DE19832580A1 - Gleichstromsteller zur Wandlung von 120V AC, 60Hz auf 200V DC zum stufenlosen Regeln der Drehzahl von Universalmotoren (Reihenschluß-Stromwendermotoren) und Gleichstrommotoren. Umwandler 120V AC, 60 Hz auf 200V DC für den Betrieb von elektrischen Haushaltsgeräten mit Nennspannungen 220V AC, 50 Hz in einem Netz mit 120V AC, 60 Hz. - Google Patents

Abstract

Die regelbare Ausgangsspannung wird erhöht, indem in sehr schnellen Schalthandlungen in einer dem Wirkungsprinzip des Gleichstromstellers als Hochsetzsteller verwendeten Schaltung eine große Ladeinduktivität abwechselnd über einen Transistorschalter geladen und entladen wird. DOLLAR A Ein Steuerteil mit einstellbarem Puls-Pausen-Verhältnis des Steuersignals mit einer Taktfrequenz von 16 bis 20 kHz, schaltet den Transistorschalter. Durch diese geführte Modulation des Ladens von elektrischer Energie in eine Speicherinduktivität und anschließendem Umspeichern der magnetischen Energie in einen Ladekondensator, an den ein Verbraucher angeschlossen ist, wird eine regelbare Ausgangsspannungserhöhung in dem Ladekondensator erreicht. DOLLAR A Der Mittelwert der resultierenden Gleichspannung am Ladekondensator entspricht dem Effektivwert der Wechselspannung, mit der ein angeschlossener Verbraucher betrieben werden kann. DOLLAR A Das Steuerteil kann auch bei einer Gleichstromstellerschaltung als Tiefsetzsteller und in abgewandelter Form bei DC-DC-Konverterschaltungen, vollgesteuerten Brückenschaltungen verwendet werden.

Description

ZWECK DER ERFINDUNG

Mit dem Leistungsmodul als Vorschaltgerät ist ein Betrieb von Haushaltsgeräten europäischer Bauart mit Nennspannungen 220V AC, 50 Hz oder amerikanischer Bauart mit Nennspannungen 120V AC, 60 Hz auf dem jeweils anderen Markt mit anderer Nennspannung möglich.

Herstellern elektrischer Geräte mit kleineren Serien wird durch die Verwendung der Schaltungsanordnung des Gleichstromstellers als Hochsetzsteller nach Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 oder als Tiefsetzsteller nach Fig. 8 ermöglicht, ohne langwierigen, teuren und risikoreichen Umentwicklungsaufwand ihrer elektrischen Geräte auf andere höhere oder tiefere Nennspannungen des Exportziellandes, ihr Produkt dort zügig einzuführen und zu vermarkten. Mit einer individuell anpaßfähiger Schaltungsrealisierung bezüglich Layout, Ausgangsspannung und Ausgangsleistung, ist mit der Erfindung ein breites Einsatzspektrum für praktische Anwendungen gegeben. Die Ausgangsleistung ist sowohl bei der Schaltungsanordnung des Hochsetzsteller nach Fig. 1 Fig. 2 und Fig. 3 und Tiefsetzstellers nach Fig. 8, als auch der des DC-DC Konverters nach Fig. 4 mit entsprechender Dimensionierung des Schaltungsaufbaus und der Wahl der verwendeten Leistungshalbleiterbauelemente beliebig anpaßbar.

VORTEILE DER ERFINDUNG GEGENÜBER ANDEREN VERFAHREN

Ein Betrieb von Haushaltsgeräten europäischer Bauart mit Nennspannungen 220V AC, 50 Hz oder amerikanischer Bauart mit Nennspannungen 120V AC, 60 Hz auf dem jeweils anderen Markt mit anderer Nennspannung, ist derzeit nur möglich durch Verwendung von Vorschalttransformatoren bei denen das Übersetzungsverhältnis fest eingestellt ist. Die verwendeten Vorschalttransformatoren sind zwecks Gewichtsersparnissen sogenannte Spartransformationen, ohne galvanische Trennung zwischen Primär- und Sekundärkreis. Die angebotenen Geräte mit fest eingestelltem Spannungsübersetzungsverhältnis, haben schon ab 500 Watt Ausgangsleistung eine beachtliche Baugröße und Gewicht und können in elektrische Haushaltsgeräte kaum integriert werden. Bei Betrieb belasten sie das Netz mit zusätzlicher induktiver Blindleistung.

Eventuell in Frage kommende Spannungsverdopplerschaltungen mit Dioden oder mit Tyristoren, die zwei in Serie geschaltete Ladekondensatoren nachladen können, erfordern bei größeren Leistungen sehr große Kondensatoren. Die elektrische Energie für einen angeschlossenen Motor muß durch die elektrische Feldenergie des Kondensators bereitstehen. Bei einer Drehzahlregelung von Universalmotoren in einer Spannungsverdopplerschaltung mit einer Phasenanschnittsteuerschaltung, ist die mögliche Schaltfrequenz der Tyristoren zu niedrig, wodurch lange Entladezeiten für die Kondensatoren bestehen. Phasenanschnittssteuerungen verursachen zudem Netzstörungen.

Der speziell entwickelte Gleichstromsteller als Hochsetzsteller nach Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3, zur Umwandlung von 120V AC, 60 Hz zu 200V DC zum Betrieb von Universalmotoren und anderer elektrischer Haushaltsgeräte mit Nennspannungen 220V AC, 50 Hz bietet mit geringem Gewicht und kleiner Baugröße auch bei größeren Ausgangsleistungen einen bestechenden Vorteil.

Die Besonderheit des Gleichstromstellers ist, daß die Ausgangsspannung derart moduliert wird über einen als elektronischen Steuerungsschalter verwendeten Leistungstransistor IGBT, mit einer Taktfrequenz von 16 bis 20 kHz, daß die Ausgangsspannung proportional zur Eingangsspannung folgt. Mit einer über ein Potentiometer einstellbaren Impulsbreite des Steuersignals ist die Ausgangsspannung derart veränderbar, daß ein Proportionalitätsfaktor von 1 bis 2 zwischen Ausgangsspannung zu Eingangsspannung einstellbar ist. Die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 ist damit in einem Bereich von 100V DC bis 200V DC beliebig stufenlos einstellbar. Die abgegebene Wirkleistung kann somit stufenlos geregelt werden in einem Bereich zwischen 50% bis 100%. Die Eingangsspannung hat den Verlauf einer Halbsinuswelle. Die Ausgangsspannung ist entsprechend in ihrem Verlauf der Halbsinuswelle moduliert. Spannungsverlauf und Stromverlauf sind nicht lückend und weisen keine Phasenverschiebung auf. Das Netz wird nur mit reiner Wirkleistung belastet. Durch den Aufbau der Schaltung werden bei Betrieb keinerlei Netzstörungen verursacht.

VERWENDUNG DER ERFINDUNG

Mit einem Umwandler der nach Schaltungsanordnung in Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 gegeben ist, kann ein Betrieb von Verbrauchern mit Nennspannungen 220V AC und einer Frequenz von 50 Hz in einem Versorgungsnetz mit geringerer Netznennspannung mit 120V AC und 60 Hz Frequenz erfolgen. Durch die Versorgung der Verbraucher aus einem hochgesetzten Gleichspannungszwischenkreis wird eine gleiche Ausgangsnennleistung erreicht. Die Schaltungsanordnung ermöglicht den Betrieb von Haushaltsgeräten europäischer Bauart im amerikanischen Markt sofern die behördlichen Zulassungsbedingungen für diese Geräte erfüllt werden, ohne aufwendige Umbaumaßnahmen vorzunehmen. Mit der Schaltungsanordnung können alle in elektrischen Haushaltsgeräten verwendeten Universalmotoren stufenlos in der Drehzahl geregelt werden.

Zur Anpassung von elektrischen Geräten mit drehzahlverstellbaren Universalmotoren über eine Phasenanschnittssteuerschaltung, kann diese ersetzt werden durch eine im Layout angepaßte Schaltungsanordnung des Gleichstromstellers als Hochsetzsteller.

Das universelle Steuerteil nach Schaltungsanordnung in Fig. 3 in den Varianten 1 und 2 kann eingesetzt werden zur Steuerung von Leistungshalbleiterbauelemente (Transistoren ), in praktischen Anwendungen von Gleichstromstellerschaltungen als Tiefsetzsteller nach Fig. 8 zum Herabsetzen von Eingangsgleichspannungen für die Drehzahlregelung von Gleichstrommaschinen, oder bei einem speziell dimensionierten Tiefsetzsteller nach Fig. 8, der die Eingangsnennspannung von 220V AC auf 110V DC herabsetzt und somit den Betrieb von Haushaltsgeräten amerikanischer Bauart mit Nennspannungen von 120V AC, 60 Hz im europäischen Versorgungsnetz ermöglicht, sofern sie die europäischen Zulassungsbestimmungen erfüllen.

Ein weiteres Einsatzgebiet des Steuerteils ist in einer Gleichstromstellerschaltungen als Hochsetzsteller für den Bremsbetrieb einer Gleichstrommaschine nach Fig. 9, mit Energierückspeisung in einen Gleichspannungszwischenkreis möglich.

Mit einem in der Funktion erweiterten Steuerteil nach Fig. 5 können zwei Leistungstransistoren abwechselnd angesteuert werden bei einem innovativen DC-DC Konverter nach Fig. 4 mit Wechselstromzwischenkreis.

OFFENLEGUNGSSCHRIFTEN FÜR DIE BEURTEILUNG DER PATENTFÄHIGKEIT

Nachfolgend benannte Offenlegungsschriften der Internationalen Patentklassifikation H02M3/04 entsprechen dem zu Grunde liegenden Wirkungsprinzip einer Schaltungsanordnung, die eine Speicherinduktivität als Energiespeicher benutzt zur Spannungsumsetzung.

Offenlegungsschrift 19 05 369 - Schaltungsanordnung zum Bezug einer Ausgangsgleichspannung bestimmter Größe aus einer eine Eingangsgleichspannung anderer, jedoch polungsrichtungsgleicher Größe liefernden Spannungsquelle.

Offenlegungsschrift DE 36 10 035 A1 - Stromvariabel gespeister verlustarmer Schaltregler.

STEUERTEIL BILDUNG DER RECHTECKFÖRMIGEN STEUERSPANNUNG MIT EINSTELLBAREM PULS- PAUSENVERHÄLTNIS

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 in den Varianten 1 und 2 wird zur Erzeugung der rechteckförmigen Steuerspannung ein Schmitt Trigger als RC-Oszillator verwendet, bei dem ein zusätzlicher Ladezweig zum Entladezweig ergänzt wurde für den Ladekondensator C6. Der Ladekondensator C6 ist mit dem Eingang des Nand Schmitt Trigger verbunden und über zwei weitere Zweige mit dem Ausgang des Nand Schmitt Trigger Ein Zweig, bestehend aus Widerstand R3, Potentiometer R8, (Transistor T6 bei Variant 2) und Diode D3, stellt den Ladezweig (Rückkopplungszweig) dar, über den der Ladekondensator aufgeladen wird. Der andere Zweig, bestehend aus Diode D4, Widerstand R4 und Potentiometer R5, stellt den Entladezweig des Ladekondensators C6 dar.

Da der Ausgang des Schmitt Trigger einen zu kleinen Ladestrom für den Ladekondensator liefert, für ein schnelles Aufladen des Ladekondensators, wird bei Variante 2 ein Transistor T6 zur Leistungsverstärkung dazwischengeschaltet in den Ladezweig, dessen Kollektor an der +15V Versorgungsspannung liegt. Damit wird erreicht, daß sich die Ladezeit des Kondensators aus dem Produkt des Ladewiderstands mal der Ladekapazität errechnet. Die Ladezeitkonstante errechnet sich nach Te = (R3 + R8).C6.

Beim erstmaligen Einschalten der Anordnung ist die Spannung Uc am Ladekondensator C6 Null Volt. Der Ausgang des Nand Schmitt Trigger liegt zu diesem Zeitpunkt auf +15V. Über den Rückkopplungszweig wird der Transistor durchgesteuert und der Ladekondensator aufgeladen bis die Schwellspannung am Eingang des Schmitt Trigger erreicht ist, bei dem der Ausgang des Schmitt Trigger auf Null Volt kippt. Der aufgeladene Ladekondensator entlädt sich nun über den Entladezweig mit der Zeitkonstanten Ta = (R4 + R5).C6 bis am Eingang des Schmitt Trigger die Schwellspannung unterschritten wird, bei der der Ausgang erneut auf die +15V Versorgungsspannung kippt.

Zur Einstellung des Puls-Pausenverhältnisses des rechteckförmigen Steuersignals am Ausgang des Schmitt Trigger RC Oszillators dient das Potentiometer R8 im Ladezweig und das Potentiometer R5 im Entladezweig. Mit dem Potentiometer R8 des Ladezweiges wird die Zeitdauer des Impulses Te (Einschaltzeit) eingestellt, mit dem Potentiometer R5 des Entladezweiges die Impulspause Ta (Ausschaltzeit). Die Periodendauer des Steuersignales ist gegeben durch T = Te + Ta. Die Frequenz f des Steuersignals (Pulsfrequenz) ist durch den Kehrwert der Periodendauer f = 1/T gegeben mit T = Te + Ta. Mit zunehmender Impulsbreite nimmt die Ausgangsspannung zu.

Bei einer praktisch realisierten Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 wurde ein Steuerteil verwendet, mit einer einstellbaren Steuersignalfrequenz (Pulsfrequenz) im Ultraschallbereich zwischen 16 kHz bis 20 kHz.

ABSCHALTUNG DER STEUERSIGNALE

Eine Auswerteschaltung bestehend aus einem Spannungsteiler mit den Widerständen R6 und R7 liegt mit einem Ende an der zu messenden Ausgangsspannung und mit dem anderen Ende am Nullpotential. In der Mitte des Spannungsteilers wird die zu messende Referenzspannung abgegriffen und auf beide Eingänge eines Nand Schmitt Trigger geführt. Das Widerstandsteilerverhältnis R6 zu R7 wird so gewählt, daß bei anliegender maximaler Überwachungsspannung die Referenzspannung am Eingang des Nand Schmitt Trigger den Schwellwert überschreitet, bei dem der Ausgang auf Null Volt kippt. Der Ausgang des Nand Schmitt Trigger wird zusammen mit dem Steuerimpulssignal an die Eingänge eines weiteren Nand Schmitt Trigger gelegt, an dem ein weiterer in Serie liegt. Dies stellt die eigentliche Und-Verknüpfung dar. Überschreitet die zu messende Spannung den maximalen Wert, so wird das Steuerimpulssignal unterbrochen. Der Ausgang des Nand Schmitt Trigger liegt mit Null Volt Potential an der Basis einer nachgeschalteten Gegentaktverstarkerschaltung zur Leistungsverstärkung.

Im Leerlaufbetrieb ohne angeschlossene Last, wird die Spannung am Lastkondensator des Leistungsteils durch die Auswerteschaltung auf einen maximal zulässigen Wert begrenzt.

LEISTUNGSVERSTÄRKUNG DER STEUERSIGNALE ZUR ANSTEUERUNG DES IGBT

Damit der Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) vom Sperrenden in den Leitenden Zustand übergehen kann, muß ein hinreichend großer Basisstrom (Gate) fließen. Da die Ausgangsleistung der Nand-Schmitt Trigger zu gering ist um einen ausreichenden Basisstrom zum Durchsteuern der IGBT zu liefern, wird eine Stromverstärkerschaltung erforderlich. Zur Leistungsverstärkung wird eine Gegentaktschaltung bestehend aus den Transistoren T4 und T5 verwendet mit nur einer Betriebsspannung. Die Transistorschaltungen aus npn- und pnp-Transistoren haben ungefähr gleiche Verstärkereigenschaften. Jeder Transistor am Eingang ist nur während einer Halbperiode der Steuersignale leitend und kann verstärken. Wird die Gegentaktschaltung mit der pulsierenden Rechteckspannung angesteuert, so ist bei +15 V Transistor T4 leitend und bei 0 V ist Transistor T5 leitend. An der Basis des IGBT liegt bei Durchsteuerung von T5 eine kleine Sperrspannung, die um die Basis-Emitter Spannung des pnp Transistors gegenüber dem Nullpotential erhöht ist. Diese Spannung reicht aus um die Basis des IGBT schnell von freien Ladungsträgern zu räumen und damit den über die Kollektor Emitter Strecke fließenden Strom zu sperren. Damit wird eine schnelle Kommutierungszeit des IGBT vom Leitenden in den Sperrenden Zustand erreicht, womit sehr hohe Steuersignalfrequenzen (Pulsfrequenzen) gewählt werden können.

HILFSPANNUNGSVERSORGUNG DES STEUERTEILS

Für die Funktion des verwendeten Integrierten Schaltkreis Bauelements 4-fach-Nand Schmitt-Trigger im Steuerteil der Schaltung, wird eine Versorgungsspannung zwischen 12V DC und 15V DC benötigt.

In Fig. 2 Variante 1 wird ein Netzteil verwendet, das über einen Kleintransformator mit einer Wechselspannung von 18V AC gespeist wird. Die über eine Brückengleichrichter gleichgerichtete und geglättete Spannung wird mit einem in Serie geschalteten Festspannungsregler Typ 7815 zwischen Eingangskondensator und Ausgangskondensator auf eine Ausgangsspannung von +15V DC geregelt.

Die Hilfspannungsversorgung in Fig. 2 Variante 2 wird aus der gleichgerichteten Netzspannung erzeugt. Ein Spannungsteiler bestehend aus Entkopplungsdiode D4, Vorschaltwiderstand R10 und Zenerdiode ZD12 liegt mit einem Ende an der gleichgerichteten Netzspannung. Das andere Ende des Spannungsteilers liegt auf Nullpotential. Parallel zur Zenerdiode ZD12 mit einer Zenerspannung von +12V liegt der Glättungskondensator C11. Über den Vorschaltwiderstand R10 wird der maximale Strom eingestellt.

Eine gleichwertige Schaltung für Variante 2 kann aus einem Spannungsteiler R9, Diode D4, Widerstand R10 und Zenerdiode ZD12 bestehen, wobei ein Glättungskondensator C10 parallel zu R10 und CD12 liegt. Der Lastkondensator C11 liegt parallel zu der Zenerdiode ZD12.

LEISTUNGSTEIL

Das Grundprinzip beruht auf dem abwechselnden Laden einer Speicherinduktivität über einen elektronischen Schalter von einer Spannungsquelle und anschließendem Entladen der Spule über einen Lastkondensator (Ladekondensator). Beim Laden findet ein Einspeichern von elektrischer Energie in die magnetische Feldenergie einer Induktionsspule (Drosselspule) statt und beim Entladen der Drosselspule wird die magnetische Feldenergie in die elektrische Feldenergie eines Lastkondensators umgeladen. Dem Ladekondensator entnimmt ein angeschlossener Verbraucher die elektrische Energie.

Dieses Wirkungsprinzip wird in einer speziellen Schaltung nach Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 in den Varianten 1 und 2 eines Gleichstromstellers als Hochsetzsteller zum Heraufsetzen einer halbsinusförmigen Eingangsgleichspannung auf eine vorgegebene Ausgangsgleichspanung benutzt. Der Leistungsteil der Schaltung ist in Fig. 1 in den Varianten 1 und 2 dargestellt.

In Fig. 1 Variante 1 und 2 sind Entstörfilter für 20 kHz vorgesehen, um ein Rückwirken der mit dem vielfachen der Steuersignalfrequenz (Pulsfrequenz) auftretenden Oberschwingungsströme, die durch das Ein- und Ausschalten des IGBT entstehen, ins Versorgungsnetz zu verhindern.

In Variante 2 werden mit einem vorgeschalteten Netzfilter, bestehen aus einem RC-Tiefpaß aus C1 und einem nachgeschalteten LC-Tiefpaß als Siebschaltung, bestehend aus L1 und C2 und L2 und C3 das vor dem Brückengleichrichter liegt hochfrequente Oberschwingungsströme (Störspannungen) weitgehend reduziert.

Entkopplung der 20 kHz Stromimpulse vom Netz. Bei Variante 2 liegen die beiden Kondensatoren C4 und C5 parallel zum Brückengleichrichter.

Die Luftspaltdrossel mit Ferritkern, bei Variante mit L bezeichnet und bei Variante 2 mit L3, stellt die eigentliche Speicherinduktivität dar. Mit einer speziell dimensionierten Luftspaltdrossel für die Erfindung, wird ein fast verlustloses einspeichern und ausspeichern von elektrischer Energie in Form von magnetischer Feldenergie dadurch erreicht, daß eine große Induktivität gewählt wird, damit bei großem Stromfluß, während der Einschaltzeit des Transistors, der magnetische Fluß nicht in die Sättigungszone gelangt bei der eine weitere Stromerhöhung keine nennenswerte magnetische Flußänderung mehr erbringt.

Bei Variante 2 wird eine Luftspaltdrossel mit Mittenanzapfung verwendet, die auch bei durchgesteuertem IGBT ein Nachladen des Lastfilterkondensators C6, C7, C8 und C9 ermöglicht. Zeitgleich wird über die zweite Hälfte der Spule der Magnetisierungsfluß erzeugt. Beim Sperren des IGBT wird die gespeicherte magnetische Energie umgeladen in die Lastkondensatoren C6 bis C9. Mit der Mittenanzapfung wird eine kleinere Oberwelligkeit der Ausgangsspannung erreicht, da die Entladung der Lastkondensatoren geringer ausfällt, als bei Variante 1. Die Mittenanzapfung bewirkt eine erhebliche Verringerung der Amplitude der 20 kHz Oberschwingung (Oberwelligkeit), die der halbsinusförmigen Ausgangsspannung überlagert ist.

Als Stellglied des Gleichstromstellers wird in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 in den Varianten 1 und 2 ein Injection-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) als Leistungsschalter verwendet, der von einem elektronischen Steuerteil mit einer Steuersignalfrequenz (Pulsfrequenz) zwischen 16 kHz und 20 kHz so angesteuert wird, daß die Ausgangsspannung mit einem Proportionalitätsfaktor von 1 bis 2 der Eingangsspannung folgt. Über das eingestellte Puls-Pausenverhältnis der Steuersignale wird der Energiefluß zur Speicherinduktivität durch die Impulsdauer festgelegt. Über die Speicherinduktivität und den IGBT fließt während der Einschaltzeit ein exponentiell ansteigender Kurzschlußstrom. Schmale Pulse ergeben eine niedrige Ausgangsleistung. Breite Pulse ergeben eine hohe Ausgangsleistung.

Die in Variante 2 parallel zum IGBT geschaltete Freilaufdiode hat eine Schutzfunktion und begrenzt entstehende negative Spannungsspitzen, die beim Abschalten des Kurzschlußstromes durch den IGBT entstehen.

Die Entkopplungsdioden D2 in Variante 1 und D2 und D3 in Variante 2 verhindern ein Kurzschließen der Energie des Lastkondensators über den IGBT Leistungsschalters beim Laden der Speicherinduktivität. Ist der IGBT hochohmig geworden in der Schaltpause, dann treibt die gespeicherte magnetische Energie in der Ladeinduktivität einen Ladestrom über die Entkopplungsdiode D2 in den Lastkondensator C2 bei Variante 1 und in C6 bis C9 bei Variante 2.

Der Lastkondensator C2 in Variante 1 und die verwendeten Lastkondensatoren C6 bis C9 in Variante 2 sind die Energiespeicher, aus denen die angeschlossenen Verbraucher ihre elektrische Energie beziehen.

Ein Kühlkörper ist erforderlich für die in den Leistungshalbleiterbauelementen durch ohmsche Widerstände bei Stromfluß entstehende Wärme, die zwingend abgeführt werden muß, damit die kritische Bauteiletemperatur von 150° Celsius nicht überschnitten wird, bei der eine Zerstörung des Bauteils stattfindet. Die Wärmeabfuhr über den Kühlkörper wird so bemessen, daß maximal 80° Celsius an den Halbleiterbauelementen entstehen bei maximal zulässigem Strom.

Ein Gehäuse aus Eisenblech schirmt zusätzlich die durch die Taktfrequenz von 16 bis 20 kHz entstehenden hochfrequenten elektromagnetischen Felder nach außen ab.

STÜCKLISTE EINER PRAKTISCH REALISIERTEN SCHALTUNG

In einer praktisch ausgeführten Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 in der Variante 1, für ein in Betracht kommendes Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung, wurden folgende Bauelemente mit den angegebenen Daten verwendet.

Hinweis: Wird für die Herstellung der Induktivität ein lackisolierter Spulendraht mit einem Querschnitt von 1 mm² verwendet, sollte der maximale Dauerstrom 8A nicht übersteigen. Bei einer Eingangsnennspannung von 120V AC ergibt sich ein Mittelwert der gleichgerichteten Eingangsspannung von ungefähr 110V DC, die an der Spule anliegen. Mit dem maximal fließenden Dauerstrom von 8A über der Spule, errechnet sich eine maximale elektrische Leistung von:
Pmax = U.I = 110V.8A = 880W.

Diese Leistung kann an einen angeschlossenen Verbraucher abgegeben werden.

Claims (2)

1. Der Patentanspruch erstreckt sich auf Gleichstromsteller, die nach der Schaltungsanordnung in Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 in den möglichen Varianten 1 und 2 realisiert werden, zur Umwandlung von Wechselspanung nach Gleichspannung mit einer entsprechenden Anpassung des Mittelwertes der resultierenden Gleichspannung zum entsprechenden Effektivwert der Wechselspannung und damit ein Betrieb von elektrischen Geräten mit höherer Nennspannung an elektrischen Versorgungsnetzen mit geringerer Nennspannung ermöglicht. Mit Wechselspannung wird hier die ursprüngliche Netzspannung (Nennspannung) gemeint, für die das elektrische Gerät ausgelegt wurde.
Der Patentanspruch erstreckt sich auf einen nach Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 3 in den Varianten 1 und 2 speziell gebauten Umwendler, der eine Eingangsnennspannung von 120V AC, 60 Hz auf 200V DC umwandelt, womit ein Betrieb von Haushaltsgeräten, Universalmotoren, elektrischen Verbrauchern mit Nennspanungen von 220V AC, 50 Hz möglich ist. Der in Fig. 1 Fig. 2 und Fig. 3 in den Varianten 1 und 2 konzipierte Gleichstromsteller (Umwandler), richtet über einen Brückengleichrichter eine Einganswechselspannung von 120V AC gleich. Die Ausgangsgleichspannung wird dadurch erhöht, daß in sehr schnell aufeinanderfolgenden Schalthandlungen zuerst bei einem Ladevorgang elektrische Energie in magnetische Feldenergie einer Drosselspule (Induktivität) umgewandelt wird und in einem daran anschließenden Entladevorgang ein Umspeichern der magnetischen Energie in elektrische Feldenergie eines Kondensators erfolgt. Die Ausgangsspannung des Kondensators erhöht sich bei gleicher Kapazität, falls zeitgleich mehr Energie eingeladen wird, als von einem angeschlossenen Verbraucher ausgeladen wird.
Für die schnellen Schalthandlungen wird ein elektronisch steuerbares Stellglied benutzt in Form eines Injection-Gate-Bipolar-Transistor Leistungshalbleiterbauelements (IGBT).
Ein Steuerteil liefert Steuersignale mit einem einstellbaren Puls-Pausen Verhältnis mit sich daraus ergebenden Steuersignalfrequenz zwischen 16 bis 20 kHz. Mit einem in der Impulsbreite einstellbaren und der Impulspause festgelegtem Steuersignal wird die Basis des IGBT nun derart moduliert angesteuert, daß die Ausgangsspannung ohne Phasenverschiebung der halbsinusförmigen Eingangsspannung mit einem Proportionalitätsfaktor 1 bis 2 folgt. Je nach eingestellter Impulsbreite wird die Ausgangsspannung regelbar in einem Bereich von 100V DC bis 200V DC.

2. Der Patentanspruch erstreckt sich insbesondere auf das sehr einfache aus wenigen Bauelementen aufgebaute und universell einsetzbare und in der Funktion erweiterbare Steuerteil nach Schaltungsanordnung in Fig. 3, in den Varianten 1 und 2 bei dem eine variable Pulslänge und eine variable Pulspause über Potentiometer eingestellt werden kann und sich die Steuersignalfrequenz durch das Puls-Pausen-Verhältnis (Pulsfrequenz) ergibt.
Die Steuersignale werden durch die Verwendung einer aus pnp- und npn-Transisstoren gebildeten Gegentaktverstärkerschaltung verstärkt, wodurch ein direkter Anschluß an das Gate oder die Basis eines Leistungshalbleiterbauelementes erfolgen kann.
Der Patentanspruch erstreckt sich auch auf Steuerschaltungen, die dem Grundprinzip folgend lediglich Schaltungszusätze hinzufügt, oder wegläßt, um entweder die Impulsfrequenz, die Überwachungslogik, die Anzahl der Leistungs-Steuersignalausgänge zu verändern, oder durch Mehrfachverwendung der Grundschaltung eine Schaltung entstehen läßt mit der eine erweiterte Steuermöglichkeit gegeben ist. Veränderungen an der Schaltung auf die sich der Patentanspruch ersteckt, sind:
Die Ansteuerung von IGBT oder anderer Leistungshalbleiterbauelemente in Leistungsmodulen mit eventuell niedereren oder höheren Taktfrequenzen als unter Punkt 1 des Patentanspruches angegeben, kann einfach durch andere Wahl der passiven Bauelemente bei dem in der Steuerschaltung verwendeten und aus der Literatur bekannten Nand Schmitt Trigger RC-Oszillator realisiert werden. Mit der Verwendung eines gemeinsamen Ladezweiges und Entladezweiges beim RC-Oszillator wird ein gleiches Puls-Pausenverhältnis erreicht und die Schaltung nochmals vereinfacht. Bei Verwendung eines Potentiometers anstatt eines festen Widerstandes kann damit die Pulslänge und gleichzeitig die Pulspause verändert werden, wodurch sich auch die Frequenz verändert.
Die Funktion der Überwachungslogik um die Steuerimpulse abzuschalten, kann durch Hinzufügen von logischen Gattern leicht erweitert oder verändert werden um zusätzliche Eingänge als Abschaltkriterien berücksichtigen zu können. Insbesondere bietet der verwendete 4-fach Nand Schmitt Trigger IC-Baustein viele Möglichkeiten, um mit vorgeschalten Widerstandsmeßbrücken sehr einfach Prozeßkriterien abzufragen, bei deren erreichen eine Umschaltung zu erfolgen hat. Ein Eingang der Meßbrücke liegt am zu messenden Signal, der andere Zweig liegt an einem definierten Potential. Der Mittelpunkt der Meßbrücke wird auf den Eingang eines Nand Schmitt Trigger geführt. Durch die Dimensionierung der Widerstandsmeßbrücke und der Schalthysterese des Schmitt Trigger wird ein eindeutiger Signalzustand abfragbar, bei dem abgeschaltet und dann erneut wieder eingeschaltet werden soll.
Ein DC-DC Konverter nach Fig. 4 wird mit einer ergänzten Steuerschaltung nach Fig. 5 betrieben. Der Patentanspruch erstreckt sich auf die aus der Grundschaltung abgeleitete Steuerschaltung nach Fig. 5, zum abwechselnden steuern zweier IGBT in einem DC-DC Konverter.
Eine weitere Verwendung wäre hier eine Schaltung nach Fig. 6 in einer vollgesteuerten Zweipulsbrückenschaltung mit IGBT. Die vollgesteuerte Zweipulsbrückenschaltung nach Fig. 6, bestehend aus vier IGBT ermöglicht je nach Ansteuerzeitpunkt, sowohl den Gleichrichterbetrieb als auch Wechselrichterbetrieb.
Der Patentanspruch erstreckt sich auf eine Steuerschaltung nach Fig. 7, die ein Erkennen des Spannungsnulldurchganges der Netzspannung berücksichtigt, um bei positiver Halbelle der Netzspannung in Fig. 6 die Transistoren T1 und T2 mit Steuerimpulsen anzusteuern und bei negativer Halbwelle die Transistoren T3 und T4.