nulldurchgängen des Detektionssignals. Diese müssen nicht unbedingt mit den entschiedenen Daten in Verbindung gesetzt werden; eine Verknüpfung mit daraus abgelei teten Signalen kann unter Umständen ebenfalls sinnvoll sein.

Neben den Nulldurchgängen des Detektionssignals lassen sich auch Durchgänge durch beliebige Schwellen auswerten. Sinnvol lerweise sollten diese symmetrisch um null liegen. Fig. 10 zeigt hierfür ein Beispiel. Das Eingangssignal C1 ist dabei 1, wenn das Detektionssignal zwischen den gezeigten, als grauer Bereich wiedergegebenen zwei Schwellen liegt; sonst ist das Signal C1 null. Das Eingangssignal C2 bezeichnet die entschiedenen Daten.

Auch aus den regulären Abtastwerten lassen sich aufgrund der Asymmetrie des Augenmusters Phasenfehlerinformationen gewinnen, da bei Auftreten eines Phasenfehlers die Amplitudenbeträge der analogen Abtastwerte für +1 und -1 nicht mehr gleich sind. Nach der Beziehung

y_k = x_k-1, -sign(x_k).sign(x_k-1).x_k

können die Abtastwerte adäquat ausgewertet werden. Das Block schaltbild in Fig. 11 entspricht nahezu dem der einfachsten Rea lisierung des Taktrückgewinnungsalgorithmus von Müller/Mueller. Ein Regelsignal entsteht nur, wenn ein Vorzeichenwechsel im Da tensignal auftritt.

Die Verwendung der zur Datenentscheidung optimalen Abtastzeit punkte ist naheliegend, aber nicht die einzige Möglichkeit eine adäquate Information über den Phasenfehler zu erhalten. Bedingt durch die Verschiebung der Flanken des Detektionssignals, läßt sich jedes im Abstand Δt und sinnvollerweise symmetrisch um das zeitliche Mittel zweier Abtastzeitpunkte gewonnene Wertepaar entsprechend auswerten. Einen Grenzfall stellt das "Wertepaar" mit Δt = 0 dar, d. h. ein Wert, der aus einer Abtastung genau zwi schen Daten-Abtastzeitpunkten gewonnen ist. Ein solches Verfah ren wäre äquivalent zum Taktrückgewinnungsverfahren nach Gard ner. (Siehe Fig. 12). Voraussetzung ist dabei ebenfalls das Auf treten eines Vorzeichenwechsels im Detektionssignal. Im Gegen satz zur Taktrückgewinnung ist zur Phasenregelung keine Gewich tung dieses Wertes nötig.

Vorteilhaft bei den aufgeführten Verfahren ist insbesondere, daß der Phasenregelung keine Signalenergie zugeführt werden muß, sondern ohnehin durch Bandbegrenzungseffekte vorhandene Verluste ausgewertet werden. Obwohl ein derart gewonnenes Re gelsignal im Bezug auf seinen Signal-Rausch-Abstand stets schlechter sein wird als beispielsweise beim Costas-Loop- oder Syncbit-Verfahren, ist dennoch die Qualität immer noch gut ge nug, um bei geringem Laserphasenrauschen bessere Ergebnisse zu erzielen, da zur Datenregeneration über die gesamte Zeit die volle Empfangsleistung zur Verfügung steht.

Die angegebenen Verfahren und alle weiteren, die sich aus der Asymmetrie des Augenmusters ableiten lassen, sind darüber hin aus leicht zu implementieren, da weder optische 90°-Hybride noch Ratenumsetzung noch Gleichstrom-Kopplung erforderlich sind. Mit geringem Aufwand ist sogar eine Kombination von Takt rückgewinnung und Phasenregelung möglich. Damit kann eine er hebliche Reduktion der Komplexität eines optischen PSK-Homodyn- Systems erreicht werden.

Claims

1. Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem PSK(Phase Shift Keying)-modulierte optische Signale eines optischen Senders nach einer Übertragung empfangenden optischen PSK-Homodyn- Empfänger, in dem eine Lokaloszillator-Schwingung erzeugt wird, die mit dem empfangenen optischen PSK-modulierten Signal zur Bildung eines im Basisband liegenden Detektionssignals gemischt wird und die unter Verwendung eines Phasenfehlersignals mit dem Trägersignal des empfangenen optischen Signals phasensynchroni siert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenfehlersignal aus einer durch bauteilbedingt bereits vorhandene und/oder be wußt durch gezielte Maßnahmen eingefügte Bandbegrenzungen auf dem Signalweg bis zum sendeseitigen optischen Phasenmodulator und eine systeminhärente nichtlineare Abbildung entstehenden Asymmetrie des Signalverlaufs des Detektionssignals gewonnen wird, indem Abtastwerte, die symmetrisch um das zeitliche Mit tel der Datenabtastzeitpunkte in einem Abstand Δt einschließ lich des Grenzfalls Δt = 0 aus dem Detektionssignal oder durch Signalverarbeitung daraus hervorgegangenen Signalen gewonnen werden, mit den entschiedenen Daten oder daraus abgeleiteten Daten bzw. daraus abgeleiteten Signalen verknüpft und ausgewer tet werden.

2. Verfahren zur Trägerrückgewinnung in einem PSK(Phase Shift Keying)-modulierte optische Signale eines optischen Senders nach einer Übertragung empfangenden optischen PSK-Homodyn- Empfänger, in dem eine Lokaloszillator-Schwingung erzeugt wird, die mit dem empfangenen optischen PSK-modulierten Signal zur Bildung eines im Basisband liegenden Detektionssignals gemischt wird und die unter Verwendung eines Phasenfehlersignals mit dem Trägersignal des empfangenen optischen Signals phasensynchroni siert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenfehlersignal aus einer durch bauteilbedingt bereits vorhandene und/oder be wußt durch gezielte Maßnahmen eingefügte Bandbegrenzungen auf dem Signalweg bis zum sendeseitigen optischen Phasenmodulator und eine systeminhärente nichtlineare Abbildung entstehenden Asymmetrie des Augenmusters des Detektionssignals gewonnen wird, indem Zustände des Detektionssignals oder von durch Si gnalverarbeitung daraus hervorgehenden Signalen in bezug auf eine oder mehrere beliebige Schwellen mit den entschiedenen Da ten oder daraus abgeleiteten Signalen verknüpft und ausgewertet werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Phasenfehlerinformation das verfrühte bzw. verspätete Auftreten von Nulldurchgängen des Detektionssignals zur Auswertung ausge nützt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Phasenfehlerinformation Durchgänge des Detektionssignals durch beliebige Schwellen zur Auswertung ausgenützt werden.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Phasenfehlerinformation Durchgänge des Detektionssignals durch symmetrisch um null liegende Schwellen zur Verwertung ausge nützt werden.