DE19744918A1 - Schaltungsanordnung und Verfahren zur Amplitudenbegrenzung einer Wechselspannung - Google Patents
Schaltungsanordnung und Verfahren zur Amplitudenbegrenzung einer WechselspannungInfo
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Description
In der Leistungselektronik werden vorzugsweise MOS-Transisto
ren als Schaltelemente verwendet. Diese MOS-Transistoren
benötigen zum Durchschalten eine definierte Durchschalte
spannung. Ein Überschreiten einer maximal zulässigen Durch
schaltespannung führt zu einer Zerstörung des
MOS-Transistors.
In vielen Schaltungsanordnungen, insbesondere bei Umrichtern
werden MOS-Transistoren über beispielsweise eine zusätzliche
Wicklung auf der Sekundärseite eines Übertragers angesteuert.
Die Erzeugung einer Durchschaltespannung durch die zusätzli
che Wicklung an der Sekundärseite des Umrichters bringt je
doch den Nachteil mit sich, daß die Höhe der Durchschalte
spannung nicht beliebig dimensionierbar ist, da hierfür nur
eine begrenzte Anzahl ganzzahliger Windungszahlen auf der Se
kundärseite des Übertragers zur Verfügung steht. Eine
Erzeugung der Durchschaltespannung mit Hilfe der zusätzlichen
Wicklung bringt den weiteren Nachteil mit sich, daß bei höhe
ren Eingangsspannungen an der Primärseite des Übertragers die
Durchschaltespannung überschritten und der damit anzusteuern
de Transistor zerstört werden kann. Desweiteren bringt diese
Ansteuerung den Nachteil mit sich, daß sich der Wirkungsgrad
der genannten Ansteuerung bei höheren Durchschaltespannungen
aufgrund der entstehenden Verluste verringert.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsan
ordnung und ein Verfahren zur Amplitudenbegrenzung einer
Wechselspannung anzugeben.
Die Lösung der Aufgabe ergibt sich aus den Merkmalen der Pa
tentansprüche 1 und 9.
Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß Durchschalte
spannungen unverzögert und in beliebiger Höhe erzeugt werden
können.
Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß durch
die Verwendung von MOSFET-Transistoren eine Amplitudenbegren
zung von hochfrequenten Wechselspannungen verlustlos durchge
führt geführt wird.
Weitere Besonderheiten sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Schaltungsanordnung und das Verfahren werden aus der
nachfolgenden näheren Erläuterung zu einem Ausführungsbei
spiel anhand von Zeichnungen ersichtlich.
Es zeigen:
Fig. 1 einen Umrichter mit einer Ansteuerung eines Schalt
elementes auf der Sekundärseite eines Umrichters
nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 eine Anordnung einer Begrenzerschaltung vor einem
Steuereingang des Schaltelementes,
Fig. 3 eine Schaltungsausgestaltung der Begrenzerschaltung
und
Fig. 4 eine weitere Schaltungsausgestaltung der Begrenzer
schaltung.
Fig. 1 zeigt einen als Eintakt-Durchflußwandler ausgebilde
ten Umrichter UM. Dieser Eintakt-Durchflußwandler ist im We
sentlichen aus einem Übertrager UT, der aus einer Primärsei
tigen Wicklung PN, einer ersten sekundärseitigen Wicklung
SN1, einer zu dieser in Serie angeordneten zweiten Wicklung
SN2, einem elektronischen Schalter S auf der Primärseite des
Übertragers UT, einer parallel zu der ersten sekundärseitigen
Wicklung SN1 des Übertragers UT angeordneten Diode DF, einer
parallel zum Ausgang des Übertragers UT angeordneten Kapazi
tät C und einer Längsinduktivität L besteht, die zwischen der
Diode DF und der Kapazität C angeordnet ist. Die hier mit un
terbrochener Linie dargestellte weitere Diode DU ist zwischen
einem Abgriffspunkt AP, der zwischen der ersten und zweiten
sekundärseitigen Wicklung SN1, SN2 des Übertragers UT ist,
und der Kathode der Diode DF angeordnet. Bei niedrigen Aus
gangsspannungen UA wird die weitere Diode DU aufgrund von ei
ner geringeren Verlustleistung durch einen über die zweite
Wicklung SN2 ansteuerbaren Transistor T ersetzt. Dieser Tran
sistor T, der vorzugsweise ein MOS-Transistor T ist, wird
derart angeordnet, daß der Eingang S der Regelstrecke SD des
MOS-Transistors T mit dem Abgriffspunkt AP und der Ausgang D
der Regelstrecke SD des MOS-Transistors T mit der Kathode der
Diode DF verbunden ist. Der Steuereingang G des MOS-Tran
sistors T ist über einen Widerstand RT mit dem Anschluß
der auf der Sekundärseite des Übertragers UT angeordneten
zweiten Wicklung SN2 verbunden.
Wenn der mit hoher Frequenz öffnende und schließende elektro
nische Schalter S auf der Primärseite des Übertragers UT ge
schlossen wird, liegt an der Wicklung PN die Eingangsspannung
UE an. Die Schaltfrequenz des elektronischen Schalters S kann
dabei bis zu einem MHz betragen. An den Wicklungen SN1 und
SN2 auf der Sekundärseite des Übertragers UT betragen die
Spannungen SN1/PN.UE und SN2/PN.UE. Der MOS-Transistor T
schaltet dann durch, wenn an seinem Steuereingang G eine um
die Durchschaltespannung höhere Spannung anliegt als an dem
Eingang S der Regelstrecke SD des MOS-Transistors T. Beim
Einschalten des elektronischen Schalters S ist die Diode DF
nicht leitend.
Wäre anstelle des MOS-Transistors T die weitere Diode DU wie
eingezeichnet vorhanden, so würde auch diese in Flußrichtung
betrieben, da die Spannung an der Wicklung SN1 des Übertra
gers UT positiv ist.
Nach dem Öffnen des elektronischen Schalters S liegt aufgrund
von Ummagnetisierungsvorgängen eine negative Spannung an der
ersten und zweiten Wicklung SN1 und SN2 an. Der
MOS-Transistor T oder ersatzweise die weitere Diode DU werden ge
sperrt. Die Diode DF ist in dieser Schaltphase leitend.
In Fig. 2 ist ein Ausschnitt des Umrichters UM aus Fig. 1
dargestellt. Auf der Sekundärseite des Übertragers UT ist
zwischen dem Anschluß der zweiten Wicklung SN2 auf der Sekun
därseite des Übertragers UT und dem Steuereingang G des
MOS-Transistors T eine Begrenzereinheit B angeordnet. Ein erster
Anschluß A1 der Begrenzereinheit B ist dem Anschluß der zwei
ten Wicklung SN2 und ein zweiter Anschluß A2 ist mit dem
Steuereingang G des MOS-Transistors T verbunden. Ein dritter
Anschluß A3 der Begrenzereinheit B ist mit dem Eingang S der
Regelstrecke SD des MOS-Transistors T verbunden. Der Übertra
ger UT, insbesondere die zweite Wicklung SN2 stellt in bezug
auf den ersten und dritten Anschluß A1, A3 der Begrenzer
schaltung B eine Spannungsquelle U dar. Zwischen dem ersten
Anschluß A1 und dem dritten Anschluß A3 liegt die von der
zweiten Wicklung SN2 des Übertragers UT abgegebene hochfre
quente Wechselspannung UW an.
In Fig. 3 ist eine Schaltungsausgestaltung der Begrenzerein
heit B gezeigt. Die wesentlichen Elemente der Begrenzerein
heit B sind eine erste Referenzspannungsquelle RP, eine zwei
te Referenzspannungsquelle RN, eine erste Trenneinheit TR1
mit einem ersten Schaltelement T1 und einer ersten Diode D1,
eine zweite Trenneinheit TR2 mit einem zweiten Schaltelement
T2 und einer zweiten Diode D2. Die ersten und zweiten Schal
telemente T1 und T2 sind vorzugsweise MOSFET-Transistoren.
Der erste Anschluß A1 der Begrenzereinheit B, der mit dem
freien Anschluß der zweiten Wicklung SN2 des Übertragers UT
verbunden ist, ist über die Anode der ersten Diode D1 mit dem
Ausgang D der Regelstrecke SD des ersten MOSFET-Transistors
T1 der ersten Trenneinheit TR1 und mit der Kathode der zwei
ten Diode D2 mit Ausgang D der Regelstrecke SD des zweiten
MOSFET-Transistors T2 der zweiten Trenneinheit TR2 verbunden.
Der zweite Anschluß A2 der Begrenzereinheit B ist mit dem
Eingang S der Regelstrecke SD des ersten und zweiten
MOSFET-Transistors T1, T2 verbunden. Zwischen dem zweiten und drit
ten Anschluß A2, A3 sind eine dritte und fünfte Diode D3, D5
angeordnet, wobei ihre Anoden miteinander und über die erste
Referenzspannungsquelle RP mit dem Steuereingang G des ersten
MOSFET-Transistors T1 verbunden sind. Zwischen dem zweiten
und dritten Anschluß A2, A3 sind eine vierte und sechste Di
ode D4, D6 angeordnet, wobei die beiden Kathoden der vierten
und sechsten Diode D4, D6 verbunden sind und über die zweite
Referenzspannungsquelle RN mit dem Steuereingang G des zwei
ten MOSFET-Transistors T2 verbunden sind. Die dritte und
fünfte Diode D3, D5 und die vierte und sechste Diode D4, D6
sind jeweils in vorteilhafter Weise als Doppeldioden D3, D5;
D4, D6 ausgebildet.
Liegt am ersten Anschluß A1 bezogen auf den dritten Anschluß
A3 eine positive Spannung an, dann begrenzt der erste
MOSFET-Transistor T1 diese, wenn die Referenzspannung der ersten Re
ferenzspannungsquelle RP abzüglich der Durchschaltespannung
des ersten MOSFET-Transistors T1 überschritten wird. Die Re
ferenzspannung der ersten Referenzspannungsquelle RP wird
während der positiven Spannung über die fünfte Diode D5 auf
das am dritten Anschluß A3 anliegende Potential bezogen. Die
dritte Diode D3 ist während der zwischen dem ersten Anschluß
A1 und dritten Anschluß A3 anliegenden positiven Spannung
nicht leitend. Die zweite und sechste Diode D2, D6 ist ge
sperrt.
Am Steuereingang G vom zweiten MOSFET-Transistor T2 liegt die
Referenzspannung der zweiten Referenzspannungsquelle RN und
die an der vierten Diode D4 anliegende Spannung.
Liegt eine am ersten Anschluß A1 bezogen auf den dritten An
schluß A3 negative Spannung an, so sperrt die erste Diode D1
und die negative Spannung wird über die zweite Diode D2 und
der geschlossenen Regelstrecke DS vom zweiten
MOSFET-Transistor T2 zum zweiten Anschlußpunkt A2 weitergeleitet.
Die Referenzspannung der zweiten Referenzspannungsquelle RN
wird während dem Anliegen der negativen Spannung zwischen dem
ersten und dritten Anschluß A1, A3 über die leitende sechste
Diode D6 auf das am dritten Anschluß A3 anliegende Potential
bezogen. Die fünfte Diode D5 sperrt.
Durch die zwischen dem ersten und dritten Anschluß A1, A3 an
liegende negative Spannung wird bei Überschreiten der am
Steuereingang G des zweiten MOSFET-Transistors T2 anliegenden
Referenzspannung der Referenzspannungsquelle RN abzüglich der
Durchschaltespannung des zweiten MOSFET-Transistors T2 dieser
gesperrt.
Über die leitende dritte Diode D3 liegt am Steuereingang des
ersten MOSFET-Transistors T1 die Referenzspannung der ersten
Referenzspannungsquelle RP und die an der dritten Diode D3
anliegende Spannung an.
Am ersten Anschluß A1 der Begrenzereinheit B wird die Span
nung an den freien Anschluß der zweiten Wicklung SN2 und an
dem dritten Anschluß A3 wird die an dem Abgriffspunkt AP zwi
schen der ersten und zweiten Wicklung SN1, SN2 abgreifbare
Spannung weitergeleitet.
Die am zweiten Anschluß A2 anliegende Spannung ergibt sich
wegen der Kapazität des anzusteuernden MOS-Transistors T aus
einem Spannungswert der ersten Referenzspannung minus der
Durchschaltespannung des ersten MOSFET-Transistors T1.
Liegt am ersten Anschluß 1 der Begrenzereinheit B eine zum
dritten Anschluß A3 positive Spannung von zum Beispiel +20
Volt an, so wird der erste MOSFET-Transistor T1 nicht leitend
gesteuert, sobald am Ausgang des zweiten Anschlusses A2 der
Begrenzereinheit B die Spannung den positiven Referenzwert
minus der Durchschaltespannung des zweiten MOSFET-Transistors
T1 überschreitet. Als Folge ergibt sich, daß die Spannung am
zweiten Anschluß A2 aufgrund der Kapazität des MOS-Tran
sistors T in etwa auf diesem Wert bleibt. Für einen Span
nungswert von +14 Volt der ersten Referenzspannung der ersten
Referenzspannungseinheit RP und einer Durchschaltespannung
des ersten MOSFET-Transistors T1 von 2 bis 4 Volt ergibt sich
eine Begrenzung der am ersten Anschluß A1 der Begrenzerein
heit B anliegenden Spannung auf 9 bis 11 Volt.
Wenn am Anschluß A1 der Begrenzereinheit B die zum dritten
Anschluß A3 negative Spannung anliegt, so wird diese in der
selben Weise wie oben beschrieben begrenzt. Bei der Referenz
spannung der zweiten Referenzspannungsquelle RN von beispiels
weise -14 Volt und einer Durchschaltespannung des zweiten
MOSFET-Transistors T2 von 2 bis 4 Volt ergibt sich eine be
tragsmäßige Begrenzung der am ersten Anschluß A1 der Be
grenzereinheit B anliegenden Spannung von 9 bis 11 Volt am
zweiten Anschluß A2 der Begrenzereinheit B. Der erste
MOSFET-Transistor T1 und der zweite MOSFET-Transistor T2 werden nur
vernachlässigbar belastet.
Fig. 4 zeigt eine Ausgestaltung der in Fig. 3 gezeigten Be
grenzereinheit B. Die Ausgestaltung bezieht sich dabei auf
die Ausbildung der ersten und zweiten Referenzspannungsquel
len RP und RN. Die beiden Referenzspannungseinheiten RP und
RN unterscheiden sich nur dadurch, daß am Ausgang der ersten
Referenzspannungsquelle RP eine positive und am Ausgang der
zweiten Referenzspannungsquelle RN eine negative Spannung an
liegt.
Die erste Referenzspannungsquelle RP ist aus einer ersten Se
rienschaltung aus einer Diode D7 und einer Kapazität C1 einer
parallel zur Kapazität C1 zweiten Serienschaltung aus einem
Widerstand R1 und einer Zenerdiode Z1 gebildet. Eine weitere
Kapazität C2 ist parallel zur Zenerdiode Z1 angeordnet. Bei
einem eingeschwungenen Schaltungszustand kann an der weiteren
Kapazität C2 die erste Referenzspannung abgegriffen werden.
Der Aufbau der zweiten Referenzspannungsquelle RN entspricht
der der ersten Referenzspannungsquelle RN.
Die am Steuereingang G des ersten und zweiten
MOSFET-Transistors T1, T2 anliegende Referenzspannung kann durch die
in der ersten und zweiten Referenzspannungseinheit RP und RN
angeordneten Zenerdioden Z1, Z2 verändert werden.
Claims (9)
1. Schaltungsanordnung zur Amplitudenbegrenzung einer Wech
selspannung (UW), mit mindestens einer mit einer ersten Refe
renzspannungsquelle (RP, RN) verbundenen ersten Trenneinheit
(TR1, TR2), die zwischen einem Verbraucher (V) mit einem ka
pazitiven Element und einer die Wechselspannung (UW) abgeben
den Spannungsquelle (U.) angeordnet ist, wobei der Verbraucher
(V) durch die erste Trenneinheit (TR1, TR2) von der Span
nungsquelle (U) bei Überschreiten einer von der ersten Refe
renzspannungsquelle (RP, RN) abgegebenen Referenzspannung ge
trennt wird und die zum Zeitpunkt der Abtrennung von der
Spannungsquelle (U) am Verbraucher (V) anliegende Spannung
von diesem gehalten wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß in der ersten Trenneinheit (TR1) ein erster MOSFET-Transistor (T1) angeordnet ist,
daß ein Eingang (S) der Regelstrecke (SD) des ersten MOSFET-Transistors (T1) mit dem Verbraucher (V),
daß die Spannungsquelle (U) mit einem Ausgang (D) des ersten MOSFET-Transistors (T1) und
daß der Steuereingang (G) des ersten MOSFET-Transistors (T1) mit der ersten Referenzspannungsquelle (RP) verbunden ist.
daß in der ersten Trenneinheit (TR1) ein erster MOSFET-Transistor (T1) angeordnet ist,
daß ein Eingang (S) der Regelstrecke (SD) des ersten MOSFET-Transistors (T1) mit dem Verbraucher (V),
daß die Spannungsquelle (U) mit einem Ausgang (D) des ersten MOSFET-Transistors (T1) und
daß der Steuereingang (G) des ersten MOSFET-Transistors (T1) mit der ersten Referenzspannungsquelle (RP) verbunden ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine zweite Trenneinheit (TR2) einen zweiten MOSFET-Transistor (T2) aufweist,
daß ein Eingang (S) der Regelstrecke (SD) des zweiten MOSFET-Transistors (T2) mit dem Verbraucher (V),
daß die Spannungsquelle (U) über eine zweite Diode (D1) mit einem Ausgang (D) des zweiten MOSFET-Transistors (T2) und
daß der Steuereingang (G) des zweiten MOSFET-Transistors (T2) mit einer zweiten Referenzspannungsquelle (RP) verbunden ist.
daß eine zweite Trenneinheit (TR2) einen zweiten MOSFET-Transistor (T2) aufweist,
daß ein Eingang (S) der Regelstrecke (SD) des zweiten MOSFET-Transistors (T2) mit dem Verbraucher (V),
daß die Spannungsquelle (U) über eine zweite Diode (D1) mit einem Ausgang (D) des zweiten MOSFET-Transistors (T2) und
daß der Steuereingang (G) des zweiten MOSFET-Transistors (T2) mit einer zweiten Referenzspannungsquelle (RP) verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen dem Ausgang (D) der Regelstrecke (SD) des ersten
MOSFET-Transistors (T1) und der Spannungsquelle (U) eine er
ste Diode (D1) angeordnet ist, wobei die Kathode der ersten
Diode (D1) mit den Ausgang (D) der Regelstrecke (SD) des er
sten MOSFET-Transistors T1 verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen dem Ausgang (D) der Regelstrecke (SD) des zwei
ten MOSFET-Transistors (T2) und der Spannungsquelle (U) eine
zweite Diode (D1) angeordnet ist, wobei die Kathode der zwei
ten Diode (D2) mit den Ausgang (D) der Regelstrecke SD des
zweiten MOSFET-Transistors (T2) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Referenzspannungsquelle (RP) über eine vierte
Diode (D4) mit dem Verbraucher (V) und über eine fünfte Diode
(D5) mit einem weiteren Anschluß der Spannungsquelle (U) ver
bunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Referenzspannungsquelle (RP) über eine vierte
Diode (D4) mit dem Verbraucher (V) und über eine sechste Di
ode (D6) mit einem weiteren Anschluß der Spannungsquelle (U)
verbunden ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprü
che,
dadurch gekennzeichnet,
daß die erste oder zweite Referenzspannungsquelle (RN, RP)
aus einer ersten Serienschaltung aus einer Diode (D7) und ei
ner Kapazität (C1) einer parallel zur Kapazität (C1) zweiten
Serienschaltung aus einem Widerstand (R1) und einer Zenerdi
ode (Z1) gebildet gebildet ist.
9. Verfahren zur Amplitudenbegrenzung einer Wechselspannung
(UW), demgemäß
ein Verbraucher (V) mit einem kapazitiven Element von einer
die Wechselspannung (UW) abgebenden Spannungsquelle (U) bei
Überschreiten einer von mindestens einer ersten Referenzspan
nungsquelle (RP, RN) abgegebenen Referenzspannung getrennt
wird und
die zum Zeitpunkt der Abtrennung von der Spannungsquelle (U)
am Verbraucher (V) anliegende Spannung von diesem gehalten
wird.
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DE1997144918 DE19744918A1 (de) | 1997-10-10 | 1997-10-10 | Schaltungsanordnung und Verfahren zur Amplitudenbegrenzung einer Wechselspannung |
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- 1997-10-10 DE DE1997144918 patent/DE19744918A1/de not_active Ceased
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